CN101141231A - 空域复用mimo mc-ds-cdma系统上行链路发射和接收方法 - Google Patents

Abstract

空域复用MIMO MC－DS－CDMA系统上行链路发射和接收方法，对用户信源经过调制的数据流进行M×P码元分组；以子数据块为单位对数据流进行串并变换；对每一路独立的数据流进行MC－DS－CDMA调制后发射；对每一天线接收到的信号进行快速付里叶变换恢复出各子载波的信号；对子载波信号都进行解扩与匹配滤波处理得到输出信号；将对应相同子载波的信号分别并行送入V－BLAST检测器进行检测得到并行输出信号；将对应相同发射天线的输出信号分别并行送入子数据块形成模块形成并行子数据块；将并行子数据块再并行送入大数据块形成模块形成大数据块；对大数据块进行并串变换、解调，恢复出用户的数据信号。该方法显著提高了系统的性能。

Description

空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，尤其涉及一种空域复用多输入多输出(MIMO-Multiple-Input Multiple-Out-put)多载波直接序列扩频码分多址(MC-DS-CDMA)系统上行链路发射和接收方法。

背景技术

在第三代(3G-Third Generation)移动通信系统中，码分多址(CDMA-CodeDivision Multiple Access)是一种最主要的技术，而多载波调制将是未来广带无线传输体制的关键技术。以多载波(multicarrier)技术融合CDMA技术，构成多载波CDMA系统是未来移动通信发展的重要方向之一。多载波技术与CDMA技术相结合的典型方案主要有多载波CDMA(multicarrier(MC-)CDMA)、多载波直接序列扩频CDMA(MC-DS-CDMA，multicarrier direct-spreading CDMA)和多音调制CDMA(Multitone CDMA)三种典型的形式。其中，MC-DS-CDMA方案具有可以以多载波技术直接融合3G的DS-CDMA技术的优势，是移动通信系统从3G向超三代(B3G-Beyond Third Generation)发展的重要技术，将在未来移动通信体系结构中获得重要的应用。

未来移动通信的空中接口将采用MIMO技术。许多研究都表明，MIMO理论是突破传统无线通信理论性能限的关键所在，将成为未来无线通信理论的核心，MIMO技术也将成为未来移动通信提高系统的容量、性能、服务质量、频谱效率和覆盖范围的核心技术。MIMO信道在不增加功率与带宽开销的条件下可以提供与min(M，N)呈线性关系的容量增加(M与N分别为发射机与接收机天线的阵元数)，这种增益称为空域复用增益。空域复用是通过从不同的阵元传送独立的数字信号实现用户无线传输数据速率的多倍增加，空域复用是MIMO技术的最重要形式之一。

目前，对基站和移动台都采用单天线的单输入单输出(SISO-Single-InputSingle-Output)MC-DS-CDMA方案以及基站采用阵列天线移动台采用单天线的多输入单输出(MISO-Multiple-Input Single-Output)MC-DS-CDMA方案的研究已较充分。更进一步在MC-DS-CDMA系统中基站和移动台都采用多天线技术，构成空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统，将能更充分地挖掘空间资源。通过进行联合的空、时、频和码域信号处理，获得空、时、频分集增益，将能在更大程度上提高MC-DS-CDMA系统的总体性能，满足未来无线用户高速增长的无线数据传输的需求。

发明内容

本发明为解决上述技术问题提出了一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法，该方法通过进行联合的空、时、频和码域信号处理，获得了空、时、频分集增益，在实现用户无线传输数据速率多倍增加的情况下，保证了MC-DS-CDMA系统的性能。

本发明所采用的技术方案是：

一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射方法，包括以下步骤：

对每个用户信源经过二相移相键控(BPSK)调制的数据流进行M×P码元分组，P个码元为一个子数据块，分别对应于P个子载波，M个子数据块形成一个M×P大数据块，分别对应于M个发射天线；

以子数据块为变换单位对数据流进行1:M的串并变换，一个M×P大数据块被分成M路独立的并行子数据块，将被分配在M个发射天线上分别独立发射；

对每一路独立的子数据块再进行1:P的串并变换，变换后每个子数据块的P个码元再形成P路独立的并行数据；

对串并变换后的P路独立并行数据流用扩频处理增益为G的扩频序列分别进行时域扩频，不同的用户采用不同的扩频码；

对时域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)，将各路信号调制到相应的子载波上；

将调制后的P路子载波信号相加后在对应的天线上发射。

一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法，包括以下步骤：

每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，对每一天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)，恢复出P个子载波的信号；

对各天线所恢复出的P个子载波信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理，得到对应各天线用户P个子载波解扩与匹配滤波处理后输出的P路并行信号；

