CN101232117A - 无源微波多路复用器和多路分配器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用作UWB类型系统中的多路复用器或多路分配器的微波滤波器组，包括多个滤波器和一个互连网络，两者将微波滤波器组的第一端口(Pifb)连接到微波滤波器组的其它端口。它的特征在于，互连网络包括多个电感器，第一电感器(Li)的一端直接连接到第一端口(Pifb)，并且第二端通过第一电容器(Ci)接地，旨在将微波滤波器组在其工作子频带的反射响应效应降到最低而不恶化其传输响应，第一电感器(Li)和电容器(Ci)为每个滤波器的工作频带在微波滤波器组的第一端口处提供几乎恒定的总导纳，假设为第二电感器的每个其它电感器旨在提供滤波器之一的响应与目标响应的良好带内匹配。

Description

无源微波多路复用器和多路分配器

技术领域

本发明涉及旨在根据输入信号频率而从输入端口向多个输出端口分配电磁能量，以及相反地从多个输出端口向输入端口合并电磁能量的微波滤波器组。本发明也涉及UWB(超宽带)类型的收发信机，该收发信机使用充当能量分割(多路分配器)或能量合路器(多路复用器)的此类至少一个微波滤波器组。

背景技术

微波滤波器组一般是一种装置，它旨在根据输入信号频率而从输入端口向多个输出端口分配电磁能量，以及相反地从多个输出端口向输入端口合并电磁能量。例如，当频带中的信号从输入端口传播到只传送子频带的输出端口时，此类滤波器组可用作能量功分器，或者当不同子频带中的信号从输出端口传播到输入端口时，可用作能量合路器。此类滤波器组因而被称为可逆式的。此外，当所述信号承载信息或表示数据时，本发明的微波滤波器组可根据信号的传播方向而充当多路复用器或多路分配器。

根据本发明之一类型的微波滤波器组一般包括互连网络和连接到该网络接入点的滤波器。不同类型的互连网络在本技术领域已为人所熟知。一种是定向耦合器，它基本上由在近距离相互平行以便耦合的两条线路构成。两两链接的多于两条线路的线路也可耦合，以产生所谓的Lange配置(Lange configuration)。在专利文献US-A-2004/0113716中可看到此类互连网络的实施例示例。

在Wilkinson功率分配器中可看到另一类型的互连网络，该功率分配器由两个四分之一波线路段构成，每个的一端连接到网络的输入端口，另一端连接到相应的输出端口，两个输出端口通过一个集总电阻器连接。例如，在专利文献US-A-4367445中描述了此类功率分配器。

其它类型的互连网络在本技术领域也为人所熟知，但它们未在此描述。例如，Masashi Nakatsugawa所著，在IEEE微波理论与技术汇刊(col 49，No 6，June 2001)公布的题为“使用串联/并联传输线分割和聚酰亚胺/氧化铝陶瓷结构以实现HPA模块的1/N多端口功率分配器的新颖配置”(A novel configuration for 1/N multiport power dividersusing series/parallel transmission line division and a polyimide/aluminaceramic structure for FIPA module implementation)的文献中描述了一种1/N多端口功率分配器。

使用如上所述的已知互连网络的微波滤波器组的缺点是所谓的功率分配效应(power division effect)。对于双输出端口互连网络而言，此类效应通常约为3dB的衰减，这是由于在微波滤波器组中插入互连网络所造成的。衰减总是由于滤波器本身而在滤波器组中发生，但在功率效应的分配效应存在时，此衰减会更严重。因此，没有任何(或至少最小化的)功率分配效应的互连网络将具有更佳的能量性能。

发明内容

本发明的目标是通过提供一种互连网络而解决上述问题，该网络不存在上述缺点并且因此属于此类结构：在微波滤波器组充当多路分配器时，通过在其工作频带上在微波滤波器组的输入端，提供几乎恒定的总输入导纳，而在其每个输出端口上平均分配输入能量。此外，本发明提供一种包括无源集成电感器和电容器的原始互连网络，它不需要任何能量供应便可工作。此类互连网络也与半导体技术兼容，因而比传统的互连网络更易于微型化。

