CN101268632A - 到达方向估算方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种到达方向估算方法及其装置，其中估算方法包括在多径分量所有的延迟下，计算每一个波束的输出功率，其中每一个波束具有不同的指向；根据一定标准从计算出的输出功率中选择候选延迟；对每个候选延迟，关联所述波束中的输出功率与预计算的功率分布，获得关联结果，所述预计算的功率分布对应从不同指向反馈到所述智能天线的阵列的波束集；从所述关联结果中选择一个最大值，解析所述最大值的辐角作为到达方向。该估算装置包括2维多径搜索器和波束形成器，用于解析到达方向的估算器，以及关联运算器。由此可综合考虑复杂度与到达方向估算分辨率并降低了计算量。

Description

到达方向估算方法及其装置

技术领域

本发明涉及扩频无线通信网络的智能天线基站，尤其涉及一种增强反馈无线信号到达方向(DOA)估算的角分辨率的方法及到达方向估算装置。

背景技术

在移动通信系统中，可在基站上利用阵列天线，通过在上下行链路采用波束形成来提高无线接收质量。为了降低波束形成过程的复杂度，常采用多个固定波束，这些固定波束的相位和振幅加权矢量为预先计算的并以阵列响应矢量的形式存储在基站中，这里阵列相应矢量可用如下所示的均匀分布线性阵列表示：

$\stackrel{\‾}{a}\left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}{\left[\begin{array}{cccc}1& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}& \·\·\·& e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(N-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}\end{array}\right]}^T---\left(1\right)$

其中θ为从阵列侧面测量的波束指向角，λ为无线信号的波长，d为天线列间距，N为天线阵单元总数，上标T表示转置，符号“-”表示矢量。

出于若干理由，希望能够精确估算到达信号到达天线阵列的到达方向(DOA)。这可以有多种方式。

例如，J.C.Liberti和T.S.Rappaport在“Smart antennas for wirelesscommunications”(Prentice Hall，Upper Saddle River，New Jersey，1999)(“无线通信智能天线”)第九章中提到一种DOA经典估算方法，即经典波束形成器方法。波束形成器从一组波束的输入信号中计算合成功率，并将功率最高的波束的指向作为估算的到达方向。其缺点是为了获得适当的精确度，波束的数目必须很大，从而导致较高复杂度。

有一类到达方向估算器采用输入信号的关联矩阵。例如，Capon的最小方差法利用输入信号的关联矩阵在信号功率不变的限制下最小化干扰；这种方法获得的分辨率高于经典波束成形法，但复杂度更高。更复杂的方法例如多信号分类法(MUSIC，Multiple User Signal Characteristic)和旋转不变技术信号参数估计法(ESPRIT，Estimation of Signal Parameter via Rotational InvarianceTechnique)等子空间法，其中包含计算信号关联矩阵本征分解值的算法；这种方法记载于欧洲专利“Method for estimating a direction of arrival”(EP 1253434，L.Brunel and A.Ribeiro Dias，in December 30，2002)(“到达方法估算方法”)中。

但是，如果将这些方法应用于搜索器中，信号的所有可能延迟就变得非常复杂。编号为WO 02/052677的国际专利申请“Base station，base station moduleand method for direction of arrival estimation”(“基站、基站模型以及到达方向估算方法”)提出了以适中的复杂度换取较高分辨率的方法。该法通过形成相邻固定波束的线性组合来生成新波束。美国专利申请6,411,257“Antennaangle-of-arrival estimation using uplink weight vectors”(“利用上行加权矢量估算天线到达角度”)还提出了另一个复杂度相对较低的到达方向估算器，该到达方向估算器关联最少序列递归算法中的不同天线子阵列的加权。

申请号为PCT/CN2004/001464的专利申请提出了一种基于每个分辨时间延迟的M波束的接收功率来估算到达方向的方法。此法基于波束正弦的加权平均，这里波束指向每个延迟中所接收功率值最强的两个方向。因此，此法属于一种插值方法。此外，在该发明中，仅将全部M波束功率输出与所接收的两个最大功率值相比。

