CN101185256B - 通信信道误码率估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了通信信道误码率估计的方法和装置。无线通信设备或者系统通过确定命令误码率(CER)，或者通过根据所定义的信号质量到CER映射函数来确定功率控制信道的目标信号质量，而生成所接收的功率控制信道的传输功率控制反馈。通常，功率控制信道不包括用于CER估计的差错编码数据。然而，在一个实施方式中，所述信道确实包括针对GER估计而估计的已知基准比特，而估计出的CER用于设置内环功率控制的信号质量目标。在其他实施方式中，根据所定义的概率到CER映射函数，使用计算出的接收差错概率来确定CER估计值。以非限制性示例的形式，可以使用这些实施方式来提供对在WCDMA系统中的部分专用物理信道上传输的功率控制命令的功率控制反馈。

Description

通信信道误码率估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通信系统，具体地涉及对通信信道误码率的估计。

背景技术

误码率估计在无线通信系统中有多种用途。例如，基于码分多址(CDMA)的蜂窝通信网络中广泛采用的发送功率控制机制在其功率调节算法中使用信道误码率作为控制变量。更具体地说，基于CDMA的无线基站通常根据向移动台发送“发送功率控制(TPC)比特”来控制其支持的移动台的反向链路传输功率。类似地，每个移动台通常都通过向在专用前向链路业务信道上对其进行传输的(多个)无线基站发送TPC比特，来控制该(多个)无线基站的前向链路传输功率。

所发送的TPC比特通常取以下两个值之一：逻辑“1”或者“UP”命令，表示远程发送器应该增大其发送功率；和逻辑“0”或者“DOWN”命令，表示远程发送器应降低其发送功率。每个TPC比特的值都是通过将接收到的导频(pilot)信号与信号强度目标(通常表示为信噪比)进行比较而确定的。对于给定的测量间隔，接收器将接收到的导频信号强度与所述目标进行比较，并且如果接收到的导频信号强度大于所述目标则发送DOWN命令，如果接收到的导频信号强度小于所述目标则发送UP命令。通过每秒进行多次这种比较，接收器产生了稳定的TPC比特流，从而将接收到的导频信号强度保持为所述目标。通常，发送导频信号的发送器也以所定义的业务导频功率比来发送一个或更多个业务信道，即导频信号的功率控制充当了相关业务信道的功率控制。

这种接收信号强度处理带有“内环”功率控制标签，并且顾名思义，内环功率控制通常是与“外环”功率控制成对的。内环功率控制处理确保将接收到的导频信号强度保持为目标，而外环功率控制处理确保内环功率控制使用适当的目标。

例如，外环功率控制通常计算或预测与导频信号接收相关地接收到的数据的误码率，并且将其与所定义的错误上限(如10％)进行比较。这种误码率通常用块误码率(BLER)或比特误码率(BER)来表示。如果误码率超过了所定义的上限，则外环功率控制调大内环的目标。反之，如果误码率小于所定义的上限(如，1％)，则外环功率控制调小内环的目标。

外环功率控制的以上描述中所暗含的是，用于确定接收错误率的“编码”数据，即包含或带有误码检测和/或纠错信息的数据的有效性(availability)。没有诸如导频比特的编码或已知数据，就不存在可以估计接收错误性能的显式控制变量，因此也就不存在用于确定调大或调小内环功率控制目标的显式基础。近来，在宽带CDMA(WCDMA)标准中引入的部分专用物理控制信道(F-DPCH)包括功率控制信息(例如，TPC比特)，但并不包括带有纠错信息的数据。因此，F-DPCH是比常规内/外环功率控制方法更复杂的一种信道类型。

发明内容

在此处教示的一个实施方式中，一种生成功率控制信道的传输功率控制反馈的方法包括以下步骤：在所述功率控制信道上接收功率控制命令；估计所述功率控制信道的信号质量；估计所接收的功率控制命令的命令误码率(CER)；通过将估计出的CER与目标CER进行比较来调节目标信号质量；以及通过将估计出的信号质量与目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈。调节所述目标信号质量的步骤可以包括：如果所述估计出的CER超过了所述目标CER则提高所述目标信号质量，而如果所述估计出的CER小于所述目标CER则降低所述目标信号质量。要注意，在该实施方式和其它实施方式中，所述估计出的信号质量和目标信号质量例如可以用信扰比(SIR)来表示，其中干扰可以包括诸如小区间干扰、小区内干扰和外部噪声的损伤(impairment)。

一个或更多个实施方式中的接收到的功率控制命令名义上包括匹配比特符号。在该实施方式中，一种对功率控制命令的CER进行估计的方法包括以下步骤：计算所接收的功率控制命令的接收错误概率，作为检测所接收的功率控制命令中的失配比特的函数；以及根据所定义的概率到CER映射函数将所述接收错误概率映射为相应CER值。例如，可以使用以概率值为索引的数据查找表，或者使用基于概率到CER映射曲线的多项式函数，来实现所述概率到CER映射函数。

在其他实施方式中，所述功率控制命令包括多个符号，至少一些符号包括诸如基准比特的已知比特，或者所述功率控制命令中散布有基准符号。在这种情况下，CER估计可以包括检测所述基准比特/基准符号的接收错误。

在另外一些其他实施方式中，CER估计包括根据所定义的信号质量到CER映射函数将所述估计出的信号质量映射为相应CER值。在这种实施方式中，可以用目标CER或者相应映射出的信号质量值来对无线通信收发器进行预配置，或者可以动态进行映射以动态设置所述目标CER。

无线通信设备可以实施上述实施方式中的任意一个或者其变型(例如包括经适当配置的功率控制电路)。在一个实施方式中，所述功率控制电路包括一个或更多个处理电路，所述一个或更多个处理电路包括：信号质量估计电路，其被构造用于估计功率控制信道的信号质量；CER估计电路，其被构造用于估计所接收的功率控制命令的CER；外环功率控制电路，其被构造用于调节目标信号质量；以及内环功率控制电路，其被构造用于生成传输功率控制反馈。在内环功率控制电路使用映射出的信号质量值作为其目标信号质量的实施方式中，可以省去外环控制电路和CER估计电路。