更具体地说，本发明涉及旨在用作UWB类型系统中的多路复用器或多路分配器的微波滤波器组。所述微波滤波器组包括多个滤波器和一个互连网络，两者将所述微波滤波器组的第一端口连接到所述微波滤波器组的其它端口。所述微波滤波器组的特征在于，所述互连网络包括多个电感器，假设为第一电感器的所述电感器之一的一端直接连接到所述第一端口，并且其第二端通过假设为第一电容器的电容器接地，第一电容器旨在将微波滤波器组在其工作子频带中的反射响应效应降到最低，而不恶化其传输响应，所述第一电感器和电容器旨在为每个所述滤波器的所述工作频带在所述微波滤波器组的所述第一端口提供几乎恒定的总导纳，假设为第二电感器的每个其它电感器旨在提供所述滤波器之一的响应与目标响应的良好的带内匹配。

有利的是，每个所述第二电感器的一端通过电容器接地，旨在均衡所述滤波器频率响应上的带内反射度。

有利的是，每个电感器的一端连接到互连网络的一个公共点(假设为中央馈电点(CFP))，所述中央馈电点(CPP)通过所述第一电容器接地。

根据一个实施例，每个电感器的所述末端通过至少一传输线连接到所述中央馈电点。

根据本发明的第一实施例，每个所述滤波器连接到所述微波滤波器组的单个端口和单个所述第二电感器。

根据本发明的另一实施例，所述互连网络包括至少另一个所述第一电感器，每个都连接到不同的中央馈电点，在每个所述中央馈电点处，连接有至少两个所述第二电感器。

根据本发明的材料方面，本发明也涉及旨在UWB类型系统中使用的收发信机。此类收发信机的特征在于，它包括至少一个根据上述实施例之一的微波滤波器组，所述至少一个微波滤波器组旨在用作一个电磁能量信号的能量功分器，或多个电磁能量信号的能量合路器。

附图说明

通过阅读结合附图给出的以下说明，本发明的上述特征及其它特征将显得更清晰，其中：

图1概括地示出了根据本发明第一实施例的微波滤波器组；

图2是基础的导纳均衡网络的示例；

图3是用于确定图2导纳均衡网络的元件的Smith圆图示例；

图4a示出当滤波器连接到类似于图1所述的互连网络但其中不存在电容器的互连网络时的滤波器响应的示例；

图4b示出所述电容器的效应；

图5概括性地示出了根据本发明第二实施例的互连网络；

图6示出包括如图5所述互连网络的滤波器组的结果反射响应的曲线；

图7概括性地示出了根据本发明的滤波器组第二实施例；

图8概括性地示出了根据本发明的滤波器组FB3的第三实施例；

图9概括性地示出了根据本发明的滤波器组FB4的第四实施例；

图10概括性地示出了根据本发明的滤波器组实施例之一的变型；以及

图11示出根据本发明的收发信机。

具体实施方式

在本发明的微波领域中，可应用不同的技术：带状线、微带或共面技术。带状线是嵌在介电和/或磁性基板中的导线，而基板背侧和顶侧再盖有接地面(ground plane)。微带线也是导线，但它们附在介电和/或磁性基板的顶侧，基板只有背侧再盖有接地面。在共面技术中，接地面环绕着线，有时基板的背侧也再盖有接地的面。虽然本发明主要相对微带技术进行描述，但可理解，它并不限于此，并且也包括通过带状线和共面技术实现的任何实施例。

图1概括地示出根据本发明第一实施例的微波滤波器组FB1。微波滤波器组FB1包括一个输入端口Pifb、两个输出端口Po1fb和Po2fb、两个带通滤波器F1和F2及一个互连网络IN1，该网络包括单个输入端口Pi和两个输出端口Po1和Po2。

