CN101237245A - 基于td-scdma网络的单频广播接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于TD－SCDMA网络的单频广播接收方法，所述的TD－SCDMA网络包括两层网络，一层是TD－SCDMA移动通信网络，另一层是TD－SCDMA单频广播网络；TD－SCDMA单频广播网络独立TD－SCDMA移动通信网络在一个独立频点上实现广播，或者在TD－SCDMA网络的一个频点上实现部分的移动通信的网络；部分时隙实现TD－SCDMA广播的单频发射网络；移动终端首先进行信道估计，然后进行信号检测；其中：所述的信号检测采用均衡算法实现TD－SCDMA的接收解调。本发明能够有效降低计算的工作量，并且达到与现有技术相同的效果。

Description

基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法

技术领域

本发明涉及一种基于TD-SCDMA网络的移动广播业务，例如移动电视的接收方法，特别是涉及一种在全小区单频发射下移动终端的广播接收方法。

背景技术

3GPP的第三代移动通信标准包含FDD(频分双工)、TDD HCR和TDD LCR这三个标准，其中FDD标准又称WCDMA(宽带码分多址)，TDD LCR又称TD-SCDMA(时分双工同步码分多址)。TD-SCDMA作为中国的3G标准，拥有大部分的自主知识产权，尤其是拥有核心知识产权。

TD-SCDMA的核心技术主要集中在智能天线、动态信道分配、上下行业务的不对称配置和多用户检测的接收机技术等方面。TD-SCDMA可以同频组网，同时又是码资源受限的通信系统，这比干扰受限的WCDMA有着更好的频谱利用率，在当今无线通信频率资源十分昂贵的情况下，具有突出的优势。

TD-SCDMA的组网方式中，存在异频组网、1.6M同频组网、5M同频组网三种组网方式。异频组网与1.6M同频组网的同频干扰大，但频谱利用率最高，是严格意义上完全同频组网；5M同频组网是基于N频点架构实现的，承载PCCPCH(主公共控制信道)、SCCPCH(辅公共控制信道)等公共控制信道的主频点TS0时隙以及DwPTS时隙都是采用异频方式，而承载用户业务信息的TS1～TS6时隙采用完全同频的方式，此时系统必须采用智能天线技术和动态信道分配技术来降低可能存在的强同频干扰。上面这些组网方式主要用来实现移动用户诸如话音、数据业务等通信相关的需求，不适应做广播业务。为了基于TD-SCDMA网络实现移动广播应用，可以采用单频网络系统，所有TD-SCDMA基站在一个无线信道带宽上发送完全相同的广播信号，也可以在TD-SCDMA的某个通信频点上划出部分时隙用于发射完全相同的广播信号，此时移动终端接收时可以利用来自所有可识别的TD-SCDMA基站的下行信号，实现移动终端的分集接收。

参见图1所示，从移动通信视角来看，TD-SCDMA网络仍然是一般的3G移动通信网络，存在位置区、注册区、路由区等概念；从移动电视广播业务的角度来看，此时整个TD-SCDMA网络实现电视业务的分布式发射，不再存在位置区、注册区、路由区等概念，移动终端不关心某个具体的基站发射，而是综合利用可识别的全部基站发射的信号进行分集的广播信号接收。其等效的信道估计如图2所示。还可以将单频网概念和通信的TD-SCDMA网这两层网合并到一个层面上，即TD-SCDMA的部分时隙可以进行通信的N频点构架，部分时隙比如TS6可以单独预留出来进行专门的单频网组网实现基于TD-SCDMA的广播传送。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种基于TD-SCDMA网络的单频广播终端接收方法，相比传统的联合检测算法，该方法能够有效降低计算的工作量，并且达到与现有技术相同的效果。

为解决上述技术问题，本发明的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法包括如下步骤：所述的TD-SCDMA网络包括两层网络，一层是TD-SCDMA移动通信网络，另一层是TD-SCDMA单频广播网络；TD-SCDMA单频广播网络可以独立TD-SCDMA移动通信网络在一个独立频点上实现广播，也可以在TD-SCDMA网络的一个频点上实现部分的移动通信的网络；部分时隙实现TD-SCDMA广播的单频发射网络；移动终端(接收机)首先进行信道估计，然后进行信号检测；其中，所述的信号检测采用均衡算法实现TD-SCDMA的接收解调。