当然，本发明并不限于上述的特点和优点。本领域的技术人员通过阅读后附说明和附图，将能够认识到本发明的其他特点和优点。

附图说明

图1至3涉及常规的生成功率控制信道的功率控制反馈的方法，所述功率控制信道包括用于BER估计的差错编码。

图4是如WCDMA系统所用的F-DPCH的逻辑图，其中功率控制信道缺少差错编码，而差错编码可以作为在生成功率控制反馈中使用的误码率估计的基础。

图5是所定义的信号质量到命令误码率映射函数的曲线图，其中信号质量用信扰比(SIR)来表示。

图6是例示了通过使用如图5所示的所定义的SIR到CER映射函数，生成诸如WCDMA中在F-DPCH上接收到的功率控制命令的传输功率控制反馈的一个实施方式的处理逻辑的逻辑流程图。

图7是例示了功能电路布局的一个实施方式的示意图，该功能电路布局可以实现在根据图6的处理逻辑而配置的功率控制电路中。

图8是所定义的(接收错误)概率到CER映射函数的曲线图。

图9和10是例示了通过使用如图8所示的所定义的概率到CER映射函数来生成诸如WCDMA中在F-DPCH上接收到的功率控制命令的传输功率控制反馈的一个实施方式的处理逻辑的逻辑流程图。

图11是例示了功能电路布局的一个实施方式的示意图，该功能电路布局可以实现在根据图9和1 0的处理逻辑而配置的功率控制电路中。

图12是例示了CER估计电路的一个实施方式的示意图。

图13是例示了CER估计电路的另一个实施方式的示意图。

图14是例示了CER估计电路的另一个实施方式的示意图。

具体实施方式

图1例示了在基于CDMA的无线通信网络中采用的前向链路(FL)和反向链路(RL)传输功率控制的常规方法。第一收发器8(例如，无线基站或RBS)向第二收发器10(例如，移动台或MS)发送FL数据和功率控制命令。反过来，第二收发器10向第一收发器8发送RL数据和功率控制命令。在该框架中，第二收发器10响应于其在FL上从第一收发器8接收的功率控制命令来调大和调小其RL传输功率。相反地，第一收发器8响应于其在RL上从第二收发器10接收的功率控制命令来调大和调小其FL传输功率。

第一收发器8根据其是正以大于还是小于目标信号质量(通常以dB来表示)从第二收发器10接收RL传输，生成在FL上发送到第二收发器10的功率控制命令。反过来，第二收发器10根据其是正以大于还是小于目标信号质量从第一收发器8接收FL传输，生成在RL上发送到第一收发器8的功率控制命令。因此，每个收发器都向对方提供了功率控制反馈，以确保其各自的传输以可接受的信号强度被接收。图2例示了这种方式的功率控制，其中通过利用功率控制反馈将所接收信号的受控SIR保持在目标SIR或其附近。

图3以收发器10为基础进一步例示了该常规功率控制方法。如所例示的，收发器10接收包括数据(用户业务)、导频和功率控制命令的通信信号——被示为专用物理信道(DPCH)。收发器10使用所接收的导频信息来估计无线信道的特性，然后使用信道估计值和包含在所接收的数据中的纠错/检错信息来对该数据进行解码。更具体地说，解码器12使用环冗余校验(CRC)或其他差错编码信息来检测接收到的数据错误，外环控制器14使用该信息来测量所接收数据的误码率，误码率可以用诸如块误码率(BLER)、帧误码率(FER)或比特误码率(BER)的多种方式来表达。

无论采用何种方式，外环控制器14都将测得的误码率与基准误码率(例如，基准BLER或目标BLER)进行比较。如果测得的误码率超过了目标误码率，则外环控制器14调大目标SIR。反之，如果测得的误码率小于同一或不同目标误码率，则外环控制器14调小目标SIR。例如，如果测得的误码率超过了10％，则外环控制器14调大目标SIR，而如果测得的误码率小于1％，则外环控制器14调小目标SIR。这种对目标SIR的持续调节影响了远程发送器的发送功率，因为内环控制器18根据诸如SIR的信号质量是大于还是小于SIR目标值来生成远程发送器的发送功率控制命令，其值为“UP”或“DOWN”。

在刚刚描述过的常规功率控制中有两个显著特点。第一，从收发器8发送到收发器10的用于控制收发器10的发送功率的功率控制比特包含在发送给收发器10的数据中。因为收发器10提供功率控制反馈来确保收发器8以足够高的功率来发送该数据从而确保可靠的数据接收，所以来自收发器8的功率控制信息以确保在收发器10处可靠接收的发送功率被“自动”发送。第二，在收发器10处调节目标SIR的全部基础是测得的接收数据的误码率是大于还是小于可接受的(目标)误码率。如果没有进行这种测量的能力，则外环控制器14就没有调节内环控制器18所利用的目标SIR的基础。

记住这些要点，本领域的技术人员将会认识到，出现了生成缺乏可以作为确定所接收的信号的BLER、FER等的基础的差错编码或者已知数据的功率控制反馈的挑战。以非限制性示例的方式，图4例示了部分专用物理信道(F-DPCH)，该信道是由WCDMA标准定义的用于向多个远程收发器传送功率控制信息一种信道。例如，WCDMA网络中的基站可以使用F-DPCH向多个移动台发送功率控制信息。

因为使用所发送的功率控制信息来控制这些移动台的反向链路传输功率，所以按适当的功率级别来发送功率控制信息是很重要的。然而，移动台很难确定来自所接收的F-DPCH上的功率控制信息是否是以足够高的功率发送的，因为没有可以估计的差错编码或者已知数据来表示所接收的数据误码率。更具体地说，对于F-DPCH，给定的移动台仅接收入局功率控制命令，并且没有任何用于生成功率控制反馈，以确保那些入局功率控制命令——例如，TPC——以正确的功率级别由无线基站发送给它的清晰机制。