需要注意的是，由于根据本发明的互连网络和滤波器均为可逆类型，因此，在下文中术语“输入”和“输出”指滤波器组用作能量功分器，但并不是暗示它无法用作能量合路器。

互连网络IN1的输入端口Pi连接到输入端口Pifb，并且输出端口Po1和Po2分别连接到滤波器F1和F2的输入端。F1和F2的输出端分别连接到输出端口Po1fb和Po2fb。

假设在图1所示的实施例示例中，滤波器组FB1用作能量功分器，则电磁能量信号提供源G是连接输入在端口Pifb的上游侧，并且输入信号的频带在两个子频带SB1和SB2中分割。

互连网络IN1包括在上游侧连接到输入端口Pi的一个输入单元Ui，和在图1中分别标识为Uo1和Uo2的两个输出单元，输出单元上游侧连接到在下文称为中央馈电点CFP的输入端口Ui的下游端口，并分别连接到输出端口Po1和Po2。

输入单元Ui包括电感器Li和将中央馈电点CFP接地的电容器Ci。输出单元Uo1(相应的Uo2)包括电感器Lo1(相应的Lo2)。电感器Li连接到输入端口Pi和中央馈电点CFP。电感Lo1(相应的Lo2)上游端连接到中央馈电点CFP，并且电感Lo1(相应的Lo2)连接到输出端口Po1(相应的Po2)，而输出端口连接到F1(相应的F2)。

由于形成导纳均衡网络，因此，此类输入和输出端口Ui和Uo1、Uo2的组合能够避免通常发生在普通互连网络中的功率分配效应。另外，此类组合允许在相邻子频带之间无重叠的附加能量的情况下，考虑构成滤波器的形状系数(shape factor)。此类单元组合的另一个优点有关于插入无源元件带来的插入损耗，该损耗可通过适当地确定元件值而降到最低，并在输入信号的频带内均匀分布，而与连接到滤波器组FB1输出端口的滤波器数量无关。

根据本发明的两步骤过程，可以确定电感器Li、Lo1和Lo2及电容器Ci的值，以便获得的导纳均衡网络。此类两步骤过程是基于在射频域中使用的熟知匹配方法，(通常而言)来匹配负载阻抗Z_T和传输线的特征阻抗Z₀。

在解释根据本发明的、用于优化电感器和电容器值的两步骤过程前，图2和图3提供了如何使用Smith圆图来确定基础导纳均衡网络CIR的无源元件值的匹配方法，该方法便在从预定参考面(A，B)查看导纳均衡网络和负载时，负载阻抗Z_T能够匹配特征阻抗Z₀。导纳均衡网络CIR不同与根据本发明的导纳均衡网络，但只提供用于说明熟知的匹配方法的示例。

图2显示了导纳均衡网络CIR的示例图。根据此示例，导纳均衡网络CIR包括在具有特征阻抗Z₀的传输线的点A和B并联插接的电容器，和与阻抗为ZT的负载串联插接的电感器L。

需要注意的是，在下文中，将考虑标准化(或归一化)的阻抗或导纳。标准化阻抗z等于阻抗Z除以特征阻抗Z₀。

图3示出用于确定导纳均衡网络CIR无源元件值的Smith圆图示例。

大致地说，Smith圆图在二维复反射系数平面上绘出，并且在标准化化阻抗或导纳中定标(scaled)。x轴(实轴)右侧的区域表示具有正虚部的阻抗和导纳，并且x轴左侧的区域表示具有负虚部的阻抗和导纳。如果负载阻抗完全与特征阻抗匹配，则反射系数为零，由半径为零的圆表示，或者实际上为在Smith圆图中心的点O。如果负载是完全的开路或短路，电压反射系数量将为一(unity)，所有功率将反射，并且点P将在Smith圆图的标准化周长圆(unity circumference circle)上。更精确地说，对于开路，复反射系数ρ＝1，且标准化阻抗Z_T＝∞，并且对于短路，ρ＝-1且Z_T＝0。