传统TD-SCDMA解调算法一般采用多用户联合检测算法，尤其是同频组网时需要采用的多小区多用户联合检测算法，它的信道估计和信号检测算法复杂度很高，在终端成本受限的接收机中实现广播接收难度较大，而且功耗也不容乐观；采用本发明的方法在单频发射网络环境下提供了一种新的检测方法——均衡检测算法，可以有效降低计算的工作量和功耗。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是用于移动电视广播的TD-SCDMA单频网络示意图；

图2是图1所示网络的等效信道估计示意图；

图3是可配置循环前缀的中导码形成示意图；

图4是单小区联合检测和单小区均衡检测系统框图；

图5是信道均衡的单频广播机框图；

图6是不包括导频信道的相邻时隙OFDM符号构造示意图；

图7是包括导频信道的相邻时隙OFDM符号构造示意图；

图8是完整的时隙作为一个独立的OFDM符号构造示意图。

具体实施方式

TD-SCDMA单频网广播业务的中导码形成做如下约定：单频网采用同一个基本中导码，此时从支持移动电视广播的TD-SCDMA单频网来看，基本中导码与下行导频码不再存在码组概念；单频网中各时隙中导码只有一个循环移位，循环移位方式不再和码道数形成对应关系；中导码的循环前缀长度可配置，以适应来自不同基站大的传输时延。

中导码的形成如图3所示。由循环前缀102部分L_max+16码片，和基本中导码101部分128-L_max码片组成。其中，L_max为可配置数，一般为一8至48之间，优选采用16。在144个码片的中导码部分中，基本中导码101部分为中导码后面部分，是从某个128码片长度的基本中导码中截取出来，或者采用某个确定的随机码。循环前缀102部分为中导码前面部分，是从基本中导码101部分的尾部数据拷贝过去的，构成循环结构。对于这种构造的中导码，此时系统所容忍的多径时延将变成L_max+16个码片；如果取L_max＝16，那么此时多个基站到达移动电视终端的多径时延扩展不超过32个码片，可以采用分集接收技术来实现对移动电视广播信号的下行接收。系统可以根据实际网络情况适当整体调整L_max值。

设m为基本中导码，中导码部分的接收信号r_m(n)，n＝1，2，...，144，信道估计为h，那么信道估计为：

$h=\mathrm{IFFT}(\frac{\mathrm{FFT}(r_m(L_{\max }+17:144),128-L_{\max })}{\mathrm{FFT}(m(1:128-L_{\max }),128-L_{\max })},128-L_{\max })$ (公式一)

其中FFT(x，l)，IFFT(x，l)分别表示对向量x做l点的快速傅立叶变换和快速傅立叶逆变换。当L_max＝16时，l＝112＝7×16，此时可以利用非正则的傅立叶变换及其逆变换。

对于单频网络，业务是广播性质的，系统中导码只存在一种循环相位，因此从任意一个终端来看，系统只存在一个信道估计，接收机首先进行如公式一的信道估计，然后需要进行信号检测。接收机检测算法除了传统的单小区多用户联合检测算法外，由于信道只有一个信道冲击响应，此时还可以采用均衡检测算法来实现接收。

参见图4所示，单小区联合检测算法的系统框图由图中发射部分(图中A分支和B分支以外的部分)加上A分支部分构成；而均衡检测算法则由图中的发射部分加上B分支部分构成。

单小区联合检测算法与一般的TD-SCDMA通信网络一样，简述如下：设接收信号模型：r_d＝As+n。其中r_d表示接收信号中数据部分；A为传输矩阵，由信道化码(OVSF扩频码walsh码)、扰码以及估计出来的信道响应构成；s为基站发送的调制信号；n为白噪声。那么通过解相关的联合检测技术，可以得到信号估计：

${\hat{s}}_{\mathrm{ZF}}={\left(A^{H}A\right)}^{-1}{\mathrm{Ar}}_d$ (公式二)

${\hat{s}}_{\mathrm{MMSE}}={(A^{H}A+{\mathrm{\δ}}_n^2\·I)}^{-1}{\mathrm{Ar}}_d$ (公式三)