将N个接收天线对应相同子载波解扩与匹配滤波处理后的N路信号分别并行送入P个V-BLAST检测器进行线性迫零检测，对应N个接收天线每个V-BLAST检测器有N路并行输入数据流；

对每个V-BLAST检测器输入的N路并行数据流进行线性迫零V-BLAST检测，对应M个发射天线每个V-BLAST检测器输出M路并行数据流；

将P个V-BLAST检测器对应相同发射天线的输出数据流按子载波1，L，P的顺序分别并行送入M个子数据块形成模块形成与发射端子数据块对应的并行子数据块；

对M个子数据块形成模块输出的并行子数据块再按发射天线1，L，M的顺序，并行送入大数据块形成模块，M个子数据块形成一个M×P并行大数据块；

对大数据块进行M×P:1的并串变换，形成串行数据流；

对串行数据流进行BPSK解调，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿。

本发明的有益效果：

首先，本发明所提出的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法在MC-DS-CDMA方案下实现了空域复用技术，与传统的单天线MC-DS-CDMA方案相比在用户传输的无线数据速率实现多倍增加的情况下，可以保证系统的性能；

其次，所提出的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法可十分灵活地实现空、时、频和码域资源的灵活配置，对满足未来移动通信用户大范围变化的无线通信需求，灵活地分配系统的资源十分有利。

同时所提出的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法通过进行联合的空、时、频和码域信号处理，获得了空、时、频分集增益，可显著地提高MC-DS-CDMA系统的性能。

附图说明

图1为空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路任一用户k的发射流程图；

图2为空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路任一用户k的接收流程图；

图3为不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMOMC-DS-CDMA系统与单天线MC-DS-CDMA系统上行链路误码率(BER)对信噪比(E_b/N₀)的数值关系曲线；

图4为不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMOMC-DS-CDMA系统与单天线MC-DS-CDMA系统BER性能对用户数的数值关系曲线；

图5为不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMOMC-DS-CDMA系统带宽效率对信噪比(E_b/N₀)的数值关系曲线。

具体实施方式

有关本发明的技术内容及详细说明，现配合附图说明如下：

实施例1：

本发明的方法适用于任何采用空域复用MIMO MC-DS-CDMA传输方案的移动通信系统。

图1为任一用户k空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射流程图。本发明的一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射方法的具体实施例的步骤包括：

任一用户k的信源产生的二进制信号，经过二相移相键控(BPSK-BinaryPhase Shift Keying)调制，产生的数据流进行M×P码元分组(步骤S101)，P个码元为一个子数据块，分别对应于P个子载波，M个子数据块形成一个M×P大数据块，分别对应于M个发射天线，所形成的M×P大数据块可表示为{[b_k，1 ⁽¹⁾，L，b_k，P ⁽¹⁾]，L，[b_k，1 ^(M)，L，b_k，P ^(M)]}；

以子数据块为变换单位对数据流进行1:M的串并变换(步骤S102)，一个M×P大数据块被分成M路独立的并行子数据块，将被分配在M个发射天线上分别独立发射，串并变换后的数据流可表示为{[b_k，1 ⁽¹⁾L，b_k，P ⁽¹⁾]，L，[b_k，1 ^(M)，L，b_k，P ^(M)]}^T，式中，[]^T表示矩阵的转置运算；

对每一路独立的子数据块再进行1:P的串并变换(步骤S103)，变换后每个子数据块的P个码元再形成P路独立的并行数据，对应第m个发射天线所形成的P路独立的并行数据为[b_k，1 ^(m)，L，b_k，P ^(m)]^T；

对串并变换后的P路独立并行数据流用扩频处理增益为G的扩频序列分别进行时域扩频(步骤S104)，不同的用户采用不同的扩频码，得到用户k对应在第m个发射天线上任一路p时域扩频后的信号为：

b_k，p ^(m)(t)c_k(t)

其中，c_k(t)是用户k的扩频序列波形；

对时域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)(步骤S105)，将各路信号调制到相应的子载波上，得到在第m个发射天线上用户k调制后任一子载波p上所发射的信号：

$\sqrt{2S}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

其中，S为用户每个子载波的比特功率，f_p为第p个子载波的载波频率；

调制后P路子载波的信号经过相加后在对应的天线上发射(步骤S106)，用户k在第m个发射天线上所发射的信号为：

$s_k^{\left(m\right)}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2S}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

图2为任一用户k空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路接收流程图。一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法的具体步骤包括：

每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，对每一天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)(步骤S201)，恢复出P个子载波的信号，对第n个天线所恢复出的任一子载波p上的信号为：

r⁽ⁿ⁾(t)exp(-j2πf_pt)