标准化的负载阻抗Z_T＝a+jb，其中，a是标准化阻抗Z_T的实部，b是虚部，两者可能均已知或通过等式 $z_T=\frac{1+\mathrm{\ρ}}{1-\mathrm{\ρ}}$ 从复反射系数ρ的一些测量中获得，标准化阻抗Z_T随后在Smith圆图上绘出，在此示例中绘在点P1。随后，在Smith圆图上从中心O与点P1呈对称绘出点P2。点P2表示标准化的导纳 $y_T=\frac{1}{z_{\mathrm{\τ}}}.$ 随后，从中心O在实x轴上绘出等于标准化阻抗实部a的距离，以便获得点P4。随后，绘出圆C1，其中心O1在段[P3，P4]的中间，其中，点P3是x轴的顶端，并且半径RA等于中心O1与点P2之间的距离。圆C1上的每个点与从参考面(A，B)看上去的导纳值y_AB相应。现在假设圆C1与相对于导纳等于1的圆C2有两个交点，得到两个点P5和P6。点P5和P6是两个可能的导纳y_AB，在从参考面(A，B)查看阻抗均衡网络CIR和负载时，它们可用于匹配标准化阻抗Z_T与特征阻抗Z₀。根据阻抗均衡网络CIR的结构，导纳y_AB＝y+jCωZ₀，ω＝2πf且y＝g+jb。要在频率f获得导纳匹配，y_AB的实部y就等于1，并且其虚部等于0。因此，b+CωZ₀＝0，且因而b＜0。因此，在此示例中应选择具有负电纳的导纳y_AB(在x轴左侧)，即，相对于点P5的导纳。随后，从Smith圆图读取相对于点P5的实部g和虚部b，并且通过解等式 $C=-\frac{b}{{\mathrm{\ωZ}}_0}$ 而得到电容器值C。

电感器L的值从相对于选定导纳y_AB的标准化阻抗Z_AB获得。标准化阻抗Z_AB通过等式 $Z_{\mathrm{AB}}=Z_T+j\frac{\mathrm{L\ω}}{Z_0}$ 与电感器值L相关联。为此，在Smith圆图上绘出点P7，该点是与点P5关于中心O对称的点。随后，读取Smith圆图上的阻抗Z_AB的实部和虚部分，并通过解等式 $Z_{\mathrm{AB}}=Z_T+j\frac{\mathrm{L\ω}}{Z_0}$ 而最终获得电感器值L。

用于确定图1所示互连网络IN1电感器Li、Lo1和Lo2及电容器Ci值的两步骤过程的第一步骤在于，确定从输入端口Pifb看滤波器组FB1时的电感器Lo1和Lo2的最佳值。电感器Lo1(相应的Lo2)被优化以便得到滤波器F1(相应的F2)的响应与目标响应的良好带内匹配，即以便滤波器F1(相应的F2)工作子频带位于在所述目标响应工作子频带的中心频率的中间，并且滤波器F1(相应的F2)的工作子频带宽度很类似于所述目标响应工作子频带的宽度，同时为滤波器F1(相应的F2)工作频带邻近的频率得到等效于开路的性质。换而言之，电感器值Lo1(相应的Lo2)被优化，以便在此类滤波器包括在滤波器组FB1中时，将滤波器F1(相应的F2)的目标传输和反射响应的恶化降到最低。

在基于Smith圆图的上述匹配方法后，电感器Lo1和Lo2的值被单独优化。需要注意的是，Lo1(相应的Lo2)值的修改在其中心频率处对滤波器F1(才目应的F2)无重大影响。

随后，两步骤过程的第二步骤在于确定电感器Li和电容器Ci的值，以便一旦电感器值Lo1和Lo2根据第一步骤被优化后，便获得滤波器组FB1每个工作频带的导纳均衡。获得导纳均衡意味着，从输入端口Pifb看上去为滤波器组FB1的每个滤波器(例如F1)的工作频带获得几乎恒定的总导纳值(所述导纳值适用于能量信号提供源G的导纳)，同时获得其它滤波器(例如F2)的特征，它等效于滤波器F1的工作频带的开路。

