CN101272159A - 一种基于均衡技术的接收机和接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于均衡技术的接收机和接收方法，用于TD－MBMS中。所述接收机包括：信道估计器、后处理器、相位估计器、相位补偿器、去干扰器、第一快速傅立叶变换器、拟合器、第二快速傅立叶变换器、频域均衡器、快速逆傅立叶变换器和匹配滤波器。本发明的基于均衡技术的接收机和接收方法，通过对接收数据进行频域均衡处理，在有效消除多址干扰和符号间干扰的同时，降低了接收机的计算量，提高了接收机的整体性能。

Description

一种基于均衡技术的接收机和接收方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别是涉及一种应用于时分通信制式下的多媒体广播组播系统(TD-MBMS)中的基于均衡技术的接收机和接收方法。

背景技术

随着未来多媒体业务对高速数据传输日益增长的需求，无线数据业务将急剧增加，这就要求第三代移动通信(3G)系统应当具有适合传输数据业务的一些特点，如高数据量、高突发性、高可靠性等。

对于第三代移动通信中的时分双工(TDD)系统，例如时分同步码分多址(TD-SCDMA)系统，支持手机电视业务是一个重要的特征，因此需要针对广播信息提供高质量的高速数据传输业务。随着无线通信技术的发展和第三代移动通信在全球范围内的兴起，无线资源做为一种有限的资源，变得越来越紧张。对于3G主流标准之一的TD-SCDMA系统来说，其被分配的无线资源也是非常有限的。因此，最近提出了一种专用载波的TD-MBMS方案，专用载波特指TD-MBMS所占用的专用频段，与TD-SCDMA占用频段不同。

通常情况下，联合检测可以对TD-MBMS接收数据进行解调。联合检测技术主要有迫零(ZF)方法和最小均方(MMSE)方法，无论哪种方法，都需要进行比较大的矩阵求逆运算，算法的计算复杂度比较高，随着用户数、接收天线、接收码元数的增加，算法的计算量将增加，特别是在处理大时延多径时存在困难。

因此，如何提供一种应用于TD-MBMS中的快速的接收机和接收方法就成为亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于均衡技术的接收机和接收方法，以降低TD-MBMS接收机的计算量，提高接收速度。

为解决上述技术问题，本发明提供技术方案如下：

一种基于均衡技术的接收机，用于TD-MBMS中，所述接收机的接收数据包括前训练序列、数据符号和后训练序列，所述接收机包括：

信道估计器，用于进行信道估计，将前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应输出到后处理器；

后处理器，用于对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，将去噪后的信道冲激响应输出到拟和器；

拟和器，用于对去噪后的信道冲激响应进行拟和，将拟和后的信道冲激响应输出到去干扰器和第二快速傅立叶变换器；

相位估计器，用于进行相位估计，输出码片平均相位偏差到相位补偿器；

相位补偿器，用于根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，输出相位补偿后的接收数据到去干扰器；

去干扰器，用于对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据，并将去干扰后的接收数据输出到第一快速傅立叶变换器；

第一快速傅立叶变换器，用于对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，将得到的接收数据频域值输出到频域均衡器；

第二快速傅立叶变换器，用于对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，将得到的拟合后的信道冲激响应频域值输出到频域均衡器；

频域均衡器，用于根据拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，将得到的均衡数据频域值输出到快速逆傅立叶变换器；

快速逆傅立叶变换器，用于对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

上述的接收机，其中，所述相位估计器进一步根据所述接收机的接收数据进行相位估计。

上述的接收机，其中，所述后处理器还将去噪后的信道冲激响应输出到相位估计器；所述相位估计器进一步根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

上述的接收机，其中，所述频域均衡器进行的频域均衡处理算法为：Q(i)＝M(i)/Λ(i)，其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量。

上述的接收机，其中，后处理器还将信道冲激响应噪声功率估计值输出到拟和器；拟和器还对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，将拟和后的噪声功率估计值输出到频域均衡器；频域均衡器进一步根据拟和后的噪声功率估计值以及拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，具体算法为： $Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\mathrm{\σ}}_n^2),$ 其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，conj为求共轭运算，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量，σ_n ²为拟和后的噪声功率估计值，g为调整参数，g≥0。