上式中

和

的解调分别采用迫零和最小均方误差算法。δ_n ²为高斯白噪n的方差。

均衡检测算法包括时域均衡检测算法和频域均衡检测算法两种方法。

如果采用时域均衡算法，先参见图5所示的接收机。接收信号首先通过数据分割单元202，将接收信号分割成用户数据部分和中导码部分，其中中导码部分送往信道估计单元204进行信道冲击响应的估计；用户数据部分以及估计出来的信道冲击响应一起送到信道均衡单元206进行均衡，信道均衡单元206输出均衡后的数据送往码片解扰单元208实现码片级解扰；码片级解扰后的数据送往解扩单元210实现解扩频；解扩后的数据送往软解调单元212实现用户数据的软解调，输出解调后的软比特信息；软解调后的数据进一步送往后续处理单元进行解码等处理。

信道均衡单元206实现对用户数据的均衡检测，可以采用迫零(ZF)均衡算法和最小均方误差(MMSE)均衡算法。

时域均衡算法方法一，包括如下步骤：

由信道估计单元204获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h补零到64个多径，再进行FFT(快速傅立叶变换)变换H＝FFT(h(1)，h(2)，...，h(L_max+16)，0，0，...，0)；然后进行IFFT(逆快速傅立叶变换)变换 $w=\mathrm{IFFT}\left(\frac{1}{H}\right);$ 由w构造比如长度为64个抽头的FIR(有限冲击响应)滤波器。

时域均衡算法方法二，包括如下步骤：

由信道估计单元204获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h进行Z变换H(z)＝Z(h(n))；由

构造L_max+16个抽头延时结构的IIR(无限冲击响应)滤波器。

时域均衡算法方法三，包括如下步骤：

由信道估计单元204获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h进行Z变换H(z)＝Z(h(n))；由 $\frac{H^{*}\left(z^{-1}\right)}{H^{*}\left(z^{-1}\right)*H\left(z\right)+{\mathrm{\δ}}_n^2\left(z\right)}$ 构造混合结构数字滤波器。

上面三种方法中都需要用到降噪处理，具体降噪过程可以采用如下所述的方法实现：

步骤一、求出宽度为L_max+16个码片的信道估计h(k)的功率

步骤二、求出最大功率 $P=\max (P_1{P}_2...P_{L_{\max }+16});$

步骤三、形成降噪门限Γ＝γP，γ比如为1/4或1/8；

步骤四、求I＝{i|满足Pi＜Γ，i＝1，2，..，L_max+16}，并令h(i)＝0，i∈I。

本发明中采用类似OFDM(正交频分复接)解调的频域均衡算法来实现TD-SCDMA的接收解调，也就是说设r为接收信号，h为信道估计，s为发送信号，当发送信号s的循环前缀长度大于信道估计h的最大多径时延，r可以表示成h和s的循环卷积， $r=h\⊗s,$ 那么接收信号r的频域形式可以写作FFT(r)＝FFT(h)*FFT(s)，此时FFT(s)＝FFT(r)/FFT(h)就成为频域均衡算法。下面来构造一下TD-SCDMA的OFDM符号。

如果配置参数L_max＞0，来自多个单频小区的多径信道宽度超过保护间隔16码片，将某时隙的中导码开始后L_max+16个码片开始直到下一时隙中导码开始的L_max+16码片当作一个OFDM符号。

如图6所示，其中，不包括导频信道的相邻时隙OFDM符号构造，长864码片。由第一个时隙的后128-L_max码片的中导码、第一时隙第二部分数据352码片、保护间隔16码片、第二时隙的第一数据352码片、第二时隙前L_max+16频点的中导码共同构成864个码片的一个OFDM符号。

或者，如图7所示，包括导频信道的相邻时隙(TS0至TS1)OFDM符号构造，长1024码片。由时隙TS0的后面128-L_max个码片的中导码、时隙TS0后半部数据352码片、保护间隔16码片、下行导频96码片、保护间隔32码片、补32个0元素、时隙TS1的前半部数据352、和时隙TS1的前L_max+16个码片的中导码共同构成1024个码片的一个OFDM符号。

如果配置参数L_max≤0时，将TD-SCDMA网络的下行接收时隙当作长度为864码片的OFDM符号，此时一个完整的时隙就可以当作一个独立的OFDM符号，如图8所示。

上面两种L_max配置后，均衡算法如下式所示：

$\hat{s}=\mathrm{IFFT}\left[\frac{\mathrm{FFT}\left(r\right)}{\mathrm{FFT}(h,\mathrm{zeros}(\mathrm{1,864}-16-L_{\max }))}\right]$ (公式四)。