根据如上教示的生成功率控制反馈的一个实施方式，诸如移动台、无线基站等的通信收发器响应于在功率控制信道上接收的入局功率控制命令来调节其发送功率，并根据对诸如SIR的功率控制信道的信号质量的估计来生成发出那些命令的远程发送器的功率控制反馈，并通过将估计出的SIR与目标SIR进行比较来生成所述发送功率控制反馈，所述目标SIR是通过根据所定义的SIR到CER映射函数将目标CER映射为相应SIR值而确定的。也就是说，用目标CER对移动台进行编程或者移动台动态地计算目标CER，该目标CER例如表示了对于允许的(功率控制)命令误码率的上限。因此，SIR到CER映射函数提供了识别与目标CER相对应的SIR值的基础。

图5例示了SIR到CER映射函数20，该函数被表示为CER对SIR的对数图。可以看出，可以将给定的CER，如10^-1(10％)直接映射为相应SIR值。因此，如果移动台使用映射出的SIR值作为其目标SIR来生成所接收的功率控制信道的传输功率控制反馈，则通常保证了在功率控制信道上接收到的功率控制命令的CER不会超过目标CER值。

图6例示了根据“映射出的”目标SIR进行功率控制的处理逻辑，其中处理开始于根据映射出的值来设置目标SIR，即，根据所定义的SIR到CER映射基于将目标CER映射为相应SIR值来设置目标SIR(步骤100)。处理继续估计所接收的信号(例如，由所接收的功率控制信道传送的TPC符号)的实际SIR(步骤102)。处理继续在估计出的SIR和(映射出的)目标SIR之间进行比较(步骤103和104)。如果估计出的SIR大于目标SIR，则功率控制逻辑将其输出TPC命令设置为“DOWN”(步骤106)。反之，如果估计出的SIR小于目标SIR，则功率控制逻辑将其输出TPC命令设置为“UP”(步骤108)。这样，功率控制逻辑就响应于确定估计出的所接收的功率控制信道的SIR大于或小于由SIR到CER映射关系设置的SIR目标，向所述远程发送器发回UP和DOWN命令。

为了更好地理解该处理方法，提供在F-DPCH上进入特定移动台的功率控制命令的细节将会有所帮助，但是应将其理解为此处所教导的所述功率控制反馈生成的非限制性示例。F-DPCH上的功率控制命令是作为符号来传输的。更具体地说，每个功率控制命令都包括2位TPC命令符号。假定移动台使用某种RAKE形式的接收器，每个(RAKE)靶指接收的TPC符号y_f(k)可以如下所示：

y_f(k)＝g(k)h_f(k)u(k)+e_f(k)    公式1

其中u(k)为发送的符号，e_f(k)为高斯干扰，h_f(k)为根据与F-DPCH相关地接收到的通用导频信道(CPICH)估计出的信道响应，而g(t)＞0是F-PDCH上所用的相对于CPICH的真实增益偏移。而且，对于公式1，要注意期望值和方差值分别为：

E(e_f)＝0       公式2

E(|e_f|²)＝I_f   公式3

其中，I_f为接收器的靶指f上每接收符号的干扰功率。还要注意，当F-DPCH扩频因子为256时，对于接收器的靶指f，高斯干扰ef(k)与每符号信噪比

的关系可表示为：

$\frac{{\left|{\mathrm{gh}}_f\right|}^2}{I_f}={\left(\frac{E_s}{N_o}\right)}_f=256\·{\left(\frac{E_c}{I_o}\right)}_f$ 公式4

其中，E_s是每符号的接收信号能量，E_c是每码片的接收信号能量，N_o是接收的噪声功率，而I_o是接收的干扰功率。

记住上述内容，针对F-DPCH的误码率确定的分析中的开始点起始于记录(note)两个不同TPC命令符号是可能的，但是基础符号调制与两个命令符号都相同。因此，TPC命令符号可表示为：

u＝u_O·TPC    公式5

其中，TPC∈{-1，1}为TPC命令(其中，-1表示逻辑小(down)，反之亦然)，而基础(无符号的)调制符号为：

$u_o=\frac{(1+i)}{\sqrt{2}}$ 公式6

可以使用最大比按如下组合来估计所接收的TPC命令(即，所接收的TPC符号)：

${\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est}}=\mathrm{sign}\left(\mathrm{Re}\left(u_o^{*}\underset{f=1}{\overset{N_f}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{y}}_f{\hat{h}}_f^{*}}{{\hat{I}}_f}\right)\right)$ 公式7

其中，可以从CPICH中估计出

和

。根据公式7可以看出，接收器不需要知道增益偏移

的值就可以对所接收的TPC符号进行解码；反而是知道 $\hat{g}>0$ 就足够了。

可以按如下公式来估计各个TPC符号比特TPC_r和TPC_i：

${\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est},r}=\mathrm{Re}\underset{f=1}{\overset{N_f}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{y}}_f{\hat{h}}_f^{*}}{{\hat{I}}_f}$ 公式8

和

${\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est},i}=\mathrm{Im}\underset{f=1}{\overset{N_f}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{y}}_f{\hat{h}}_f^{*}}{{\hat{I}}_f}$ 公式9

而且，通过定义，每个TPC符号中的两个发送比特都是相同的。因此，每个估计出的TPC符号都可表示为：

${\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est}}=\mathrm{sign}\left(\mathrm{Re}(u_o^{*}\·({\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est},r}+i\·{\mathrm{TPC}}_{\mathrm{est},i}))\right)$ 公式10

其中，

和

都是基于CPICH估计出的。

记住上述关系，可以按如下公式来估计F-DPCH的SIR：

$\frac{{\hat{E}}_s}{{\hat{N}}_o}=(-N_f+\underset{f=1}{\overset{N_f}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|y_f\right|}^2}{{\hat{I}}_f})$ 公式11