上述的接收机，其中，还包括匹配滤波器，用于对快速逆傅立叶变换器输出的均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

一种基于均衡技术的接收方法，用于TD-MBMS中，包括如下步骤：

A、接收包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据；

B、进行信道估计，得到前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应；

C、对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，得到去噪后的信道冲激响应；

D、对去噪后的信道冲激响应进行拟和，得到拟和后的信道冲激响应；

E、进行相位估计，得到码片平均相位偏差；

F、根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，得到相位补偿后的接收数据；

G、对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据；

H、对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，得到接收数据频域值；

I、对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，得到的拟合后的信道冲激响应频域值；

J、根据拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

K、对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

上述的接收方法，其中，步骤E中，根据所述接收的包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据进行相位估计。

上述的接收方法，其中，步骤E中，根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

上述的接收方法，其中，步骤J中，所述频域均衡器处理算法为：Q(i)＝M(i)/Λ(i)，其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量。

上述的接收方法，其中，步骤D中，还对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，得到拟和后的噪声功率估计值；步骤J中，进一步根据拟和后的噪声功率估计值以及拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，具体算法为： $Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\mathrm{\σ}}_n^2),$ 其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，conj为求共轭运算，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量，σ_n ²为拟和后的噪声功率估计值，g为调整参数，g≥0。

上述的接收方法，其中，步骤K之后还包括步骤：L、对均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

本发明的基于均衡技术的接收机和接收方法，通过对接收数据进行频域均衡处理，在有效消除多址干扰和符号间干扰的同时，降低了接收机的计算量，提高了接收机的整体性能。本发明的接收机结构简单，不仅满足了未来多媒体应用对3G无线高速数据业务需求的急剧增加，而且成本较低，为大规模商业化应用提供了强有力的支持。

附图说明

图1为TD-MBMS系统的子帧结构图；

图2为TD-MBMS系统的正常时隙结构图；

图3为TD-MBMS系统的短时隙结构图；

图4为TD-MBMS系统的训练序列(Preamble)构成图；

图5为本发明实施例的基于均衡技术的接收机结构示意图；

图6为本发明实施例中的接收数据示意图；

图7为本发明实施例中接收N段连续时隙数据示意图；

图8为本发明实施例中将卷积后的结果分两段插入相位补偿后的接收数据中的示意图；

图9为本发明实施例的基于均衡技术的接收方法流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明进行详细描述。

为了提高频谱利用率，TD-MBMS采用了具有更高频谱效率的帧结构。如图1所示，TD-MBMS采用全下行时隙，其将传统帧结构中的DwPTS、UpPTS和96码片(chip)的GP合并为一个短的时隙，长度为352码片，称之为短时隙，用来传输MBMS控制信令；其余7个下行时隙长度均为864码片，称之为正常时隙。图2为TD-MBMS系统的正常时隙结构图，其包括96码片的训练序列(Preamble)和768码片的数据符号(Data symbols)。图3为TD-MBMS系统的短时隙结构图，其包括96码片的Preamble和256码片的数据符号。图4为Preamble的具体构成图，其中前32码片是后64码片的一段重复，在做信道估计的时候只用后64码片。

如图5所示，本发明实施例的基于均衡技术的接收机主要包括：信道估计器10、后处理器11、相位估计器12、相位补偿器13、去干扰器14、第一快速傅立叶变换器15、拟合器16、第二快速傅立叶变换器17、频域均衡器18、快速逆傅立叶变换器19和匹配滤波器20。

接收机接收如图6所示的数据，接收数据e_n两端都具有训练序列，也就是说，e_n既包含本时隙(第n时隙)的训练序列e_n，a和数据部分e_n，b，也包含下一时隙(第n+1时隙)的训练序列e_n，c，而e_n，c也就是e_n+1，a。

信道估计器10用于进行信道估计，其分别根据前后训练序列e_n，a、e_n+1，a进行信道估计，分别得到e_n，a、e_n+1，a对应的信道冲激响应h_n、h_n+1，并将信道冲激响应h_n、h_n+1输出到后处理器11，信道冲激响应主要包括时延信息和相位信息。