其中，r⁽ⁿ⁾(t)为接收端第n个天线上的接收信号；

对用户k在各天线所恢复出的P个子载波信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理(步骤S202)，得到用户k对应各接收天线的P个子载波解扩与匹配滤波处理后的信号，对应接收天线n用户k任一子载波p上的解扩与匹配滤波处理后第i比特的信号为：

$x_{k,p}^{\left(n\right)}\left(i\right)={\∫}_{\mathrm{iT}}^{{(i+1)}^T}{r}^{\left(n\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{f}_{p}t)\mathrm{dt}$

将N个接收天线对应相同子载波解扩与匹配滤波处理后的N路信号分别并行送入P个V-BLAST检测器进行线性迫零检测(步骤S203)，对应N个接收天线每个V-BLAST检测器有N路并行输入数据流，N个接收天线对应第p个子载波解扩与匹配滤波处理后的数据流并行输入到第p个V-BLAST检测器，输入信号矢量为：

$X_{k,p}={[x_{k,p}^{\left(1\right)},L,x_{k,p}^{\left(N\right)}]}^T$

对每个V-BLAST检测器输入的N路并行数据流进行线性迫零V-BLAST检测(步骤S204)，对应M个发射天线每个V-BLAST检测器输出M路并行数据流，信号x_k，p进入第p个V-BLAST检测器后经过线性迫零V-BLAST检测(ZFV-BLAST)，输出信号矢量为：

$Y_{k,p}={[y_{k,p}^{\left(1\right)},L,y_{k,p}^{\left(M\right)}]}^T=H_{k,p}^{+}\×X_{k,p}$

式中，[]⁺表示矩阵的伪逆， $H_{k,p}^{+}={\left[H_{k,p}^{*}{H}_{k,p}\right]}^{-1}{H}_{k,p}^{*},$ []^-1表示矩阵的逆运算，[]^*表示矩阵的共轭转置运算；

将P个V-BLAST检测器对应相同发射天线的输出数据流按子载波1，L，P的顺序分别并行送入M个子数据块形成模块形成与发射端子数据块对应的并行子数据块(步骤S205)，对应第m个发射天线所形成的P路并行数据为[y_k，1 ^(m)，L，y_k，P ^(m)]^T；

对M个子数据块形成模块输出的并行子数据块再按发射天线1，L，M的顺序，并行送入大数据块形成模块(步骤S206)，M个子数据块形成一个M×P并行大数据块{[y_k，1 ⁽¹⁾，L，y_k，P ⁽¹⁾]^T，L，[y_k，1 ^(M)，L，y_k，P ^(M)]^T}^T；

对大数据块进行M×P:1的并串变换(步骤S207)，形成串行数据流{[y_k，1 ⁽¹⁾，L，y_k，P ⁽¹⁾]L，[y_k，1 ^(M)，L，y_k，P ^(M)]}；

对串行数据流进行BPSK解调，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿(步骤S208)。

实施例2：

1.发射信号

本实施例为有K个用户的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路任一用户k的发射过程。在该系统中，发射天线数为M，接收天线数为N(N＞M)。用户k的信源经过二相移相键控(BPSK-Binary Phase Shift Keying)调制后进行分组，按发射天线数数据流被分为M组，每组包含P个符号，分别对应于P个子载波，形成一个子数据块，M个子数据块形成一个大数据块，所形成的M×P大数据块可表示为{[b_k，1 ⁽¹⁾，L，b_k，P ⁽¹⁾]，L，[b_k，1 ^(M)，L，b_k，P ^(M)]}。以子数据块为单位对数据流进行1:M的串并变换，这样一个M×P大数据块被分成M路独立的并行子数据块，将被分配在M个发射天线上分别独立发射。对每一路独立的子数据块再进行1:P的串并变换，每个子数据块的P个码元再形成P路独立的并行数据。假设BPSK调制后数据符号周期为T_b，则经过两次串并变换后的数据符号周期为T＝MPT_b。对串并变换后的P路独立并行数据流进行时域扩频，再通过快速付里叶逆变换(IFFT，Fast Inverse Fourier Transform)将信号调制到相应的P个子载波上，各子载波信号相加后发射，即串并变换后的P路独立并行数据流再经过典型的MC-DS-CDMA调制后由相应的天线发射出去。对上述发射过程，用户k在第m个发射天线上所发射的信号为：

$s_k^{\left(m\right)}=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2S}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$ [公式1]