要注意，可以直接使用所接收的信号功率|y_f|²而无需计算信道估计值，因为仅一个TPC符号|(gh_f)_est|＝|y_f·u^*|＝|y_f|。此外要注意，可以使用CPICH上的导频比特和TPC比特二者来提高公式11所获得的估计值。而且，可以按下述公式来获得利用CPICH信道估计值和增益偏移g的估计值的SIR估计值：

$\frac{{\hat{E}}_s}{{\hat{N}}_o}=(-N_f+{\hat{g}}^2\underset{f=1}{\overset{N_f}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|{\hat{h}}_f\right|}^2}{{\hat{I}}_f})$ 公式12

其中，可以通过对之前由移动台发送(给基站)的TPC命令进行滤波并前向反馈，来确定估计出的增益偏移

继续该分析，可以按下述公式来计算估计出的增益偏移：

$\hat{g}\left(k\right)=\mathrm{\α}\·{10}^{\frac{-1\·\mathrm{TPC}(k-d)}{10}}\·\hat{g}(k-1)+(1-\mathrm{\α})\·\frac{\left|u_o^{*}{\mathrm{\Σ}}_f\frac{y_f\left(k\right){\hat{h}}_f^{*}\left(k\right)}{{\hat{I}}_f\left(k\right)}\right|}{\left|{\mathrm{\Σ}}_f\frac{{\left|{\hat{h}}_f\left(k\right)\right|}^2}{{\hat{I}}_f\left(k\right)}\right|}$ 公式13

其中，d是TPC命令延迟，而α是选择的滤波常数。

在基于对CPICH上的F-DPCH的SIR估计的另一实施方式中，针对第i帧的第k时隙中接收的TPC符号的(RAKE)接收器输出可以表示为：

z_i(k)＝λg_i(k)c_i(k)tt_i(k)+e_i(k)    公式14

其中，λ是F-DPCH的初始增益水平，g_i(k)是由反向链路TPC命令确定的增益偏移，c_i(k)是由网络响应和组合权重确定的，u_i(k)是TPC符号值，而e_i(k)是噪声样本。在此，网络响应涉及发送器脉冲波形、无线信道和所接收的波形。分析假定g_i(k)服从(由移动台发送的)反向链路TPC命令，并且作为结果，假定g_i(k)、c_i(k)和

的乘积，即 $v_i\left(k\right)=g_i\left(k\right)c_i\left(k\right){\hat{u}}_i\left(k\right),$ 是已知的。为了防止由于反向链路TPC命令接收错误或基站不服从反向链路TPC命令而导致的错误传播，可以在每个F-DPCH帧的最后一个时隙期间将增益偏移g_i(k)重置为1，即g_i(M-1)＝1，其中M是每帧的时隙数量。

将一帧的所有时隙中的z_i(k)、v_i(k)和e_i(k)收集到一个矢量中，

z_i＝λv_i+e_i    公式15

基于公式15的λ的最小二乘(LS)估计值可以表示为：

$\widehat{\mathrm{\λ}}\left(i\right)=\frac{\mathrm{Re}\left(v_i^H{z}_i\right)}{{\left|v_i\right|}^2}$ 公式16

可以看出，公式16的估计器也是最小均方误差(MMSE)估计器。根据这种估计，可以使用从帧i-1估计出的增益差异

来生成SIR估计值，该SIR估计值可以表示为帧i中每个时隙的SIR的估计值。例如，如果使用了RAKE或G-RAKE的组合，则帧i中时隙k中的TPC符号的符号SIR为：

${\widehat{\mathrm{\γ}}}_i\left(k\right)=\frac{{\widehat{\mathrm{\λ}}}_{i-1}^2{g}_i^2\left(k\right)w^H{\mathrm{hh}}^{H}w}{w^H\mathrm{Rw}}$ 公式17

其中，w是组合权重，h是网络响应，而R是来自不同靶指的干扰的协方差矩阵。可以从CPICH获得h和R的估计值。要注意，一帧的第一时隙中CPICH与F-DPCH之间的功率偏移被代入λ。而且要注意，以下表达式

$\frac{w^{H}h{h}^{H}w}{w^H\mathrm{Rw}}$ 公式18

对应于CPICH符号SIR。如果使用通用RAKE(G-RAKE)组合，则可简化为：

${\widehat{\mathrm{\γ}}}_i\left(k\right)={\widehat{\mathrm{\λ}}}_{i-1}^2{g}_i^2\left(k\right)h^H{R}^{-1}h$ 公式19

其中，h^HR^-1h仍对应于CPICH符号SIR。

使用以上分析框架并返回图5中的曲线，应该理解，SIR与CER之间的加性高斯白噪声(AWGN)映射是相对地信道无关的，使得可以直接将CER目标值映射为SIR目标值，从而使得常规外环功率控制成为多余。(还要注意，AWGN映射显然对AWGN信道有效，而且是其他类型信道的良好近似。)更具体地说，假定

和是h_f和I_f的良好近似，则可以实现：

TPC_cst＝sign(TPC+n)    公式20

其中

$n=\mathrm{Re}\left(\frac{u_o^{*}\·{\mathrm{\Σ}}_f\frac{h_f^{*}{e}_f}{I_f}}{g\·{\mathrm{\Σ}}_f\frac{{\left|h_f\right|}^2}{I_f}}\right)$ 公式21

因此，TPC命令误码率(CER)可以表示为：

$\mathrm{CER}=\frac{1}{2}\·P\left(\right|n|>1)=P(n>1)$ 公式22

并且，n的变化(假定非相关靶指噪声)可表示为：

$E\left(n^2\right)=\frac{1}{2(g^2\·{\mathrm{\Σ}}_f\frac{{\left|h_f\right|}^2}{I_f})}=\frac{1}{2\·E_s/N_o}$ 公式23