具体地，信道估计器10是利用本地训练序列与接收到的训练序列来进行信道冲激响应的估计。假设用户使用的训练序列在发射前经过旋转变换为64码片Preamble的复值数据64码片B_preamble，则可以得到如下公式：

e_n，a＝Gh_n+n

e_n+1，a＝Gh_n+1+n

其中，n为白噪声，G是由基本的Preamble码构成的转换矩阵。由于选用的训练序列Preamble码的抗噪声性能较好，噪声的影响可以忽略，因此可以得到以下表达式：

e_n，a＝Gh_n

e_n+1，a＝Gh_n+1

采用如下的公式计算信道冲激响应：

h_n＝IFFT(FFT(e_n，a)./FFT(B_preamble))

h_n+1＝IFFT(FFT(e_n+1，a)./FFT(B_preamble))

式中，./表示对位相除，FFT是快速傅立叶变换，IFFT是快速逆傅立叶变换，这里的FFT/IFFT长度固定为64。

后处理器11用于对前后训练序列分别对应的信道冲激响应h_n、h_n+1进行噪声功率估计以及去噪处理。后处理器11分别对h_n、h_n+1进行噪声功率估计，得到对应的噪声功率估计值

利用噪声门限 ${\mathrm{\Γ}}_n=\mathrm{\ϵ}\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n}^2,$ ${\mathrm{\Γ}}_{n+1}=\mathrm{\ϵ}\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n+1}^2$ (ε为噪声门限参数)对h_n、h_n+1中能量小于门限的抽头置零，从而得到去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1：

i＝0，...，63

后处理器11将噪声功率估计值

以及去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1输出到拟和器16。

拟和器16用于对去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1进行拟和，拟和后的信道冲激响应为：

h′＝a1*h′_n+a2*h′_n+1

这里，a1和a2为拟和系数，典型的a1＝a2＝0.5。

拟合器16还用于对信道冲激响应噪声功率估计值

进行拟和，拟和后的噪声功率估计值为：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=a1*{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n}^2+a2*{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n+1}^2$

拟合器16将拟和后的信道冲激响应h′输出到去干扰器14和第二快速傅立叶变换器17，将拟和后的噪声功率估计值

输出到频域均衡器18。

相位估计器12用于进行相位估计，输出码片平均相位偏差到相位补偿器13，本发明实施例给出如下的两种相位估计方法。

方法一：根据原始接收数据e_n进行相位估计

如图7所示，假设共接收N段连续时隙数据(N＝4)，这里e_na表示前训练序列，e_nb表示数据符号，e_nc表示后训练序列，相位估计器12首先计算相位和：

${\mathrm{\θ}}_n=\underset{k=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}[e_{\mathrm{na}}(32+k)/e_{(n+1)a}(32+k)],n=1,...,N$

对于短时隙，θ_n＝θ_n*864/352

然后，计算码片平均相位偏差：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{1}{864}\arg \left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\θ}}_n\right)$

方法二：根据去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1进行相位估计相位估计器12首先计算相位和：

${\mathrm{\θ}}_n=\underset{k=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}[h_n^{\′}\left(k\right)/h_{(n+1)}^{\′}\left(k\right)],$ n＝1，...，N

对于短时隙，θ_n＝θ_n*864/352

然后，计算码片平均相位偏差：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{1}{864}\arg \left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\θ}}_n\right)$

需要说明的是，采用方法二时，后处理器11还应当将去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1输出到相位估计器12。

相位补偿器13用于根据码片平均相位偏差

对接收数据e_n进行相位补偿，输出相位补偿后的接收数据e_f，n到去干扰器14，如下：

对于正常时隙

$e_{f,n}\left(k\right)=e_n\left(k\right)*\exp (-\widehat{\mathrm{\θ}}*(496-k)),$ k＝1，...，960

对于短时隙

$e_{f,n}\left(k\right)=e_n\left(k\right)*\exp (-\widehat{\mathrm{\θ}}*(240-k)),$ k＝1，...，448