式中，每个用户每个子载波具有相同的比特功率S，f_p为第p个子载波的载波频率，p＝1，L，P。 $b_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(i\right){\mathrm{rect}}_T(t-\mathrm{iT})$ 表示对应在第m个发射天线上用户k第p个子载波上的数据信号，其中b_k，p ^(m)(i)表示对应的第i个比特，rect_T(t)是定义在[0，T)上的矩形波； $c_k\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^i{\mathrm{rect}}_{T_c}(t-i{T}_c)$ 是第k个用户的扩频序列波形，c_k ⁱ是对应的第i个码片，切普周期为T_c，扩频处理增益G＝T/T_c。

2.信道

对于典型的基于MC-DS-CDMA构建的系统，可假设各子载波经历平坦衰落及发射天线和接收天线对之间的信道为相互独立的MIMO信道。用户k第p个子载波从发射天线m到接收天线n之间信道的脉冲响应可以表示为：

$h_{k,p}^{(m,n)}\left(t\right)={\mathrm{\α}}_{k,p}^{(m,n)}{e}^{j{\mathrm{\β}}_{k,p}^{(m,n)}}\mathrm{\δ}\left(t\right),m=1,\mathrm{LM};n=1,\mathrm{LN}$ [公式2]

式中，α_k，p ^(m，n)e^jβ _k，p ^(m，n)为复信道系数，α_k，p ^(m，n)表示信道的幅度增益，β_k，p ^(m，n)表示信道的相位增益，对于不同的k，p，m，n，α_k，p ^(m，n)是相互独立且服从瑞利分布的随机变量， $E\left\{{\mathrm{\α}}_{k,p}^{(m,n)}\right\}={\mathrm{\σ}}_h^2,$ β_k，p ^(m，n)是独立同分布于[0，2π)间均匀分布的随机变量，在一个符号周期内，α_k，p ^(m，n)和β_k，p ^(m，n)保持不变，δ(t)为冲激响应函数。

3.接收信号

对于上行链路，经历了公式2所描述的信道后，第n个接收天线接收到的信号可表示为：

$r^{\left(n\right)}\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2S}{\mathrm{\α}}_{k,p}^{(n,m)}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}(t-{\mathrm{\τ}}_k^{(m,n)})c_k(t-{\mathrm{\τ}}_k^{(m,n)})$ [公式3]

式中，τ_k ^(m，n)为用户k的信号从第m个发射天线到第n个接收天线的传播时延，

为用户k第p个子载波信号从第m个发射天线到第n个接收天线间的相移，对于不同的k，p，m，n，τ_k ^(m，n)为均匀分布于[0，T)上的独立同分布随机变量，_k，p ^(m，n)是独立同分布于[0，2π)间均匀分布的随机变量，η_n(t)表示均值为0，双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声。

4.信号的解调

每一天线接收到的信号经过快速付里叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)恢复出各子载波的信号，对用户每一子载波的信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理，得到用户每一子载波解扩与匹配滤波处理后的信号。

不失一般性，假设第1个用户第i个数据符号为期望信号，令 ${\mathrm{\τ}}_1^{(m,n)}=0$ 。对上述接收过程，接收天线n上第q(q＝1，L，P)个子载波解扩与匹配滤波处理后的输出信号x_1，q ⁽ⁿ⁾为：

$x_{1,q}^{\left(n\right)}\left(i\right)={\∫}_{\mathrm{iT}}^{(i+1)T}{r}^{\left(n\right)}\left(t\right)c_1\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{f}_{q}t)\mathrm{dt}$ [公式4]

$=D_{1,q}^{\left(n\right)}+I_{k,q}^{\left(n\right)}+I_{k,p}^{\left(n\right)}+{\mathrm{\η}}_{1,q}^{\left(n\right)}$

式中，D_1，q ⁽ⁿ⁾表示第n个接收天线上接收到的第1个用户第q个子载波上的期望信号；I_k，q ⁽ⁿ⁾表示相同载波，不同用户的干扰；I_k，p ⁽ⁿ⁾表示不同用户，不同载波的干扰；η_1，q ⁽ⁿ⁾为噪声项。

$D_{1,q}^{\left(n\right)}=\sqrt{\frac{S}{2}}G\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1,q}^{(m,n)}{b}_{1,q}^{\left(m\right)}\left(i\right)$ [公式5]

系统的噪声和干扰特性对所提出接收方法的性能具有重要的影响。下面对公式4中的噪声和干扰先进行分析。

A.相同载波，不同用户的干扰，I_k，q ⁽ⁿ⁾

在公式4中，令p＝q，k≠1，可得

[公式6]