除了经典波束形成器法和申请号为PCT/CN2004/001464的专利申请中的方法，其他上述DOA估算方法利用了接收信号之间的相位与振幅关系。在扩频系统中，搜索器耗用了大量基站处理功率，因此期望获得一种可供这些系统使用的低复杂度到达方向估算器。在PCT/CN2004/001464专利申请的方案中，有一种采用2维多径搜索器的估算方法，其利用接收信号的功率而非接收信号之间的相位与振幅关系。

在具有一个阵列天线的扩频系统中，解扩N个接收天线信号，生成一组复关联函数

c_n(k)，n＝1，..，N，k＝1，...，L            (2)

其中L为搜索窗口的长度。然后由使用M束波束的固定波束形成器形成这N个函数。

指向为θ、时间延迟为k的任一波束的输出功率可表示如下：

$P_k\left(\mathrm{\θ}\right)={\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(n-1)\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}\right|}^2---\left(3\right)$

2维多径搜索器的任务是找出到达信号的指向和到达时间。因此，按照公式(3)可计算指向为θ_m ^beam，m＝1，...，M的M个波束各自的输出功率。2维搜索器求出延迟k′，这里k′使得M个波束中任一波束按照公式(3)计算出的功率最大。换言之，2维多径搜索器给出使输出功率超过某一功率门限的所有延迟。在延迟k′下M个固定波束的输出功率可以表示为P_k′(θ_m ^beam)，其中θ_m ^beam为第m波束的指向，其为预先配置在波束形成器中的确定角度。

基于这M个波束的输出功率，可以估算出在延迟k′下反馈信号的到达方向。一种显而易见的简单方法是从最大功率的波束的指向中选择到达方向，这类似于经典波束形成器法：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{m,k^{\′}}=\arg \underset{m}{\max }{P}_{k^{\′}}\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)---\left(4\right)$

图1为现有技术中使用如公式(4)中的波束功率的DOA估算装置示意图。2维多径搜索器和波束形成器10按照公式(3)计算所有延迟k下的M个固定波束的输出功率并给出较大的输出功率，其对应于估算器11的延迟k′。估算器11根据公式(4)计算DOA，即在较大的输出中选择最大的输出功率并解析其辐角。

当波束数目M非常大时，该方法是可行的，因为M很大时，反馈信号的DOA与M个波束方向θ_m ^beam中的一个方向相符的可能性也很大。但是，由于DOA可为任意角，DOA估算器无法依据此条件操作，同时出于复杂度的原因，搜索窗口中一般有许多延迟k′且期望M值保持为低值。但M值过小会降低到达方向分辨率。因此，需要平衡与M成比例的复杂度和到达方向估算分辨率。

2维多径搜索器是一个在计算上很复杂的函数，因为在搜索窗口中一般有多个延迟。因此，只有少数波束，如M，用于形成时间-波束搜索空间。因此公式(4)描述的方法的合成角度分辨率很低，并降低了上行链路的性能，同时对下行链路性能有负面影响。

发明内容

为了解决上述矛盾从而以较低复杂度估算DOA，本发明实施例提出了一种DOA估算方法及其装置。

本发明实施例解决方案如下：

一种具有智能天线的扩频系统中多径分量到达方向的估算方法，包括：

A)在所述多径分量所有的延迟下，计算每一个波束的输出功率，所述每一个波束具有不同的指向；

B)根据一定标准从计算出的输出功率中选择候选延迟；

C)对每个候选延迟，关联所述波束中的输出功率与预计算的功率分布，获得关联结果，所述预计算的功率分布对应从不同指向反馈到所述智能天线的阵列的波束集；

D)从所述关联结果中选择一个最大值，解析所述最大值的辐角作为到达方向。

一种具有智能天线的扩频系统中多径分量到达方向的估算装置，包括：

2维多径搜索器和波束器，用于在所述多径分量的所有延迟下，计算每一个波束的输出功率，所述每一个波束具有不同的指向；并根据一定标准，从所述计算的输出功率中选择候选延迟；