去干扰器14用于对相位补偿后的接收数据e_f，n去干扰，将得到的去干扰后的接收数据e_l，n输出到第一快速傅立叶变换器15。

具体地，去干扰器14利用基本训练序列与拟和后的信道冲激响应h′进行卷积，然后将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据e_f，n中，得到去干扰后的接收数据e_l，n：

设P为64点训练序列基本码(见图4后64码片)，则干扰为：

$C=h^{\′}(1:64)\⊗P(33:64)$

展开即得：

$C\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{32+64-1}{\mathrm{\Σ}}}P(i+33)*h(k-i),$ k＝1，...96

如图8所示，对于正常时隙，去干扰如下：

e_l，n(1:32)＝C(1:32)，e_l，n(961:1024)＝C(33:96)；

对于短时隙，去干扰如下：

e_l，n(1:32)＝C(1:32)，e_l，n(449:512)＝C(33:96)。

第一快速傅立叶变换15，用于对去干扰后的接收数据e_l，n进行时域到频域的转换，将转换后的数据M＝FFT(e_l，n)输出到频域均衡器18。

第二快速傅立叶变换器17，用于对拟和后的信道冲激响应h′进行时域到频域的转换，得到频域数据Λ＝FFT(h′)，并将Λ输出到频域均衡器18。

频域均衡器18，用于对接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值Q＝FFT(s)，并将Q输出到快速逆傅立叶变换器19，以消除多径效应。

均衡后的输出结果为

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2)$ i＝0，...，2^D-1

其中，conj为求共轭运算，g为调整参数，g≥0，在本实施例中g＝1，2^D为傅立叶变换器的长度。

在信道条件比较好时，可以取g＝0。因而，在本发明另一实施例中，后处理器11不需要将噪声功率估计值

输出到拟和器16，拟和器16不需要对

进行拟和及输出，频域均衡器18的输入仅为M和Λ，均衡后的输出结果为

Q(i)＝M(i)/Λ(i)        i＝0，...，2^D-1

快速逆傅立叶变换器19对均衡后的频域值Q进行逆傅立叶变换，将频域数据转换为时域数据，得到均衡后的时域值s。

匹配滤波器20，用于对快速逆傅立叶变换器19输出的均衡数据时域值s进行匹配滤波，得到解调数据d。在系统中使用的扩频因子SF＞1时，才需要对s进行解调处理，因此，在扩频因子SF＝1时，接收机中可不包括匹配滤波器20。

在本发明中，可以将3个傅立叶变换器的长度均设为1024(数据不足部分则需要补零)。对于正常时隙来说，接收数据长度为960码片，加上尾部插入的数据64码片一共为1024码片。对于短时隙来说，接收长度为448码片，加上尾部插入的数据64码片一共为512码片，需要对数据不足部分补零。当然，对于短时隙，也可以将傅立叶变换器的长度设为512。而且，图5中虽然示出了3个独立的快速傅立叶变换器，但也可以只用一个快速傅立叶变换器来实现，即用一个快速傅立叶变换器通过时分复用的方式来完成这3个快速傅立叶变换器的功能。这样可以进一步降低接收机成本。

相应地，本发明实施例还提供了一种基于均衡技术的接收方法，如图9所示，该方法主要包括如下步骤：

步骤901、接收包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据；

步骤902、进行信道估计，得到前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应；

步骤903、对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，得到去噪后的信道冲激响应；

步骤904、对去噪后的信道冲激响应进行拟和，得到拟和后的信道冲激响应；

本步骤中，还可以对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，得到拟和后的噪声功率估计值。

步骤905、进行相位估计，得到码片平均相位偏差；

本步骤中，可以根据所述接收的包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据进行相位估计；也可以根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

步骤906、根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，得到相位补偿后的接收数据；

步骤907、对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据；

步骤908、对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，得到接收数据频域值；

步骤909、对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，得到的拟合后的信道冲激响应频域值；

步骤910、根据拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

本步骤中，所述频域均衡器处理算法为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)

本步骤中，还可以根据拟和后的噪声功率估计值以及拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，具体算法为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\mathrm{\σ}}_n^2),$