因此，对于公式23，CER作为SIR(E_s/N_o)的函数，例如图5中所示，并且可以看出，可以使用该函数映射来识别与所需(目标)CER相对应的内环功率控制的目标SIR。

图7例示了无线通信收发器30的一个实施方式，该无线通信收发器包括无线通信设备或系统的全部或部分。以非限制性示例的方式，该设备可以包括诸如蜂窝无线电话的移动台，或者可以包括无线寻呼机、便携式数字助理(PDA)、笔记本计算机或者掌上电脑，或者其中的通信模块。在任意一种情况下，收发器30都被构造用于根据上述SIR到CER映射来生成所接收的功率控制信道(例如，接收的F-DPCH信号)的传输功率控制反馈。

更详细地说，收发器30(其可能是移动台)包括功率控制电路32，功率控制电路32包括一个或更多个处理电路，所述一个或更多个处理电路被构造用于：在功率控制信道上接收功率控制命令；估计所述功率控制信道的SIR；以及通过将估计出的SIR与目标SIR进行比较来生成功率控制信道的传输功率控制反馈，所述目标SIR是通过根据所定义的SIR到CER映射函数将目标CER映射为相应SIR值而确定的。例如，SIR到CER映射函数可以如图5所示，而SIR估计可以由公式11给出。

应该理解，功率控制电路32可包括一个或更多个微处理器、数字信号处理器(DSP)，或其他类型的处理电路。(总的来说，应该理解，功率控制电路32可以实现为硬件、软件或其任何组合。)在至少一种功能电路布局中，功率控制电路32包括目标SIR确定电路34、内环控制器36和SIR估计电路38。目标SIR确定电路34可以包括被构造用于从存储器中读取预映射出的SIR值的存储器查找电路；或者可以包括函数映射电路，该函数映射电路被构造用于通过根据包含SIR到CER映射函数多项式函数或查表函数将目标CER映射为相应SIR值来确定目标SIR。

因此，内环控制器36使用(映射出的)目标SIR来与估计出的SIR进行比较，并且以TPC命令的形式生成所接收的功率控制信道的功率控制反馈，该功率控制反馈可以由收发器30的发送器电路40来发送。例如，SIR估计电路38基于执行公式11和/或公式12而向内环控制器36提供SIR估计值。

图8例示了基于映射的另一实施方式，其中概率到CER映射函数42被示为CER对功率控制命令接收错误概率P的对数图，即一个TPC符号中不相同的TPC比特的概率。例如，可以看出，10％的CER对应于大约30％的命令接收错误概率，而1％的CER对应于10％的接收错误概率。

应该注意，可以将功率控制电路32配置成根据硬比特值比较(例如，+1，-1)或软比特值比较(例如，+0.99，+0.33)来检测失配的比特。例如，对于软值失配检测，可以将功率控制电路32配置成，基于估计TPC比特的软值之间的距离来检测所接收的TPC符号中的TPC比特失配。而且，在一个或更多个实施方式中，可以将功率控制电路32配置成用于估计相对软比特差错并且将其映射为CER。在映射为CER之前，可以使用方差测度(作为中间测度)来对该相对软比特差错的分布进行量化。在另一实施方式中，可以将功率控制电路32配置成，通过检测失配的比特并对失配差错进行计数来检测错误地接收的功率控制命令。

图9例示了基于概率到CER映射函数的处理逻辑的一个实施方式，该函数可以实现在收发器30的功率控制电路32中。处理开始于基于确定在功率控制信道上接收的功率控制命令的接收差错概率对CER进行估计(步骤110)。还应注意，在该实施方式的变型例中，可以通过估计出的SIR来估计CER，如图5所示的SIR到CER映射函数20的上下文所详细描述的。

处理继续将估计出的CER与目标CER进行比较(步骤112)，所述目标CER可以作为预设的值，或动态接收或更新的值而存储在收发器30的存储器中。如果估计出的CER大于目标CER(步骤114)，则功率控制电路32调大目标SIR。反之，如果估计出的CER小于目标CER或小于目标CER的限定份额(fraction)，则功率控制电路32调小目标SIR(步骤118)。

应理解，该逻辑的变化也在本发明的考虑中。例如，除了使用不同的目标CER阈值来增大和减小目标SIR——例如，如果估计出的CER＞10％，则增大目标SIR；如果估计出的CER＜1％，则减小目标SIR——功率控制电路还可以生成两个以上的命令状态。例如，它可以生成如UP、DOWN和HOLD的TPC命令，从而倘若收发器30处的估计出的SIR保持在所定义的目标SIR的上限和下限间的范围内，就使远程发送器保持其当前的发送功率设置。

在任何情况下，图9例示了功率控制的外环部分，而图10例示了相应的内环部分，可以将内环部分配置成与图9的外环功率控制处理同时运行，但是通常在更高的执行频率下运行。例如，图10的逻辑可以在80Hz或更快的频率下运行，使得功率控制电路32至少每1.25ms就会生成新的TPC命令。相反地，如图9所示的目标SIR的外环功率控制调节可以在每20ms、50ms或者更慢的速率上运行。

无论其执行频率如何，功率控制电路32都通过针对当前时间间隔(时隙、帧等)对在所接收的功率控制信道上接收到的TPC符号来估计诸如SIR的信号质量(步骤120)，并且将估计出的信号质量与目标信号质量(如根据图9的处理逻辑而确定的)进行比较(步骤122)来执行图10的内环处理逻辑。例如，可以将估计出的SIR与目标SIR进行比较。如果估计出的SIR大于目标SIR(步骤124)，则将当前命令间隔的TPC命令生成为DOWN命令(步骤126)。反之，如果估计出的SIR不大于目标SIR，则将当前命令间隔的TPC命令生成为UP命令(步骤128)，使得远程发送器可以逐渐增大所分配的用于传输收发器30接收到的控制信道的传输功率。当然，如上所述，可以在一些实施方式中实施诸如HOLD的附加命令状态。