式中，b_k，q ^(m)(i)表示当前时刻所检测的符号，b_k，q ^(m)(i-1)表示上一个符号。当K、M较大时，根据中心极限定理，I_k，q ⁽ⁿ⁾可以近似为均值为零的高斯随机变量，并可求得其方差近似为

${\mathrm{\σ}}_1^2\≈\frac{{\mathrm{ST}}^{2}M{\mathrm{\σ}}_h^2}{6G}(K-1)$ [公式7]

B.不同用户，不同载波的干扰，I_k，q ⁽ⁿ⁾

在公式4中，令p≠q，k≠1，可得

[公式8]

类似地，当K、M较大时，根据中心极限定理，I_k，q ⁽ⁿ⁾的均值可近似为0，方差为：

${\mathrm{\σ}}_2^2\≈\underset{p\≠q}{\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{{\mathrm{ST}}^{2}M{\mathrm{\σ}}_h^2}{4{\mathrm{\π}}^{2}G{(p-q)}^2}(K-1)$ [公式9]

C.η_1，q ⁽ⁿ⁾为噪声项

${\mathrm{\η}}_{1,q}^{\left(n\right)}={\∫}_{\mathrm{iT}}^{(i+1)T}{\mathrm{\η}}_n\left(t\right)c_1\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{f}_{p}t)\mathrm{dt}$ [公式10]

η_1，q ⁽ⁿ⁾均值为零，方差为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2=N_{0}T/4$ [公式11]

由于干扰项和噪声项互不相关，总的干扰也近似为零均值的高斯随机变量，其方差为各干扰项及噪声项方差之和。这样由公式5、公式7、公式9和公式11可以得到在进行V-BLAST(Vertical-Bell Labs Layered Space-Time)检测之前各路输入信号的信噪比为

${\mathrm{\γ}}_0=\frac{E\left(D_{1,q}^{\left(n\right)}\right)}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2+{\mathrm{\σ}}_1^2+{\mathrm{\σ}}_2^2}$

[公式12]

$={[\frac{N_0}{2\mathrm{ST}}+\frac{M{\mathrm{\σ}}_h^2(K-1)}{3G}+\underset{p\≠q}{\overset{P}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{M{\mathrm{\σ}}_h^2(K-1)}{{2\mathrm{\π}}^{2}G{(p-q)}^2}]}^{-1}$

对N个接收天线，各天线第q个子载波解扩与匹配滤波处理后的数据信号流并行输入到第q个V-BLAST检测器，输入信号矢量为：

$X_{1,q}={[x_{1,q}^{\left(1\right)},L,x_{1,q}^{\left(M\right)}]}^T$

[公式13]

$=\left(\begin{array}{c}{x}_{1,q}^{\left(1\right)}\\ M\\ x_{1,q}^{\left(N\right)}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{D}_{1,q}^{\left(1\right)}\\ M\\ D_{1,q}^{\left(N\right)}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{I}_{k,q}^{\left(1\right)}\\ M\\ I_{k,q}^{\left(N\right)}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{I}_{k,p}^{\left(1\right)}\\ M\\ I_{k,p}^{\left(N\right)}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\mathrm{\η}}_{1,q}^{\left(1\right)}\\ M\\ {\mathrm{\η}}_{1,q}^{\left(N\right)}\end{array}\right)$

式中，[]^T表示矩阵的转置运算。

对公式2所描述的信道，期望用户第q个子载波所经历的信道可以表示为N×M的信道矩阵H_1，q，

$H_{1,q}=\left(\begin{array}{ccc}{h}_{1,q}^{\left(\mathrm{1,1}\right)}& L& h_{1,q}^{(M,1)}\\ M& O& M\\ h_{1,q}^{(1,N)}& L& h_{1,q}^{(M,N)}\end{array}\right)$ [公式14]

信号X_1，q输入到V-BLAST检测器后经过线性迫零V-BLAST检测(ZFV-BLAST)，输出信号矢量为：

$Y_{1,q}={[y_{1,q}^{\left(1\right)},L,y_{1,q}^{\left(M\right)}]}^T=H_{1,q}^{+}\×X_{1,q}$ [公式15]

式中，[]⁺表示矩阵的伪逆， $H_{1,q}^{+}={\left[H_{1,q}^{*}{H}_{1,q}\right]}^{-1}{H}_{1,q}^{*},$ []^-1表示矩阵的逆运算，[]^*表示矩阵的共轭转置运算。

为评价所提出方法的性能，下面对系统的误码率的理论表达式进行推导。

对于期望用户1的第q个子载波上的发射信号，V-BLAST检测器第m路输出信号信噪比为：

${\mathrm{\γ}}_m=\frac{{\mathrm{\γ}}_0}{[A_{1,q}^{-1}{]}_{\mathrm{mm}}}={\mathrm{\γ}}_0\frac{\det \left(A_{1,q}\right)}{\det \left(A_{1,q}^{\mathrm{mm}}\right)}$ [公式16]