图4a示出在滤波器F1和F2连接到类似于互连网络IN1但其中不存在电容器Ci的互连网络时，它们的响应示例(振幅对频率)。滤波器组的反射响应R也在图4a中绘出。

根据此示例，子频带SB1和SB2的中心频率f1和f2分别为3.165GHz和3.549GHz。子频带SB1(相应的SB2)与滤波器F1(相应的F2)有关。其宽度通常定义为10dB的衰减。在滤波器插入滤波器组时，插入损耗总是会发生。此处，在频带3.1-3.6GHz中的电磁能量输入信号馈入到滤波器组时，其值约为2dB。

当前平面集成电感器的典型值为几nH。电感器Li、Lo1和Lo2的值已分别固定为0.1nH、0.14nH和0.11nH。发明人已注意到，对于等于几nH的值，滤波器组的结果响应(resulting response)包括系统性的带内回波损耗。

如图4a所示，子频带SB1所有宽度中的反射响应R(称为子频带SB1中的带内回波损耗)低于10dB。这意味着由于在子频带SB1没有任何大于10dB的带内回波损耗，因此滤波器F1的响应在频率性能方面表现良好。然而，由于一些带内回波损耗(在图2中称为RL)发生在子频带SB2中，降低了滤波器F2的频率性能，因此应改进滤波器F2的响应。

为抑制(或至少最小化)此类带内回波损耗，发明人已注意到，降低电感器值，具体而言降低Li的值，可改进滤波器响应性能，但由于所需的电感器值随后应低于几nH，而这些值实际上无法获得，因此，此类电感器值的降低通常不足以大幅降低在子频带中的带内回波损耗。

为抑制(或至少最小化)子频带中的带内回波损耗，并因此提高滤波器组的传输性能，本发明通过在互连网络IN1中引入电容器Ci而放松对电感器值的约束，该电容器的功能在于通过在滤波器工作子频带内偏移在互连网络输入端的等效导纳的相位，而将滤波器组在其工作子频带中的反射响应的效应降到最低，而同时不会恶化其传输响应。

在频率方面，电容器Ci与电感器Li的关联具有低通滤波的功能。因此，通过使用由电感器Li与电容器Ci形成的低通滤波器过滤子频带SB2，就可抑制该子频带中的带内回波损耗，而电感器和电容器的值被确定以便在子频带SB2中获得适合的截止频率。当滤波器F1和F2连接互连网络IN1时，它们的结果响应在图4b中示出，其中在子频带SB2中的带内回波损耗现在小于10dB。对于一定的电感器和电容器值(这些值在实际中可以容易地得到)而言，滤波器F1和F2的这些结果响应已经可以得到。根据前面的示例，电感器Li、Lo1和Lo2的值分别等于1.8nH、2.5nH和1nH，并且电容器Ci的值等于0.96pF。需要注意的是，带内反射度在子频带SB1与SB2之间是不均衡的。

图5概括性地示出了根据本发明第二实施例的互连网络IN2。图5中具有图1元件标号的元件是相同的元件。

根据此第二实施例，每个子频带都增加一个电容器以便均衡子频带SB1和SB2的带内反射度。因此，输出单元Uo1(相应的Uo2)现在包括电容器Co1(相应的Co2)。电容器Co1将输出端口Po1接地，并且电容器Co2将输出端口Po2接地。

如上所述，使用基于Smith圆图的方法能够确定电容器Co1和Co2的值。

图6示出包括如图5所述互连网络的滤波器组FB1的结果反射响应的曲线图。互连网络IN2性能与互连网络IN1性能相比有了改进，这是因为现在在子频带SB1与SB2之间均衡了带内反射度。

图7概括性地示出了根据本发明的滤波器组FB2的第二实施例。假设滤波器组用作能量功分器，滤波器组旨在将输入能量信号的频带分解到多个子频带SB1、...、SBN中。

滤波器组包括输入单元Ui，其上游侧连接到滤波器组FB2的输入端口Pifb，并且下游侧连接到中央馈电点CFP。滤波器组FB2也包括多个输出单元Uo1、...、UoN，所有输出单元的上游侧都连接到中央馈电点CFP。输出单元Uo1(相应的Uo2、...、UoN)的下游侧连接到滤波器(相应的F2、...、FN)的输入端。滤波器F1的输出端连接到滤波器组FB2的输出端口Po1fb(相应的Po2fb、...、PoNfb)的输入端。