Claims (12)

1. 一种基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，包括如下步骤：所述的TD-SCDMA网络包括两层网络，一层是TD-SCDMA移动通信网络，另一层是TD-SCDMA单频广播网络；TD-SCDMA单频广播网络独立TD-SCDMA移动通信网络在一个独立频点上实现广播，或者在TD-SCDMA网络的一个频点上实现部分的移动通信的网络；部分时隙实现TD-SCDMA广播的单频发射网络；移动终端首先进行信道估计，然后进行信号检测；其特征在于：所述的信号检测采用均衡算法实现TD-SCDMA的接收解调。

2. 如权利要求1所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的均衡检测算法包括时域均衡检测算法和频域均衡检测算法两种方法。

3. 如权利要求2所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的时域均衡算法包括如下步骤，接收信号首先通过数据分割单元，将接收信号分割成用户数据部分和中导码部分，其中中导码部分送往信道估计单元进行信道冲击响应的估计；用户数据部分以及估计出来的信道冲击响应一起送到信道均衡单元进行均衡，信道均衡单元输出均衡后的数据送往码片级解扰单元实现码片级解扰；码片级解扰后的数据送往解扩单元实现解扩频；解扩后的数据送往软解调单元实现用户数据的软解调，输出解调后的软比特信息；软解调后的数据进一步送往后续处理单元进行解码处理。

4. 如权利要求3所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的信道估计单元获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h补零到64个多径，再进行FFT变换H＝FFT(h(1)h(2)，...，h(L_max+16)，0，0，...，0)；然后再对H的倒数进行IFFT变换 $w=\mathrm{IFFT}\left(\frac{1}{H}\right);$ 由w构造长度为多个抽头的FIR滤波器。

5. 如权利要求3所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的信道估计单元获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h进行Z变换H(z)＝Z(h(n))；由

构造L_max+16个抽头延时结构的IIR滤波器。

6. 如权利要求3所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的信道估计单元获取宽度为L_max+16码片的信道估计h(k)，k＝1，2，...，L_max+16；对信道估计h进行降噪处理；对降噪后的信道估计h进行Z变换H(z)＝Z(h(n))；由 $\frac{H^{*}\left(z^{-1}\right)}{H^{*}\left(z^{-1}\right)*H\left(z\right)+{\mathrm{\δ}}_n^2\left(z\right)}$ 构造混合结构数字滤波器。

7. 如权利要求4至6所述的任何一项基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的降噪处理包括如下步骤：步骤一、求出宽度为L_max+16个码片的信道估计h(k)的功率P₁P₂...P_Lmax+16；步骤二、求出最大功率P＝max(P₁P₂...P_Lmax+16)；步骤三、形成降噪门限Γ＝γP；步骤四、求I＝{i|满足P_i＜Γ，i＝1，2，...，L_max+16}，并令h(i)＝0，i∈I。

8. 如权利要求2所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的频域均衡算法采用类似OFDM解调实现TD-SCDMA的接收解调；如果配置参数L_max＞0，来自多个单频小区的多径信道宽度超过保护间隔16码片，将某时隙的中导码开始后L_max+16个码片开始知道下一时隙中导码开始的L_max+16码片当作一个OFDM符号。

9. 如权利要求8所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：当L_max＞0时将TD-SCDMA网络的下行接收时隙当作OFDM符号，形成864码片的OFDM符号，或者形成1024个码片的OFDM符号。

10. 如权利要求9所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述的864码片的OFDM符号，由第一个时隙的后128-L_max码片的中导码、第一时隙第二部分数据352码片、保护间隔16码片、第二时隙的第一数据352码片、第二时隙前L_max+16频点的中导码共同构成864个码片的一个OFDM符号。

11. 如权利要求9所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：所述1024个码片的OFDM符号，由时隙TS0的后面128-L_max个码片的中导码、时隙TS0后半部数据352码片、保护间隔16码片、下行导频96码片、保护间隔32码片、补32个0元素、时隙TS1的前半部数据352、和时隙TS1的前L_max+16个码片的中导码共同构成1024个码片的一个OFDM符号。

12. 如权利要求8所述的基于TD-SCDMA网络的单频广播接收方法，其特征在于：当L_max≤0时，将TD-SCDMA网络的下行接收时隙当作长度为864码片的OFDM符号。

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