CN101262132B - 一种带t型有源电力滤波器结构的tcr型静止无功补偿装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种带T型有源滤波器(APF)结构的TCR型静止无功补偿装置(SVC)的设计及控制方法。无功补偿装置采用T型有源滤波器与SVC组成混合SVC，并和小型电压源逆变器型功率因数校正器(PFC-VSI)相连接。装置中APF部分的谐波补偿控制回路由直接反馈控制环、前馈系统两个部分组成；系统的有源滤波器部分由电容C_f，电感L_f以及和电感L_f并联的APF-VSI组成。TCR部分主要用于吸收谐波电流和调节无功功率。由于采用了T型有源滤波器结构，TCR支路的电感L_t在高次谐波时具有高阻抗的特性，可以自然滤除部分高次谐波。和以往的谐波滤波器不同，这里滤波器和一个低带宽的电压源逆变器共同工作，系统的控制比一般的有源滤波器更为简单，而且不受DSP执行时固有的一个周期的延迟的影响。

Description

一种带T型有源电力滤波器结构的TCR型静止无功补偿装置

技术领域

本发明属于电力系统中静止无功补偿装置(SVC)技术，具体涉及一种带T型有源滤波器结构的静止无功补偿装置的设计方法及其控制方法，特别是本发明涉及到的T型有源滤波器，它可以用于当今新型配电网中的无功补偿装置。

背景技术

现代社会从大型工业生产到日常生活都越来越离不开电力供应，除了需要电能成倍增长外，越来越多的用户和用电设备对供电电网质量、取用的电能形态和功率流动的控制与处理提出了更新、更高的要求。无功平衡对提高电网的经济效益和改善供电质量至关重要。随着电力工业的高速发展，超高压、特高压电网相继投入运行，人们对供电质量及可靠性的要求越来越高。由此产生了一系列问题：超高压大电网的形成及负荷变化加剧，要求大量快速响应的可调无功电源来调整电压，维持系统无功潮流平衡，减少损耗，提高供电可靠性。诸如炼钢电弧炉、电气化铁道、可逆式大型轧钢机等动态变化的非线性负荷在运行时，其有功与无功功率随时间作快速变化，导致供电电压波动或闪变、波形畸变、功率因数恶化以及不平衡负荷引起三相电压动态不平衡，从而使电网电能质量恶化。近年发展起来的静止型无功补偿装置(SVC)，是一种快速调节无功功率的装置，已成功地应用于冶金、采矿和电气化铁路等冲击性负荷的补偿上。这种装置在调节的快速性、功能的多样性、工作的可靠性、投资和运行费用的经济性等方面都比传统调相机有明显的优势，取得了较好的技术经济效益，因而在国内外得到了快速发展。

通常，SVC由TCR和固定电容(FC)组成。SVC可以提供每一相的无功功率来补偿不平衡负载产生的无功功率，使功率因数趋于1。然而，TCR将会引入谐波电流，因此，必须采取一些手段来消除由TCR带来的谐波电流。通常，可以改进TCR的结构来降低谐波，但这样做对谐波的抑制仅起到有限的作用，却使控制和设计变复杂了。混合式SVC结合了有源电力滤波器(APF)和SVC，它可以提供更经济的解决方案并保持良好的运行效果。在混合式SVC中主要的无功功率和不变的谐波分量由TCR与无源滤波器(PF)来补偿，谐波中的一些易变成份以及其他一些干扰可由有源滤波器(AF)来补偿。这种方法可使AF的额定功率减小，使整个补偿更为经济。然而，其中一些问题必须注意，如电流测量，参考电流的生成，使混合式SVC能够快速反应的控制系统设计。设计快速反应的控制系统是相当复杂的，当今围绕这一主题的讨论十分广泛。

发明内容

本发明的目的在于，提出一种新型的混合静止无功补偿装置(SVC)及其控制方法，该装置结合了T型APF和SVC，可为无功补偿提供更经济的解决方案并保持良好的运行效果。本发明提出了T型APF和SVC混合补偿的方案，将SVC用于无功补偿，采用较低开关频率，而T型APF作为SVC的输出滤波器，滤除SVC的开关纹波和电力负荷的高次谐波，这种方案能显著改善SVC的补偿性能，提高SVC装置稳定性，减小开关损耗，降低装置成本。

附图说明

下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明。

图1是传统APF和本发明提出的APF的电路原理图。

图2是本发明提出的TCR-module电路原理图。

图3是图2简化后的控制分析系统电路原理图。

图4是本发明的APF控制系统原理图。

图5是触发角

逐渐变化时TCR-module输出的仿真结果图。

图6是触发角从95度变化到135度再到95度时，系统各信号的仿真结果图。

具体实施方式

图1是传统APF电路结构与本发明的APF电路结构比较图，图中各符号含义如下：Vac：主电压源；Zs：电网侧阻抗；L₁：滤波电感；Z_L：等效负载阻抗；V_d：等效谐波电流源；V_af：有源滤波器电压逆变器输出电压；C_F：交流链路谐振电容其中图1b和d中的L₁是线路侧滤波器，L₂是负载侧滤波器。