滤波器F1、...、FN和单元Ui、Uo1、...、UoN的此类关联在下文中被称为附加滤波器F3、...、FN的并行关联。

输入单元Ui包括如图1所述的电感器和电容器(未示出)。输出单元Uo1、...、UoN每个包括如图1所述的电感器(未示出)，但根据一种变型，它们每个可包括如图5所述的电容器。

图8概括性地示出了根据本发明的滤波器组FB3的第三实施例。通过假设滤波器组为能量功分器，滤波器组FB3旨在将输入能量信号的频带分解到第一和第二子频带SB1与SB2中(第一级频率分解)，并且将每个子频带SB1和SB2分解到相应的两个子频带SB11、SB12和SB21、SB22中(第二级频率分解)。输入信号频带的此类频率分解只是根据本发明的滤波器组FB3的实施例的一个示例，而本发明可更广泛地应用，以在给定级循环分解各子频带，这通过分成下一级的两个子频带而实现。

滤波器纽FB3包括与图1或图5所示的互连网络IN1结构相同的第一结构S1。结构S1包括输入单元Ui1，其在下游侧连接到中央馈电点CFP1，并在上游侧连接到滤波器组FB3的输入端口Pifb。结构S1也包括输出单元Uo11，其上游连接到中央馈电点CFP1，下游连接到滤波器F1。结构S1最后包括输出单元Uo12，其上游连接到中央馈电点CFP1，下游连接到滤波器P2。

滤波器组FB3包括与图1或图5所示的互连网络IN1结构相同的第二结构S2。结构S2包括输入单元Ui2，其下游连接到中央馈电点CFP2，上游连接到滤波器组F1的输出。结构S2也包括输出单元Uo21，其上游连接到中央馈电点CF2，下游连接到滤波器F11。滤波器F11的输出连接到滤波器组FB3的输出Po1ft，从该滤波器组得到与子频带Sb11有关的输出信号。结构S2最后包括输出单元Uo22，其上游连接到中央馈电点CFP2，下游连接到滤波器F12。滤波器F12的输出连接到滤波器组FB3的输出Po2fb，从该滤波器组能够得到与子频带Sb12有关的输出信号。

滤波器组FB3最后包括与图1或图5所示互连网络IN1结构相同的第三结构S3。结构S3包括输入单元Ui3，其下游连接到中央馈电点CFP3，上游连接到滤波器组F2的输出。结构S3也包括输出单元Uo31，其上游连接到中央馈电点CFP3，下游连接到滤波器F21。滤波器F21的输出连接到滤波器组FB3的输出Po3fb，从该滤波器组能够得到与子频带Sb21有关的输出信号。结构S3最后包括输出单元Uo32，其上游连接到中央馈电点CFP3，下游连接到滤波器F22。滤波器F22的输出连接到滤波器组FB3的输出Po4fb，从该滤波器组能够得到与子频带Sb22有关的输出信号。

输入单元Ui1、Ui2、Ui3每个都包括如图1所述的电感器和电容器(未示出)。输出单元Uo11、Uo12、Uo21、Uo22、Uo31和Uo32各包括如图1所述的电感器(未示出)，但根据一种变型，它们可以各包括如图5所述的电容器。

三种结构S1、S2和S3的此类关联在下文称为附加滤波器F11、F12、F21和F22的并串关联。

图9概括性地示出了根据本发明的滤波器组FB4的第四实施例。通过假设滤波器组为能量功分器，滤波器组FB4旨在将输入能量信号的频带分解到两个子频带中，并且将每个子频带分解成五个子频带SB11、...、SB15和SB21、...、SB25。通过组合附加滤波器的并行关联(图7)和并串关联(图8)，能够得到滤波器组FB4的结构。输入信号频带的此类频率分解只是根据本发明的滤波器组FB4实施例的一个示例，而本发明可通过备选组合(或不组合)附加滤波器的图7的串行关联和/或图8的并串关联而得到更广泛的应用。