估算器，用于解析到达方向；

其特征在于估算装置进一步包括：

关联运算器，用于在候选延迟下，关联所述波束中的输出功率与预计算功率分布，以获得关联结果，所述候选延迟为2维多径搜索器和波束器的输出，所述预计算功率分布对应从不同指向反馈到所述智能天线的阵列的波束集；从所述关联结果中选择一个最大值，所述最大值被发送到估算器，所述估算器解析所述最大值的辐角作为到达方向。

通过关联波束在候选延迟下的输出功率与预计算的波束功率分布，本发明实施例与现有技术的区别在于，仅利用功率来估算DOA，而其他现有技术则利用复关联函数的振幅与相位。与申请号为PCT/CN2004/001464的发明申请相比，无须完全利用波束形状的近似模型。同时综合考虑了复杂度与到达方向估算分辨率并且降低了计算量。

附图说明

图1为现有技术中使用波束功率的DOA估算装置示意图。

图2为本发明实施例DOA估算的详细步骤。

图3为本发明实施例DOA估算装置的示意图。

图4为本发明实施例DOA估算的均方根误差。

具体实施方式

本发明实施例通过在波束集输出功率超过功率门限的延迟下，关联波束集输出功率与预计算的波束功率分布，这里预计算波束功率分布存储在基站存储器中。从最大关联结果中获得DOA。具体解决方案描述如下。

本发明基于这一事实：当角展度小于固定波束的波束宽度时，这也是最常见的情况，可将某一延迟的复解扩值近似化为与阵列响应矢量成比例，即：

$\stackrel{\‾}{c}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_1\left(k\right)\\ c_2\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_N\left(k\right)\end{array}\right]\≈\mathrm{\γ}\stackrel{\‾}{a}\left({\mathrm{\θ}}_k\right)---\left(5\right)$

其中γ为复比例因子，一般设置为1，α(θ_k)表示阵列响应矢量。由于公式(5)中参数θ_k未知，生成Q种假定：延迟k′的信号从指向θ_q，q＝1，...，Q方向反馈到阵列，这里Q＞M且Q取决于期望分辨率和存储能力。例如，假设波束形成器中有M＝4个固定指向分别对应于-45°、-15°、+15°、+45°，现Q＝8，θ_q q＝1，...，8分别为-45°、-25°、-15°、-5°、+5°、+15°、+25°、+45°。

如果将公式(5)用于公式(3)，对于角度θ_q而言，则计算公式(3)可被预先计算并有效地存储在基站中，这是因为在公式(3)中参数θ_q和θ_m ^beam已知。预计算结果为波束功率分布R(m，q)，计算过程如下，首先

$\tilde{R}(m,q)={\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(n-1)(\sin \left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_q\right))}\right|}^2,$ m＝1，...，M，q＝1，...，Q

                         (6)

然后标准化R(m，q)为：

$R(m,q)=\frac{\tilde{R}(m,q)}{\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{R}}^2(m,q)}},q=1,...,Q---\left(7\right)$

由于公式(6)中指数的辐角取决于差值 ${\mathrm{\Δ}}_{m,q}=\sin \left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_q\right),$ 公式(6)相对Δ_m，q来说为恒定值，相对与Δ_m，q的振幅来说是周期值。如果适当的选择角θ_m ^beam，θ_q的值，对给定的参数m、q，有可能求出某些其他的m′、q′，使得Δ_m，q＝|Δ_m′，q′|。此时