如图1a图所示，在传统设计方法中，使用串联EMI滤波器第一电感L₁来滤除APF-VSI产生的EMI，这样做的同时也为APF产生的高次补偿谐波带来很高的线路阻抗。随着频率的增加，需要控制VSI输出增益也更高。在实际情况下，由于增益的增大将导致闭环系统的不良的波形旁瓣，实现起来十分困难。在本发明中传统设计中的第一电感L₁被分为两个电感，如图1b所示，分别为置于电源部分的电感L₁和置于负载部分的电感L₂。为了保证电源端(L₁)电流波形在基波频率下为正弦波，APF-VSI的基波频率下电压波形也必须是正弦波。因此，流入电感L₂的谐波电流自然地通过APF-VSI分流至地线。大体上说就是将谐波频率上的输入和输出电流相隔离。如果在控制策略中不包括对基波频率的功率因数补偿，那么负载和电源中基波频率电流是相等的，APF仅仅分离谐波电流。因此，不同于传统的APF，本发明中VSI的输出电压在基波频率附近带宽较窄，从而APF-VSI控制系统对带宽的要求得到了显著的降低。

在传统设计中，图1c中的交流链路谐振电容C_F在基波频率上产生谐振，使VSI的额定电压降低。图1d是对应的本发明的低电压APF电路图。由于C_F会对低次谐波产生较高阻抗，该设计的带宽要求相对图1b的设计要高。但选择合适的C_F值仍可以使系统带宽要求显著降低。因此，简单并有效降低带宽的系统设计是可以实现的。

通过以上原理分析，对传统APF和本发明APF的区别以及本发明APF的特点总结如下：

1.在传统的APF电路结构中，EMI滤波电感L₁与电压逆变器型有源电力滤波器(APF-VSI)相串联。在本发明的APF电路结构中，用于EMI滤波的电感L₁被分为两个电感，第一电感L₁置于电源部分，第二个电感L₂置于负载部分，本发明将此称为T型结构的有源滤波器。

2.传统APF结构需要使用带宽较大的控制电压源，而本发明的APF结构只需使用窄带宽的控制电压源。

3.传统APF结构中的APF-VSI输出电压Vaf有谐波分量，而本发明的APF结构中的APF-VSI输出电压V_af没有谐波分量。

4.传统的APF结构不能自然滤除高次谐波，而本发明的APF结构具有固有的滤除高次谐波的作用。

本发明提出的这种T型有源滤波器结构可以自然抑制SVC中TCR产生的高次谐波。从而降低APF系统的带宽要求。

因此，本发明提出了一个带有T型有源滤波器的TCR型无功补偿装置来改进混合SVC结构，在下文中我们将使用术语TCR-module来指代本发明提出的系统模块。图2是本发明提出的TCR-module电路原理图，是由图1d演化而来的，将图1d的负载Z_L用TCR来代替，图1d中的电感L₂合并到TCR电感L_t中，并在APF-VSI上并联一个电感L_f。这样就得到了图2所示的TCR-module电路原理图。图中各符号含义如下：V_ab：公共耦合点电压；Zs：线路阻抗；L₁：线路侧滤波电感；C_f：交流链路谐振电容；L_f：三次谐波滤波电感；L_t：TCR支路电感；Z_L：负载；APF-VSI：电压逆变器型有源滤波器；PFC-VSI：电压源逆变器型功率因数校正器。系统的有源滤波器部分由电容C_f，电感L_f以及和电感L_f并联的APF-VSI组成。电容C_f结合电感L_f是为了消除系统中的三次谐波，在SVC中如果每一TCR支路独立运行的话，三次谐波是系统中的主要干扰成份。TCR部分直接连接到电容C_f的上节点和VSI的下节点上，主要用于吸收谐波电流和调节无功功率。由于采用了本发明的有源T型滤波器结构，电路对TCR支路的高次谐波具有高阻抗特性，这种结构可以抑制高次谐波，因此节省了滤除TCR产生的高次谐波所需的控制成本。为了补偿APF-VSI的损耗并在每个瞬间状态维持直流链路的电压，在VSI和交流线路侧需要一些较小的有功功率交换。如果使用相同的APF-VSI进行功率交换，将会因为基波频率上很高的谐振电流而造成较大的损耗。为了使损耗减至最小，本发明使用独立的小型逆变器结合变压器来完成直流链路侧的调节。我们称这种设备为电压源逆变器型功率因数校正器(PFC-VSI)。虽然这样做会增加元器件使系统成本提高，但这种提高非常有限，这种装置仅仅是整个APF-VSI的一小部分，而且额定功率也仅有TCR的3～5％。在这样组合体中，可以用三脚的IPM(智能电力组件)来构建PFC-VSI和APF-VSI，这样可以缩小系统的体积。