图11例示了功率控制电路32的被配置用于执行图9和10的处理逻辑或者该逻辑的变化的实施方式。在所示实施方式中，功率控制电路32包括SIR估计电路50、CER估计电路52、外环控制器54和内环控制器56。

可以将CER估计电路52配置成，将其CER估计建立在对于来自所接收的功率控制信道上的功率控制命令的两个TPC命令比特是相等的基础上。(注意，对于WCDMA标准所定义的、对于F-DPCH上的功率控制的两比特功率控制命令符号，该条件保持为真；但是在其他情况下可能不为真，在这些情况下可以以其他的CER估计为基础。)

知道每个接收的功率控制命令的两比特都被定义为相等的后，就可以根据图8所示的概率到CER函数42将接收到具有不相等的比特的命令的概率转换为CER估计值。该方法基于接收到不相等的命令比特的概率的关系的实现，且CER是相对信道独立的。

假定在给定的接收到功率控制命令中两个估计出的软TPC比特上的噪声是不相关的，则两个估计出的硬比特TPC_r，TPC_i∈{1，-1}不相等的概率如下给出：

$\mathrm{\ζ}=P({\mathrm{TPC}}_r\≠{\mathrm{TPC}}_i)=\frac{\mathrm{SIR}}{\mathrm{\π}}{\∫}_{x_1=-\∞}^0{e}^{\frac{-(x_1-1)\·\mathrm{SIR}}{2}}d{x}_1\·{\∫}_{x_2=0}^{\∞}{e}^{\frac{-(x_2-1)\·\mathrm{SIR}}{2}}{\mathrm{dx}}_2$

公式24

其中，SIR＝E_b/N_o是估计出的TPC比特的SIR，变量x₁和x₂表示当给定功率控制命令的两个发送比特都等于一时在该命令中接收到的TPC比特。因此，CER如下给出：

$\mathrm{CER}=\frac{\mathrm{SIR}}{2\mathrm{\π}}{\∫}_{x_1=-\∞}^0{\∫}_{x_2=-\∞}^{-x_1}{e}^{\frac{-(x_1+x_2-2)\·\mathrm{SIR}}{2}}{\mathrm{dx}}_1{\mathrm{dx}}_2$ 公式25

对于如图8所示的间隔，概率到CER映射函数42的适当的多项式近似如下给出：

CER_est＝2.31·ζ³+0.141·ζ-4.91·10^-3    公式26

其中，不相等的TPC比特的命令接收差错概率可以被估计为：

${\widehat{\mathrm{\ζ}}}_k=\mathrm{\α}\·{\widehat{\mathrm{\ζ}}}_{k-1}+(1-\mathrm{\α})\frac{1}{2}|{\mathrm{TPC}}_r-{\mathrm{TPC}}_i|$ 公式27

其中，α∈[0，1]是滤波器常数(对于指数加权滤波器)。对于WCDMA应用而言，对应100个时隙的时间常数，适当的值为α＝0.99，其补充了在该时间常数中接收差错(不相等的TPC命令比特)预期的出现10到30之间。接收差错出现的频率通常应当对于良好CER估计性能是足够的。

图12例示了CER估计电路52的补充实施方式，其包括比较单元60、滤波器62和映射单元64。比较单元60对输入的TPC命令的比特进行比较，以检测不相等的比特的(差错)接收，并且当给定的接收TPC命令的比特不相等时向滤波器62提供“1”，反之提供“0”。接下来，滤波器62对来自比较单元60的1/0输出进行滤波，并且将滤波后的输出(例如，公式27)提供给映射单元64。例如，根据公式26，映射单元64使用滤波后的输出来估计所接收的功率控制信道的CER。

图13例示了使用SIR到CER映射的CER估计电路52的另一实施方式。因此，所例示的CER估计电路52的实施方式包括(或者关联有)SIR估计电路66，该SIR估计电路66使用所接收的TPC命令并且估计从CPICH获得的h_f和I_f，以生成所接收的功率控制信道的SIR估计值。映射单元68例如根据图5所示的映射函数20利用该SIR估计值来识别相应CER值。

图14例示了又另一实施方式，其基于在功率控制信道上传输已知TPC比特值，使功率控制电路32可以利用其已知比特的先验知识。对于该实施方式，CER估计电路52可以包括开关控制电路70(用于控制所示开关71)、比较单元72和BER估计器74。在运行中，控制电路70使用时隙数量值来区分TPC命令比特和已知的基准比特，并且它使用该信息来控制开关71，控制开关71确定比较单元72被提供的当前比特是命令比特还是基准比特，即，可以将比较单元72配置成用于将所发送的比特(作为接收的)与这些比特的预期值进行比较。

对于基准比特，比较单元72确定基准比特是否是以其适当的值被接收的，并且将其作为指示提供给BER估计器74，BER估计器74保持所接收的功率控制信道的比特误码率的估计值。功率控制电路32可以使用BER估计值作为外环功率控制的CER估计值。

在该方法的一个实施方式中，在非TPC命令位置上在功率控制信道上传输基准符号。这样做改变了为F-DPCH定义的标准化命令传输方案，并且还减少了F-DPCH上可用的传输时隙的数量，从而可以对不同移动台进行功率控制。

因此，在一个实施方式中，每一帧的预定时隙中的TPC比特都具有收发器30已知的预定值。这些预定的TPC比特充当基准比特，使得功率控制电路32可以基于比特差错的检测来直接估计BER/CER。在这种情况下，每帧有一个具有已知比特的符号可能就足以进行准确的BER估计，因为该误码率大约是基于DPCH的常规外环功率控制中的针对BER估计而接收块误码标记(flag)的误码率。然而应注意，可以使用每帧一个以上已知比特来提高外环控制率和/或改进BER/CER估计处理。