如上述图1到图9中的滤波器实施例包括无源元件(电感器和电容器)。此类组件使滤波器组更易于在半导体基板上的微型化。对于电感器和电容器的此类微型集成，平面螺旋电感器(“无线电信应用的薄膜多层技术中的高Q螺旋电感器的准确建模”(Accurate modelling ofhigh-Q spiral inductors in thin-film multiplayer technology for wirelesstelecommunication applications，P.Pieters et al，，IEEE transactions onmicrowave theory and techniques，vol.49，n04，April 2001))、铁磁体矩形电感器(《(夹层式铁磁体RF集成电感器)》(《Sandwitch-TypeFerromagnetic RF integrated inductor》，M．Yamaguchi et al.IEEEtransactions on microwave theory and techniques，vol.49，Dec.2001))、金属-高介电质-金属电容器(“设计对使用SiN介电层的高级MIM电容器高频性能的影响”(Impact of Design on high frequency performancesof advanced MIM capacitors using SiN dielectric layers，J.Piquet et al.IEEE transactions on microwave theory and techniques，June.2005))是一些适合技术的示例。电感器和电容器的三维微型集成例如也可基于低温陶瓷共烧技术(LTCC技术)。

图10概括性地示出了根据本发明的滤波器组实施例之一的变型。

此变型有时是根据本发明的滤波器组的实际实现而所需的。此变型针对图1中所述的、用于将元件连接到互连网络IN1的中央馈电点CFP的滤波器组FB1而描述，但根据本发明可用于连接其它滤波器组中包括的其它互连网络的任何其它无源元件。

根据此变型，两传输线T1和T2连接电感器Li、Lo1和Lo2。传输线T1是三通连接(tee junction)，包括输入端口T1i和两个输出端口T1o1和T1o2。传输线T2具有矩形形状。输入端口T1i连接到电感器Li的下游端口，输出端口T1o1连接到电感器Lo1的上游端口，并且输出端口T1o2连接到传输线T2的输入端口。传输线T2的输出端口连接到电感器Luo2的上游端口。

此变型不会改变如上所述的互连网络IN1的无源元件的功能，但其值应通过将包括传输线的电感和电容效应考虑在内，而从基于Smith圆图的方法确定。

图11示出根据本发明的收发信机。它包括根据信号的传播方向而充当多路复用器或多路分配器(为简明起见，它将称为多路复用器)的滤波器组FB，所述滤波器组FB是根据图1、图5、图7、图8、图9或图10之一中所示的实施例之一，并且一个实施例从这些实施例之一中衍生。多路复用器FB具有连接到受控开关CS的公共接点的第一端口Pifb，开关的两个其它接点分别连接到放大器IA的输出端和另一放大器OA的输入端。放大器IA的输入端连接到另一开关SW的接点，而放大器OA的输出端连接到开关SW的另一接点。开关SW的公共接点连接到天线ANT。

多路复用器FB的各其它端口Pojfb(j＝1到N)连接到多路开关MSW的所有开关中受控开关CSWj的共用接点，两个其它接点分别连接到调制器MOD多端口的输出端口和解调器DMOD多端口的输入端口。

调制器MOD包括脉冲发生器G，脉冲发生器G产生在收发信机TR频带中具有均匀频谱的基础脉冲序列，此脉冲发生器G向能量功分器ES输送，在相应输出端上分配包括在所述频带的多个子频带中的脉冲能量。根据图1、图5、图7、图8、图9或图10之一中所示的实施例之一，或者根据从这些实施例之一衍生的一个实施例，形成了能量功分器。所述能量功分器的各输出连接到编码器ENC的开关之一，编码器ENC的开关由输入数据的各比特所控制，并在对应的频率子频带中输送已调制脉冲序列。编码器ENC的所有输出形成调制器MOD的输出多端口。