$\tilde{R}(m,q)=\tilde{R}(m^{\′},q^{\′}),m\≠m^{\′}---\left(8\right)$

其中对所有m、q，可求出一对m′、q′使得公式(8)成立。

公式(8)的这种对称性可用于高效存储

因为无需存储整个

下面举例说明。假设d＝λ/2且M＝4、Q＝7，相应的角度为

θ_q＝[-90°-41.8°-19.5°0°19.5°41.8°90°]

则由公式(6)，可得矩阵

$\tilde{R}=\left[\begin{array}{ccccccc}16& 3& 1& 0& 1& 3& 16\\ 1& 3& 16& 3& 1& 0& 3\\ 1& 0& 1& 3& 16& 3& 1\\ 16& 3& 1& 0& 1& 3& 16\end{array}\right]$

可知每一行都为第一行的循环移位，因此仅需将第一行

存储在存储器中。事实上，由于对称性，仅需存储

的4个矩阵元素。当Q值很大时，这种存储器存储方式具有重要意义。

接下来获得到达方向估值的步骤为：关联每个延迟的M波束的功率与预计算波束功率分布，这里预计算波束功率分布具有Q个长度为M的矢量；选择相应的具有最大关联值的到达方向。因此，所有M个波束的输出功率都用于估算过程。即使接收信号来自一个信号方向，所有波束中的功率也几乎肯定会是非零的。参见图2，具体步骤描述如下：

步骤100，所有延迟k下每个M个波束的输出功率可按下式计算 $P_k\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)={\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(n-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)}\right|}^2,$ m＝1，...，M，k＝1，..，L。

可得LM个功率值。

步骤101，从步骤100得到的LM个功率值中，按照某一标准来选择数个候选延迟k′，该标准可为：候选延迟必须具有大于功率门限的功率。此功率门限为调谐参数。如果所选功率门限过小，就会得出过多的延迟，而这中间有些由于是侦测到的噪声而非真实信号，因而是错误的。如果所选功率门限过大，就会丢失某些真实信号。因此功率门限用于确定X个较大的输出功率及其延迟。X为取决于所选功率门限的可变值。

步骤102，对于所有的Q角度和每个延迟k′，关联M个波束的输出功率与预计算波束功率分布R(m，q)，m＝1，...，M，q＝1，...，Q的第q列，为：

$\mathrm{\Γ}\left(q\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R(m,q)P_{k^{\′}}\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right).$

步骤103，将 $\hat{q}=\arg \underset{q}{\max }\mathrm{\Γ}\left(q\right)$ 所对应的角度作为到达方向。换言之，选择最大关联结果来解析辐角。

为了降低步骤103和104中的复杂度，可在关联过程中利用Q′＜Q时的指向子集

以减少搜索开销。可通过关联某些方向的功率矢量来选择Q′指向子集，这些方向处于将M个固定波束代入公式(3)所获得的两个较大值对应的方向之间。Q′关联值上的搜索无需为线性，且可采用更先进的方法，如二等分方法。

下面举例说明，这里同上假设，设d＝λ/2且M＝4、Q＝7。并设对延迟k′，M＝4个波束的输出功率为：

$P_k\left({\mathrm{\θ}}_1^{\mathrm{beam}}\right)=0.77$

$P_k\left({\mathrm{\θ}}_2^{\mathrm{beam}}\right)=0.91$

$P_k\left({\mathrm{\θ}}_3^{\mathrm{beam}}\right)=0.34$

$P_k\left({\mathrm{\θ}}_4^{\mathrm{beam}}\right)=0.03$

这表明实际的DOA很可能处于

与之间，因为这两个波束具有较大的输出功率。这样可选择集合{θ₁，θ₂，θ₃}，即Q′＝3，且仅关联这三个功率方向，而不关联所有七个指向q＝1，2，3，4，5，6，7，关联三个功率方向如下式所示：

$\mathrm{\Γ}\left(q\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R(m,q)P_{k^{\′}}\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)$ 其中q＝1，2，3。