作为另一改进点，可以对称地传输已知比特。即，在功率控制信道上传输的已知比特可以包括平衡地混合的UP命令和DOWN命令，使得作为基准比特的已知TPC命令的传输不使实际功率控制偏大或者偏小，即，已知比特平均超出0。例如，可以在每个帧中使用偶数个已知符号(时隙)，并且使其一半为UP命令，一半为DOWN命令。

通过让每个基准符号都具有比特顺序{1，-1}或者{-1，1}，还可以在比特级别上使用该方法。这些具有相等概率的比特对可以被解释为UP命令或者DOWN命令。在该情况下，帧中的基准符号所允许的数量不限于偶数。

在又一另选实施方式中，在所选择的其中一个传输符号中，向收发器30发送功率控制信道的设备或者系统可以包括已知(基准)比特和命令(TPC)比特。即，对于在功率控制信道上传输的至少一些符号，一个比特表示功率控制命令，一个比特表示收发器30的已知先验的基准比特。在该实施方式中，通常具有按该方式划分的偶数个时隙，并且值为1和-1的基准比特的数量相等。

然后，通常如本文所述本发明包括生成所接收的通信信号的功率控制反馈，该通信信号不包括用于确定作为控制功率控制反馈生成的基础的BER/CER的差错编码数据。因此，在一个或更多个实施方式中，通过将内环SIR目标值设置为由SIR到CER映射函数确定的SIR值来实施功率控制反馈。该实施方式有效地消除了外环功率控制，因为内环目标可直接由所需的目标CER映射得到。基于确定接收的功率控制命令的接收差错概率，并且根据所定义的概率到CER映射函数将该概率映射为CER估计值，其他实施方式使用内和外环功率控制，但不消除接收的功率控制信道的CER；该实施方式的一种变化是使用SIR到CER映射。在另一其他实施方式中，功率控制信道包括基准比特，使用这些基准比特来确定接收的功率控制信道的BER/CER估计值，然后使用其来调节内环目标值。

因此，应理解，本发明可以进行许多变化，并且不是由上述的讨论或者附图加以限定。此外，本发明仅由下述的权利要求书及其法律上的等效文件限定。

Claims (40)

1.一种生成功率控制信道的传输功率控制反馈的方法，该方法包括以下步骤：

在所述功率控制信道上接收功率控制命令；

估计所述功率控制信道的信号质量；

估计所接收的功率控制命令的命令误码率；

通过将估计出的命令误码率与目标命令误码率进行比较来调节目标信号质量；以及

通过将估计出的信号质量与目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所接收到的功率控制命令名义上包括匹配比特符号，其中，对命令误码率的估计包括以下步骤：计算所接收的功率控制命令的接收差错概率，作为检测所接收的功率控制命令中的失配比特的函数；以及根据所定义的概率到命令误码率映射函数将所述接收差错概率映射为相应命令误码率值。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所定义的概率到命令误码率映射函数包括所定义的多项式表达式或数据查找表。

4.根据权利要求2所述的方法，其中计算所述接收差错概率包括以下步骤：生成每个所接收的功率控制命令的不同值，其中如果所接收的功率控制命令包括失配比特，则所述不同值为非零；并且根据指数加权滤波器对所述不同值进行滤波以获得所述接收差错概率。

5.根据权利要求2所述的方法，其中在所接收的功率控制命令中检测失配比特包括检测硬比特差错。

6.根据权利要求2所述的方法，其中在所接收的功率控制命令中检测失配比特包括检测软比特差错。

7.根据权利要求6所述的方法，其中根据所定义的概率到命令误码率映射函数将所述接收差错概率映射为相应命令误码率值包括估计相对软比特差错并将所述相对软比特差错映射为命令误码率。

8.根据权利要求7所述的方法，该方法还包括以下步骤：利用方差测度对所述相对软比特差错的分布进行量化，从而将所述相对软比特差错映射为命令误码率包括将经量化的相对软比特差错值映射为命令误码率。

9.根据权利要求1所述的方法，其中至少一些功率控制命令包括基准比特，并且其中估计命令误码率包括检测所述基准比特的接收差错。

10.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括在所述功率控制信道上接收基准符号，其中对命令误码率的估计包括检测所述基准符号的接收差错。

11.根据权利要求1所述的方法，其中对命令误码率的估计包括根据所定义的接收信号质量到命令误码率映射函数将所述估计出的信号质量映射为相应命令误码率值。

12.根据权利要求1所述的方法，其中生成所述传输功率控制反馈包括根据确定所述估计出的信号质量是小于还是大于所述目标信号质量来生成作为调大或调小指示值的反馈传输功率控制命令。

13.根据权利要求1所述的方法，其中估计所述功率控制信道的信号质量包括估计所述功率控制信道的信扰比，其中所述目标信号质量包括目标信扰比。

14.根据权利要求1所述的方法，其中估计所述功率控制信道的信号质量包括根据所接收的通用导频信道来导出所述功率控制信道的信号质量估计值。

15.根据权利要求14所述的方法，其中根据所接收的通用导频信道信号来导出所述功率控制信道的信号质量估计值包括计算所述功率控制信道与通用导频信道之间的增益偏移。

16.根据权利要求15所述的方法，其中计算所述功率控制信道与通用导频信道之间的增益偏移包括根据接收器输出来计算所述增益偏移。

17.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率控制信道包括宽带码分多址(W-CDMA)通信网络中的部分专用物理信道(F-DPCH)。

18.一种用在无线通信设备或系统中的功率控制电路，所述功率控制电路被构造用于在功率控制信道上接收发送至所述无线通信设备或系统的功率控制命令，所述功率控制电路包括：

信号质量估计电路，被构造用于估计所述功率控制信道的信号质量；

命令误码率估计电路，被构造用于估计所接收的功率控制命令的命令误码率；

外环功率控制电路，被构造用于通过将估计出的命令误码率与目标命令误码率进行比较来调节目标信号质量；以及

内环功率控制电路，被构造用于通过将估计出的信号质量与目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈。