其中， $A_{1,q}=H_{1,q}^{*}{H}_{1,q},$ A_1，q ^mm是将矩阵A_1，q的第m行第m列划去后所得到的M-1阶矩阵，由于信道矩阵H中的各元素是独立同分布的，所以A_1，q服从维数为M，自由度为N的复Wishart分布。det(A_1，q)/det[A_1，q ^mm]服从自由度为2(N-M+1)，方差为 ${\mathrm{\σ}}_m^2={\mathrm{\σ}}_h^2/2$ 的chi-square分布，其第m路信噪比的分布为

$f\left({\mathrm{\γ}}_m\right)=\frac{{\mathrm{\γ}}_m^{N-M}\left(\exp \right)(-{\mathrm{\γ}}_m/\left(2{\mathrm{\γ}}_0{\mathrm{\σ}}_m^2\right))}{(N-M)!(2{\mathrm{\γ}}_0{\mathrm{\σ}}_m^2{)}^{N-M+1}}$ [公式17]

根据公式17，第m个发射天线发送的数据比特在条件γ_m下的条件比特差错概率为

$P_e^m\left(e\right|{\mathrm{\γ}}_m)=Q\left(\sqrt{2{\mathrm{\γ}}_m}\right)$ [公式18]

式中， $Q\left(x\right)=\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{\∫}_x^{\∞}\exp (-t^2/2)\mathrm{dt}.$

对条件差错率公式18求统计平均得到

$\stackrel{\‾}{P_e^m}={\∫}_0^{\∞}Q\left(\sqrt{2{\mathrm{\γ}}_m}\right)f\left({\mathrm{\γ}}_m\right)d{\mathrm{\γ}}_m$ [公式19]

这样可以得到公式19的闭式解

$\stackrel{\‾}{P_e^m}={\left[\frac{1-\mathrm{\μ}}{2}\right]}^{N-M+1}\underset{u=0}{\overset{N-M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{u}{\overset{N-M+u}{\mathrm{}}}\right){\left[\frac{1+\mathrm{\μ}}{2}\right]}^u$ [公式20]

其中， $\mathrm{\μ}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\γ}}_0{\mathrm{\σ}}_h^2}{1+{\mathrm{\γ}}_0{\mathrm{\σ}}_h^2}}.$

公式20即为MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路误码率的理论表达式。

为评价本发明一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法的性能，对发射天线和接收天线数不同时系统的BER性能进行了数值评估，所获得的结果还与传统的单天线MC-DS-CDMA方案进行了相应的比较。为了比较的合理性，假设上述两种系统的带宽、子载波数及子载波所经历衰落信道的统计特性相同。在整个数值评估过程中，发送数据采用BPSK调制，所有用户的发射天线具有相同的发射功率，不同用户、子载波及收发天线之间的信道假设为相互独立的平坦瑞利衰落信道，扩频码采用Walsh-Hadamard码，子载波数和扩频增益取为32。

图3为基于公式20当用户数K＝10时，不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMO MC-DS-CDMA系统与单天线MC-DS-CDMA系统上行链路误码率对E_b/N₀的数值关系曲线。如图3所示，M＝2，N＝5；M＝3，N＝6；M＝2，N＝4和M＝3，N＝5等各系统的BER性能均显著优于单天线MC-DS-CDMA系统的BER性能，可见所提出的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统在用户无线数据传输速率比单天线MC-DS-CDMA系统提高M倍的情况下仍可以使系统的BER性能得到显著的提高，即系统的BER性能可以得到充分的保证。

公式20表明所提出的空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统，接收天线与发射天线数目的差值N-M直接影响着整个系统的BER性能。从图3的数值结果可见，M＝2，N＝5和M＝3，N＝6的系统其BER性能明显要优于M＝2，N＝4和M＝3，N＝5的系统；在N-M相同的条件下，M＝2，N＝5与M＝2，N＝4系统的BER性能要分别优于M＝3，N＝6与M＝3，N＝5系统的BER性能。这表明N-M越大，系统所获得的空域增益越大；当N-M一定时，发射天线数M的增加导致干扰的增大，MIMO系统的BER性能下降。但多天线系统比单天线MC-DS-CDMA系统的无线数据速率提高M倍，能显著提高系统传输无线数据的能力，满足用户高速无线传输的需求，具有很高的应用价值。