然后选择 $\hat{q}=\arg \underset{q}{\max }\mathrm{\Γ}\left(q\right)$ 作为DOA，这里q＝1，2，3。这样降低了计算量。但是，必须计算q＝1，2，3，4，5，6，7的R(m，q)值，但可只分别计算一次然后保存在存储器中。

图3为本发明DOA估算装置的示意图，如图3所示，DOA估算装置包括与现有技术相同的2维多径搜索器和波束形成器10，以及两个新单元，分别为关联运算器20和保存预计算的波束功率分布的存储器22。关联运算器20利用存储器22读出的预计算波束功率分布以及2维多径搜索器和波束形成器10的输出执行关联计算。估算器21从关联运算器20的输出功率中选择最大的关联结果并解析其对应的辐角以获得DOA。

本发明可用于任何具有天线阵列的扩频信号接收机中以及固定波束的任意指向集θ_m ^beam，m＝1，...，M中，波束的数目M可以是任意，特别的，波束为正交波束。

当固定波束由一个类似波束形成网络生成时，如Butler矩阵，本发明估算DOA的原理仍然成立。

本发明另一可选方案是迭代的增加波束θ_m ^beam，m＝1，...，M的数目以提高DOA估算的分辨率。例如，当计算初始M个波束后，可从最初M个波束中选出的两个较强的波束，并基于两个较强的波束信息进行更精确的波束(多波束)计算。

本发明另一可选方案是对M个固定波束的输出功率进行滤波以减少噪声含量。如采用简单移动平均数滤波器。

下面通过仿真来验证本发明实施例。假设使用M＝4个固定波束，其指向分别为±49°和±16°，信号从随机方向θ0到达，θ0的范围为[-60°，60°]，且其角展度满足标准偏差为σ的拉普拉斯分布。采用上述方法，假设在区间[-60°，60°]中有Q＝121个等距的假设方向，得到到达方向(DOA)的估算值

采用Monte Carlo仿真得到均方根误差

结果如图4所示，这里采用了近似波束宽度为30°的M＝4个固定波束。如图4所示，给出了本发明实施例、申请号为PCT/CN2004/001464的专利申请的方法和US 6411257中的经典方法的仿真结果。图4中“参考文献[5]”表示申请号为PCT/CN2004/001464的专利申请。结果表明在该SNR范围内，本发明的方法在分辨率上大大低于已往US6411257和申请号为PCT/CN2004/001464的专利申请中的方法，利用这种分辨率来估算DOA是可能的。

此外，结果表明虽然本发明实施例基于模型假设公式(5)，其中模型假设公式(5)假定角展度σ＝0°。在角展度为非零的时，本发明也具有良好的性能。只要σ＜10°，大多数实际智能天线场景满足该条件，估算误差的RMSE就小于10°。

Claims (11)

1、一种在具有智能天线的扩频系统中估算多径分量到达方向的方法，包括：

A)在所述多径分量所有的延迟下，计算每一个波束的输出功率，所述每一个波束具有不同的指向；

B)根据一定标准从计算出的输出功率中选择候选延迟；

C)对每个候选延迟，关联所述波束中的输出功率与预计算的功率分布，获得关联结果，所述预计算的功率分布对应从不同指向反馈到所述智能天线的阵列的波束集；

D)从所述关联结果中选择一个最大值，解析所述最大值的辐角作为到达方向。

2、如权利要求1所述的方法，在所有多径分量的一个延迟下，每一个波束的输出功率计算如下：

$P_k\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)={\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(n-1)\sin \left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{bcam}}\right)}\right|}^2,$ m＝1，...，M，k＝1，..，L               (a)

其中M为波束数，L为搜索窗口的长度，k为多径分量的延迟，θ_m ^beam为由波束形成器配置的第m波束的指向，c_n(k)由解扩后的N个接收天线信号生成，为延迟k的复关联函数，λ为无线信号的波长，d为天线阵列的间隔，N为天线阵列元素的总数。