调制器MOD因而能够实现在相应子频带中用预定数量的频率脉冲调制输入数据。

解调器DMOD包括旨在恢复通过其多端口的各输入端口输送的能量的恢复部件RM、由多个受控开关构成的同步部件SM、集成部件IM、和旨在将所述集成部件IM输送的信号与预定阈值进行比较并以多比特形式输送输出数据的比较器部件CM。同步部件SM和集成部件IM旨在通过比较器部件CM的各输入端而在信道延迟期间输送表示在每个子频带中承载的功率的信号。

解调器DMOD因而能够实现解调所述子频带中接收的信号，以恢复发射数据。

控制器CO提供用于控制开关CS和SW、多路开关MSW和调制器MOD及解调器DMOD。当收发信机TR用于发射数据时，多路开关MSW所处的位置使得调制器MOD连接到滤波器组FB，使其因而充当多路复用器，开关CS所处的位置使得滤波器组FB连接到放大器OA，并且开关SW所处的位置使得放大器OA馈入天线ANT。收发信机TR用于接收数据时，开关SW所处的位置使得天线ANT馈入放大器IA，开关CS所处的位置使得放大器IA连接到滤波器组FB，使其因而充当多路分配器，以及多路开关MSW所处的位置使得滤波器组FB连接到解调器DMOD。

因此，滤波器组FB旨在接收且合并由调制器MOD产生在所述相应子频带中的所有频率脉冲以借助放大器OA和天线ANT而将它们发送，或者旨在接收且分离由天线和放大器IA接收的所述子频带中的信号以将它们传送到所述的解调器DMOD。

上述本发明实施例只提供用于说明，本发明的范围并不限于这些实施例。

Claims (7)

1.一种旨在用作UWB类型系统中的多路复用器或多路分配器的微波滤波器组，所述微波滤波器组包括多个滤波器和互连网络，两者将所述微波滤波器组的第一端口(Pifb)连接到所述微波滤波器组的其它端口，其特征在于，所述互连网络包括多个电感器，所述电感器之一(Li)，即所谓的第一电感器的其中一端直接连接到所述第一端口(Pifb)，并且它的第二端通过电容器(Ci)，即所谓的第一电容器而接地，所述第一电容器旨在在所述微波滤波器组的工作子频带中将所述微波滤波器组的反射响应效应降到最低而不恶化其传输响应，所述第一电感器(Li)和第一电容器(Ci)旨在为各所述滤波器的工作频带在所述微波滤波器组的所述第一端口提供几乎恒定的总导纳，每个其它电感器，即所谓的第二电感器旨在提供所述滤波器之一的响应与目标响应的良好带内匹配。

2.如权利要求1所述的微波滤波器组，其特征在于，每个所述第二电感器的一端都通过电容器接地，所述电容器旨在均衡所述滤波器的频率响应上的带内反射度。

3.如权利要求1或2所述的微波滤波器组，其特征在于，每个电感器的一端连接到所述互连网络的公共点，即所谓的中央馈电点(CFP)，所述中央馈电点(CPP)通过所述第一电容器(Ci)接地。

4.如权利要求3所述的微波滤波器组，其特征在于，每个电感器的所述端通过至少一传输线(T1，T2)而连接到所述中央馈电点(CFP)。

5.如权利要求1或4任一项所述的微波滤波器组，其特征在于，每个所述滤波器连接到所述微波滤波器组的单个端口和单个所述第二电感器。

6.如权利要求4任一项所述的微波滤波器组，其特征在于，所述互连网络包括至少一个其它的所述第一电感器(Li)，各连接到不同的中央馈电点(CFP2，CFP3)，在每个所述中央馈电点(CFP2，CFP3)处，连接有至少两个所述第二电感器。

7.一种旨在用于UWB类型系统中的收发信机，其特征在于，它包括如权利要求1到6中任一项所要求保护的至少一个微波滤波器组，所述至少一个微波滤波器组旨在用作电磁能量信号的能量功分器或多个电磁能量信号的能量合路器。

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