图4为E_b/N₀＝20dB，不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMO MC-DS-CDMA系统与单天线MC-DS-CDMA系统BER性能对用户数的数值关系曲线。如图4所示，在一定的BER门限下，M＝2，N＝5；M＝3，N＝6；M＝2，N＝4和M＝3，N＝5等各系统所能容纳的用户数要明显高于单天线MC-DS-CDMA系统，且具有较大收发天线数差值N-M的系统一般可以容纳更多的用户。

图5为不同收发天线数情况下基于线性迫零V-BLAST方法的MIMOMC-DS-CDMA系统带宽效率对E_b/N₀的数值关系曲线。系统的容量可以通过定义为下式的带宽效率来评价：

$\mathrm{\ρ}=\frac{K_{\max }{R}_b}{B}$ [公式21]

式中，R_b为传输的数据速率，B表示系统的总带宽，K_max表示在误码率低于给定的误码率门限BER_TH条件下系统所能容纳最大的用户数，即

K_max＝max{K|P_e≤BER_TH}          [公式22]

在计算过程中，误码率门限取为10^-3。

从图5的数值结果可见，M＝2，N＝5和M＝3，N＝6的系统其带宽效率明显要高于M＝2，N＝4和M＝3，N＝5的系统；在N-M相同的条件下，M＝2，N＝5与M＝2，N＝4的系统带宽效率要分别高于M＝3，N＝6与M＝3，N＝5系统的带宽效率。可以得到与图3和图4相对应的结论。

图3、图4和图5的结果还表明，空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统在使用户的无线数据速率得到多倍提高的情况下，通过对发射天线数M、接收天线数N等的灵活配置，可充分保证或提高系统的BER性能、系统所能容纳的用户数或带宽效率，这对系统的构建十分有益，能充分满足未来移动通信的需求。

Claims (4)

1.一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法，其特征在于上行链路发射方法的具体步骤包含：

对每个用户信源经过BPSK调制的数据流进行M×P码元分组，P个码元为一个子数据块，分别对应于P个子载波，M个子数据块形成一个M×P大数据块，分别对应于M个发射天线；

以子数据块为变换单位对数据流进行1:M的串并变换，一个M×P大数据块被分成M路独立的并行子数据块，将被分配在M个发射天线上分别独立发射；

对每一路独立的子数据块再进行1:P的串并变换，变换后每个子数据块的P个码元再形成P路独立的并行数据；

对串并变换后的P路独立并行数据流用扩频处理增益为G的扩频序列分别进行时域扩频；

对时域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换，将各路信号调制到相应的子载波上；

将调制后的P路子载波信号相加后在对应的天线上发射。

2.根据权利要求1所述一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射方法，其特征在于：对任一用户k，包括以下发射步骤：

步骤1，任一用户k的信源10产生的二进制信号，经过二相移相键控(BPSK)调制11，产生的数据流进行M×P码元分组12，P个码元为一个子数据块，分别对应于P个子载波，M个子数据块形成一个M×P大数据块，分别对应于M个发射天线，所形成的M×P大数据块可表示为{[b_k，1 ⁽¹⁾，L，b_k，P ⁽¹⁾]，L，[b_k，1 ^(M)，L，b_k，P ^(M))]}；

步骤2，以子数据块为变换单位对数据流进行1:M的串并变换13，一个M×P大数据块被分成M路独立的并行子数据块，将被分配在M个发射天线上分别独立发射，串并变换后的数据流可表示为{[b_k，1 ⁽¹⁾，L，b_k，P ⁽¹⁾]，L，[b_k，1 ^(M)，L，b_k，P ^(M)]}T，式中，[]T表示矩阵的转置运算；

步骤3，对每一路独立的子数据块再进行1:P的串并变换14，变换后每个子数据块的P个码元再形成P路独立的并行数据，对应第m个发射天线所形成的P路独立的并行数据为[b_k，1 ^(m)，L，b_k，P ^(m)]T；

步骤4，对串并变换后的P路独立并行数据流用扩频处理增益为G的扩频序列分别进行时域扩频15，不同的用户采用不同的扩频码，得到用户k对应在第m个发射天线上任一路p时域扩频后的信号为：

b_k，p ^(m)(t)c_k(t)

其中，c_k(t)是用户k的扩频序列波形；

步骤5，对时域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)16，将各路信号调制到相应的子载波上，得到在第m个发射天线上用户k调制后任一子载波p上所发射的信号：

$\sqrt{2S}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp \left(j2\mathrm{\π}{f}_{p}t\right)$