步骤911、对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值；

步骤912、对均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据(在扩频因子SF＝1时，不需要执行本步骤)。

在本发明实施例中，利用前后训练序列来进行信道估计，并对前后训练序列对应的信道冲激响应进行拟和，能够有效地提高信道估计的精度，从而提高接收机接收质量；通过相位估计，得到码片平均相位偏差，根据码片平均相位偏差逐个码片进行相位补偿，能够去除频偏带来的相位偏差，进一步，对相位补偿后的接收数据进行去干扰处理，以去除大时延多经对数据部分的干扰，从而能够有效地提高均衡效果。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (12)

1.一种基于均衡技术的接收机，用于时分通信制式下的多媒体广播组播系统TD-MBMS中，其特征在于，所述接收机的接收数据包括前训练序列、数据符号和后训练序列，所述接收机包括：

信道估计器，用于进行信道估计，将前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应输出到后处理器；

后处理器，用于对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，将去噪后的信道冲激响应输出到拟和器；

拟和器，用于对去噪后的信道冲激响应进行拟和，将拟和后的信道冲激响应输出到去干扰器和第二快速傅立叶变换器；

相位估计器，用于进行相位估计，输出码片平均相位偏差到相位补偿器；

相位补偿器，用于根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，输出相位补偿后的接收数据到去干扰器；

去干扰器，用于对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据，并将去干扰后的接收数据输出到第一快速傅立叶变换器；

第一快速傅立叶变换器，用于对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，将得到的接收数据频域值输出到频域均衡器；

第二快速傅立叶变换器，用于对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，将得到的拟合后的信道冲激响应频域值输出到频域均衡器；

频域均衡器，用于根据拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，将得到的均衡数据频域值输出到快速逆傅立叶变换器；

快速逆傅立叶变换器，用于对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：

所述相位估计器进一步根据所述接收机的接收数据进行相位估计。

3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：

所述后处理器还将去噪后的信道冲激响应输出到相位估计器；

所述相位估计器进一步根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述频域均衡器进行的频域均衡处理算法为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)，其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量。

5.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：

后处理器还将信道冲激响应噪声功率估计值输出到拟和器；

拟和器还对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，将拟和后的噪声功率估计值输出到频域均衡器；

频域均衡器进一步根据拟和后的噪声功率估计值以及拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，具体算法为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\mathrm{\σ}}_n^2),$ 其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，conj为求共轭运算，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量，σ_n ²为拟和后的噪声功率估计值，g为调整参数，g≥0。

6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于：

还包括匹配滤波器，用于对快速逆傅立叶变换器输出的均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

7.一种基于均衡技术的接收方法，用于TD-MBMS中，其特征在于，包括如下步骤：

A、接收包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据；

B、进行信道估计，得到前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应；

C、对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，得到去噪后的信道冲激响应；

D、对去噪后的信道冲激响应进行拟和，得到拟和后的信道冲激响应；

E、进行相位估计，得到码片平均相位偏差；

F、根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，得到相位补偿后的接收数据；

G、对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据；

H、对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，得到接收数据频域值；

I、对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，得到的拟合后的信道冲激响应频域值；

J、根据拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

K、对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

8.如权利要求7所述的接收方法，其特征在于：

步骤E中，根据所述接收的包括前训练序列、数据符号和后训练序列的接收数据进行相位估计。

9.如权利要求7所述的接收方法，其特征在于：

步骤E中，根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

10.如权利要求7所述的接收方法，其特征在于，步骤J中，所述频域均衡器处理算法为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)，其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量。

11.如权利要求7所述的接收方法，其特征在于：

步骤D中，还对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，得到拟和后的噪声功率估计值；

步骤J中，进一步根据拟和后的噪声功率估计值以及拟和后的信道冲激响应频域值对接收数据频域值进行频域均衡处理，具体算法为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\mathrm{\σ}}_n^2),$ 其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，conj为求共轭运算，M(i)为接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为拟和后的信道冲激响应频域值的第i分量，σ_n ²为拟和后的噪声功率估计值，g为调整参数，g≥0。

12.如权利要求7所述的接收方法，其特征在于，步骤K之后还包括步骤：

L、对均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

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