3、如权利要求2所述的方法，所述预计算的功率分布由以下步骤计算：

C1)当角展度小于波束的波束宽度，将复关联函数近似为与阵列响应矢量成比例；

C2)假设生成Q种假定：每个候选延迟的波束从指向θ_q，q＝1，...，Q反馈到所述天线阵列，其中Q＞M；

C3)将步骤C1中近似值代入公式(a)中的复关联函数，得到公式(b)

$\tilde{R}(m,q)={\left|\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}d(n-1)(\sin \left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_q\right))}\right|}^2,$ m＝1，...，M，q＝1，...，Q

                                 (b)

C4)标准化公式(b)得到预计算功率分布，其为M行Q列的矩阵R(m，q)：

$R(m,q)=\frac{\tilde{R}(m,q)}{\sqrt{\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{R}}^2(m,q)}},q=1,...,Q.$

4、如权利要求3所述的方法，进一步包括：

将所有所述预计算功率分布R(m，q)存储在存储器中；

或借助预计算功率分布中的对称性，将部分预计算的功率分布R(m，q)存储在存储器中，并利用R(m，q)中的对称性获得完整的R(m，q)函数。

5、如权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述步骤C包括：对所有Q个角度，关联每个候选延迟k′的M个波束中的输出功率与预计算功率分布的第q列，即基于公式(c)进行计算：

$\mathrm{\Γ}\left(q\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R(m,q)P_{k^{\′}}\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right),$ q＝1，2，...，Q

                (c)

其中Γ(q)为关联结果；P_k′(θ_m ^beam)为第m波束在候选延迟k′时的输出功率。

6、如权利要求3或4所述的方法，其特征在于，所述步骤C包括：对Q′个角度基于公式(c)进行计算：

$\mathrm{\Γ}\left(q\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}R(m,q)P_{k^{\′}}\left({\mathrm{\θ}}_m^{\mathrm{beam}}\right),$ q＝q₁，q₂，...，q_Q′                          (c)

其中Q′＜Q，而{θ_q1，θ_q1，…，θ_qQ′}为Q个角度的子集，Γ(q)为关联结果；P_k′(θ_m ^beam)为第m波束在候选延迟k′时的输出功率。

7、如权利要求6所述的方法，其特征在于，从所述步骤A中波束计算出的两个较大输出功率值对应的指向中选择Q′个角度。

8、如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述解扩值c_n(k)模型化为

$\stackrel{\‾}{c}\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{c}_1\left(k\right)\\ c_2\left(k\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ c_N\left(k\right)\end{array}\right]\≈\mathrm{\γ}\stackrel{\‾}{a}\left({\mathrm{\θ}}_k\right)$

其中γ为复比例因子，可设置为1，α(θ_k)为阵列响应矢量，c(k)为复关联矢量。

9、如权利要求1所述的方法，所述选择候选延迟的一定标准为：候选延迟的功率必须高于功率门限，其中所述功率门限可为调谐参数。

10、一种具有智能天线的扩频系统中多径分量到达方向的估算装置，包括：

2维多径搜索器和波束器，用于在接收到的解扩信号的多径分量的所有延迟下，计算每一个波束的输出功率，所述每一个波束具有不同的指向；并根据一定标准，从所述计算的输出功率中选择候选延迟；

估算器，用于解析到达方向；

其特征在于估算装置进一步包括：

关联运算器，用于在候选延迟下，关联所述波束中的输出功率与预计算功率分布，获得关联结果，所述候选延迟为2维多径搜索器和波束器的输出，所述预计算功率分布对应从不同指向反馈到所述智能天线阵列的波束集；从所述关联结果中选择一个最大值，所述最大值被发送到估算器，所述估算器解析所述最大值的辐角作为到达方向。

11、如权利要求10所述的估算装置，进一步包括存储器，用于存储关联运算器读取的预计算功率分布。

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