其中，S为用户每个子载波的比特功率，f_p为第p个子载波的载波频率；

步骤6，调制后P路子载波的信号经过相加17后在对应的天线上发射，用户k在第m个发射天线上所发射的信号为：

$s_k^{\left(m\right)}\left(t\right)=\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2S}{b}_{k,p}^{\left(m\right)}\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp (j2\mathrm{\π}{f}_{p}t).$

3.一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路发射和接收方法，其特征在于上行链路接收方法的具体步骤包括：

每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，对每一天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)，恢复出P个子载波的信号；

对各天线所恢复出的P个子载波信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理，得到对应各天线用户P个子载波解扩与匹配滤波处理后输出的P路并行信号；

将N个接收天线对应相同子载波解扩与匹配滤波处理后的N路信号分别并行送入P个V-BLAST检测器进行线性迫零检测，对应N个接收天线每个V-BLAST检测器有N路并行输入数据流；

对每个V-BLAST检测器输入的N路并行数据流进行线性迫零V-BLAST检测，对应M个发射天线每个V-BLAST检测器输出M路并行数据流；

将P个V-BLAST检测器对应相同发射天线的输出数据流按子载波1，L，P的顺序分别并行送入M个子数据块形成模块形成与发射端子数据块对应的并行子数据块；

对M个子数据块形成模块输出的并行子数据块再按发射天线1，L，M的顺序，并行送入大数据块形成模块，M个子数据块形成一个M×P并行大数据块；

对大数据块进行M×P:1的并串变换，形成串行数据流；

对串行数据流进行BPSK解调，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿。

4.根据权利要求3所述一种空域复用MIMO MC-DS-CDMA系统上行链路接收方法，其特征在于：对任一用户k，包括以下接收步骤：

步骤1，每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，对每一天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)21，恢复出P个子载波的信号，对第n个天线所恢复出的任一子载波p上的信号为：

r_n(t)exp(-j2πf_pt)

其中，r_n(t)为接收端第n个天线上的接收信号；

步骤2，对用户k在各天线所恢复出的P个子载波信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理22，得到用户k对应各接收天线的P个子载波解扩与匹配滤波处理后的信号，对应接收天线n用户k任一子载波p上的解扩与匹配滤波处理后第i比特的信号为：

$x_{k,p}^{\left(n\right)}\left(i\right)={\∫}_{\mathrm{iT}}^{(i+1)T}{r}_n\left(t\right)c_k\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\π}{f}_{p}t)\mathrm{dt}$

步骤3，将N个接收天线对应相同子载波解扩与匹配滤波处理后的N路信号分别并行送入P个V-BLAST检测器23进行线性迫零检测，对应N个接收天线每个V-BLAST检测器有N路并行输入数据流，N个接收天线对应第p个子载波的解扩与匹配滤波处理后的数据流并行输入到第p个V-BLAST检测器，输入信号矢量为：

$X_{k,p}={[x_{k,p}^{\left(1\right)},L,x_{k,p}^{\left(N\right)}]}^T$

步骤4，对每个V-BLAST检测器输入的N路并行数据流进行线性迫零V-BLAST检测23，对应M个发射天线每个V-BLAST检测器输出M路并行数据流，信号X_k，p进入第p个V-BLAST检测器后经过线性迫零V-BLAST检测(ZFV-BLAST)，输出信号矢量为：

$Y_{k,p}={(y_{k,p}^{\left(1\right)},L,y_{k,p}^{\left(M\right)})}^T=H_{k,p}^{+}\×X_{k,p}$

式中，[]⁺表示矩阵的伪逆， $H_{k,p}^{+}={\left(H_{k,p}^{*}{H}_{k,p}\right)}^{-1}{H}_{k,p}^{*},$ []^-1表示矩阵的逆运算，[]^*表示矩阵的共轭转置运算；

步骤5，将P个V-BLAST检测器对应相同发射天线的输出数据流按子载波1，L，P的顺序分别并行送入M个子数据块形成模块24形成与发射端子数据块对应的并行子数据块，对应第m个发射天线所形成的P路并行数据为[y_k，1 ^(m)，L，y_k，P ^(m)]^T；

步骤6，对M个子数据块形成模块输出的并行子数据块再按发射天线1，L，M的顺序，并行送入大数据块形成模块25，M个子数据块形成一个M×P并行大数据块{[y_k，1 ⁽¹⁾，L，y_k，P ⁽¹⁾]^T，L，[y_k，1 ^(M)，L，y_k，P ^(M)]^T})^T；

步骤7，对大数据块进行M×P:1的并串变换26，形成串行数据流{[y_k，1 ⁽¹⁾，L，y_k，P ⁽¹⁾]，L，[y_k，1 ^(M)，L，y_k，P ^(M)]}；

步骤8，对串行数据流进行BPSK解调27，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿28。

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