19.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中所接收到的功率控制命令名义上包括匹配比特符号，其中，所述命令误码率估计电路被构造用于：计算所接收的功率控制命令的接收差错概率，作为检测所接收的功率控制命令中的失配比特的函数；以及根据所定义的概率到命令误码率映射函数将所述接收差错概率映射为相应命令误码率值。

20.根据权利要求19所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路被构造用于将所定义的概率到命令误码率映射函数实现为所定义的多项式表达式或数据查找表。

21.根据权利要求19所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路被构造用于执行以下操作：通过生成每个所接收的功率控制命令的不同值来计算所述接收差错概率，其中如果所接收的功率控制命令包括失配比特则所述不同值为非零；并且根据指数加权滤波器对所述不同值进行滤波以获得所述接收差错概率。

22.根据权利要求19所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路被构造用于基于检测硬比特差错而在所接收的功率控制命令中检测失配比特。

23.根据权利要求19所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路被构造用于基于检测软比特差错而在所接收的功率控制命令中检测失配比特。

24.根据权利要求23所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路被构造用于基于估计相对软比特差错并将所述相对软比特差错映射为命令误码率，根据所定义的概率到命令误码率映射函数将所述接收差错概率映射为相应命令误码率值。

25.根据权利要求24所述的功率控制电路，其中所述命令误码率估计电路还被构造用于使用方差测度来对所述相对软比特差错的分布进行量化，从而将所述相对软比特差错映射为命令误码率包括将经量化的相对软比特差错值映射为命令误码率。

26.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中至少一些所述功率控制命令包括基准比特，其中所述命令误码率估计电路被构造用于估计作为检测所述基准比特的接收差错的函数的命令误码率。

27.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中在所述功率控制信道上接收基准符号，其中所述功率控制电路被构造用于估计作为检测所述基准符号的接收差错的函数的命令误码率。

28.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中所述功率控制电路被构造用于通过根据所定义的信号质量到命令误码率映射函数将所述估计出的信号质量映射为相应命令误码率值，来估计所述命令误码率。

29.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中所述功率控制电路被构造用于根据确定所述估计出的信号质量是小于还是大于所述目标信号质量，来生成作为调大或调小指示值的所述传输功率控制反馈。

30.根据权利要求18所述的功率控制电路，其中所述功率控制电路被构造用于估计作为所述功率控制信道的信扰比的信号质量，其中所述目标信号质量包括目标信扰比。

31.一种生成功率控制信道的传输功率控制反馈的方法，该方法包括以下步骤：

在所述功率控制信道上接收功率控制命令；

估计所述功率控制信道的信号质量；以及

通过将所述估计出的信号质量与目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈，所述目标信号质量是通过根据所定义的信号质量到命令误码率映射函数将目标命令误码率映射为相应信号质量值而确定的。

32.根据权利要求31所述的方法，该方法还包括通过使用所述目标命令误码率来访问实现了所定义的信号质量到命令误码率映射函数的数据查找表，而确定所述相应信号质量值。

33.根据权利要求31所述的方法，该方法还包括通过使用所述目标命令误码率作为实现了所定义的信号质量到命令误码率映射函数的多项式函数的输入值，而确定所述相应信号质量值。

34.根据权利要求31所述的方法，其中估计所述功率控制信道的信号质量包括估计所述功率控制信道的信扰比，其中所述目标信号质量包括目标信扰比。

35.根据权利要求31所述的方法，其中所述功率控制信道包括宽带码分多址(W-CDMA)通信网络中的部分专用物理信道(F-DPCH)。

36.一种用在无线通信设备或系统中的功率控制电路，所述功率控制电路被构造用于在功率控制信道上接收功率控制命令，所述功率控制电路包括：

信号质量估计电路，被构造用于估计所述功率控制信道的信号质量；

目标确定电路，被构造用于通过根据所定义的信号质量到命令误码率映射函数将目标命令误码率映射为相应信号质量值，来确定目标信号质量；以及

内环功率控制电路，被构造用于通过将所述估计出的信号质量与所述目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈。

37.根据权利要求36所述的功率控制电路，该功率控制电路还包括映射电路，该映射电路被构造用于通过使用所述目标命令误码率来访问实现了所定义的信号质量到命令误码率映射函数的数据查找表，而确定所述相应信号质量值。

38.根据权利要求36所述的功率控制电路，该功率控制电路还包括映射电路，该映射电路被构造用于通过使用所述目标命令误码率作为实现了所定义的信号质量到命令误码率映射函数的多项式函数的输入值，而确定所述相应信号质量值。

39.一种包含功率控制电路的无线通信设备，所述功率控制电路被构造用于生成由所述无线通信设备接收的功率控制信道的传输功率控制反馈，所述功率控制电路还被构造用于在所述功率控制信道上接收功率控制命令，所述功率控制电路包括：

信号质量估计电路，被构造用于估计所述功率控制信道的信号质量；

内环功率控制电路，被构造用于通过将估计出的信号质量与目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈；

命令误码率估计电路，被构造用于估计所接收的功率控制命令的命令误码率；以及

外环功率控制电路，被构造用于通过将估计出的命令误码率与目标命令误码率进行比较来调节所述目标信号质量。

40.一种包括功率控制电路的无线通信设备，所述功率控制电路被构造用于生成由所述无线通信设备接收的功率控制信道的传输功率控制反馈，所述功率控制电路还被构造用于在所述功率控制信道上接收功率控制命令，所述功率控制电路包括：

信号质量估计电路，被构造用于估计所述功率控制信道的信号质量；

目标确定电路，被构造用于通过根据所定义的信号质量到命令误码率映射函数将目标命令误码率映射为相应信号质量值，来确定目标信号质量；以及

内环功率控制电路，被构造用于通过将所述估计出的信号质量与所述目标信号质量进行比较来生成所述功率控制信道的传输功率控制反馈。

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