图3是为说明系统控制原理而简化的原理图，其各符号含义与图2相同。图4是本发明的APF控制系统图。图中各符号含义如下：V⁺：正序电压；I⁺：正序电流；I^-：负序电流；

电压相角；Ic：谐振链路的电容电流；I_f：流经电感L_f的电流；k₁：五次谐波增益；k₂：三次谐波增益；k₃：直接比例增益；k₄：流经电感L_f的基波电流的估计值；k₅：流经电感L_f的三次谐波电流的估计值；V_af：APF-VSI的输出电压；ec：差分信号；

TCR触发角；V_If：基波电压。下面介绍本发明中的系统控制方法。

任何装有有源滤波器的SVC系统的控制都包括两部分，TCR触发角的控制以及APF的控制。这里不再讨论SVC系统的控制，这在已有的文献中已经做过大量的讨论了。为了讨论方便，在此把TCR-moudle连接在A相和B相之间作为参考。TCR模块的控制主要思想是，通过控制SCR的触发角，来得到抵消正序无功功率和负载侧负序无功功率的SVC系统所需的导纳。如图3所示，导纳Br可以用TCR-module的阻抗Zr表示如下：

式(0.1)中

是TCR电感在基频下的等效阻抗。

可以由

表示如下：

由于每一TCR-module都带有独立的有源滤波器，因此本发明提出的SVC系统可以快速消除谐波。由于SCR只可以在半个周期处触发，TCR-module具有一定的离散特性。这种离散特性可以被用于控制系统。APF部分的谐波补偿控制回路包括两部分。一部分是直接反馈控制回路，另一部分是前馈系统。反馈控制回路由控制环组成，控制环用来减小TCR模块的输出电流Ic的谐波分量的。为此，首先对Ic采样(见图4)，然后滤波器滤除基波频率分量，再作为APF-VSI的输入来调节V_af，由于滤除了基波频率分量，前馈加反馈可以减小控制的延迟。前馈信息在每个周期的电压峰值出更新。若忽略ESR分量，在每一周期的峰值处，TCR-module产生的无功电流等于零，利用导纳Bref与电网电压Vab’(如图4)的乘积信息，可以快速准确的得到下一周期要产生的无功电流值。因此有关TCR的触发信息也是在这一时刻确定的。前馈信息给出TCR产生的基波频率电流的近似值，并从Ic中减去该值，消除中Ic的基波分量。但这种计算基波频率电压成份的方法并不十分准确。因此为了使参考信号完全去除基波分量，需要利用差分信号ec快速估算出基波频率分量，再乘上适当的系数后反馈到输入端。在得到无基波分量的差分信号ec后，经过放大加到V_af的输入信号。恰当的放大系数可增强系统性能并消除高次谐波，但如果放大系数过大就会造成不良的增益裕度，因此放大系数的选择不能无限制的大。这个系数在固有一个周期延迟的DSP控制系统中影响很大。因此，需要进行有选择地进行谐波补偿，以消除主要谐波。由于系统对高次谐波具有自然滤除作用，主要的谐波信号(3次和5次)可以从差分信号ec中分离出来，然后分别乘上增益系数k₁，k₂，最后加到参考信号V_af中。

控制环的第二部分是用来平衡流过APF-VSI和电感L_f的电流的。前面已经叙述过了，电感L_f的主要用途是分流基波和3谐波电流分量的。由于电感L_f和电容C_f组成谐振电路，TCR产生的三次谐波电流被自然通过电感分流，然而，为了分流基波电流分量，APF-VSI的电压要做适当的控制。为达到上述目的，主电压和电感L_f两端的电压传输比由主电压及TCR触发角的表示如下：

把这个值乘上电压相位角

的sin值就是参考电压值。然后将该值加到APF-VSI的Vaf的参考输入端。为了进一步改善系统性能，电流信号Ilf被直接测量，并在滤除谐波和增大基波误差信号后反馈。

直流链路电压的控制由独立的半桥式VSI联合变压器来完成，这在前面已做讨论。这一控制回路其实是一个简单的双向PFC控制系统，在以往文献中已有很多说明了。

表1

表2

各控制器的线性传递函数

示例：本发明所提出的方法已通过仿真和试验方法进行了验证。算法的仿真是在MATLAB SIMULINK工具中进行的。这里我们仅考虑了单个TCR模块的输出特性。系统的元器件参数可参见表1。系统电压假设为交流220V。这里我们注意在三角形连接中，在平衡系统或需要的负序补偿很小的情形下，电容CF的值可以降低。然而，当变压器的电容无功功率加倍时，为了降低变压器的额定功率，可以通过限制TCR产生的最大电感无功电流来实现。和电感L_T相比，电感L_f上的电压非常小，因此系统的大小及造价会相应的减小。APF-VSI被假定工作在10KHz的工作频率且有一个周期的延迟。这么长的延迟时间，用标准DSP足够完成系统的计算了，如可以使用TI公司的TMS320LF2812DSP。表2标明了系统控制中的各类参数。图5显示了在逐步改变触发角时各TCR模块输出的仿真结果图。TCR-moudle相互独立的发出几乎无谐波的无功电流。可以看出TCR-moudle的无功电流将在系统电压峰值处改变。电流的变化几乎是无阻尼振荡的。本发明所提出的系统即使在输出无功功率非常大的情况下，仍然可以保持这种变化，例如在第一个逐步变换之前无功电流是感性的(图5a)，经逐步输入后变为容性无功电流。图6显示了TCR-moudle系统中的各个信号仿真结果。图6b显示了SVC-VSI电压，可以看出，即使在大的过渡中VSI也并不需要产生很大电压变化。图6c显示SVC-VSI的电流与此类似。另外，SVC-VSI的电流很小，主要含有5次或更高次的谐波电流。在谐波最大时，SVCAPF分担了5-6％的总电流。另外，SVC-VSI两端的最大RMS电压不会超过系统电压的20％。33％的系统电压可以使SVC-VSI工作达到满意的效果。所以，2-4％额定功率的VSI足够维持系统工作了。表3给出了单个TCR-moudle在不同的触发角时的总谐波失真。从上述仿真结果可以得出结论：本发明的系统在实际应用中，对高于2200V的TCR端电压和高于1000A的TCR电流，用单纯的鲁棒控制方案不需添加任何变压器是可行的。在这种情况下，额定电压为733V的SVC-VSI足够补偿谐波。在更高电压情况下，采用三级APF设计也可避免连接变压器。由于SVC-VSI的电流很小，它很容易在较高频率下开关。

表3

单相的TCR-moudle THD的仿真结果

混合滤波器的概念被改进用于集成有源滤波器的系统的装置。它被提出并应在TCR中来消除谐波。这种有源滤波器很好地替代了无源滤波器，提高了系统的稳定性和效率。在以上描述中仅仅讨论了单相中该滤波器的设计，这种拓扑结构可以很容易的扩展到三相系统中。

Claims (6)

1.一种T型有源滤波器(APF)，连接于电网主电压源和负载之间，包括有电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)，其特征在于：还包括：电源侧滤波电感(L₁)和负载侧滤波电感(L₂)；

其中，所述电源侧滤波电感(L₁)一端和所述负载侧滤波电感(L₂)串联连接，且该串联连接点连接所述电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)一端；所述电源侧滤波电感(L₁)另一端连接所述电网主电压源，所述负载侧滤波电感(L₂)另一端连接所述负载一端；所述电网主电压源另一端和所述电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)另一端和所述负载另一端相连接。

2.如权利要求1所述的T型有源滤波器，其特征在于：还包括：所述电源侧滤波电感(L₁)和所述负载侧滤波电感(L₂)的串联连接点与所述电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)之间串联电容(C_f)。

3.一种TCR型静止无功补偿装置(SVC)，其特征在于：它包括如权利要求1或2所述的T型有源滤波器。

4.一种T型有源滤波器(APF)，连接于电网主电压源和负载(TCR)之间，包括电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)，交流链路谐振电容(C_f)，三次谐波滤波电感(L_f)，其特征在于：还包括：电源侧滤波电感(L1)和TCR支路电感(L_t)；

其中，所述电源侧滤波电感(L₁)一端和所述TCR支路电感(L_t)一端连接，所述电源侧滤波电感(L₁)另一端与电网主电压源一端连接；电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)与三次谐波滤波电感(L_f)并联后与交流链路谐振电容(C_f)串联，该串联支路再并联在电网主电压源另一端与电源侧滤波电感(L₁)和所述TCR支路电感(L_t)的连接点之间，负载(TCR)一端与所述TCR支路电感(L_t)另一端连接，负载(TCR)另一端与电网主电压源另一端连接。

5.如权利要求4所述的T型有源滤波器，其特征在于：所述电压逆变器型有源滤波器(APF-VSI)连接有电压源逆变器型功率因数校正器；所述电压源逆变器型功率因数校正器通过变压器与电网主电压源并联。

6.一种TCR型静止无功补偿装置(SVC)，其特征在于：它包括如权利要求4或5所述的T型有源滤波器。

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