CN101136586A - 在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路 - Google Patents

Abstract

多重模式电荷泵驱动电路具有多重模式电荷泵、切换控制电路、电流调节电路、误差放大器、可变电阻单元、以及模式选择电路。多重模式电荷泵工作在多个模式下，每一个模式提供不同的倍率，使得输入电压源以该不同的倍率转换成驱动电压。切换控制电路施加切换控制信号至多重模式电荷泵。切换控制信号的边缘斜率决定在充电阶段与放电阶段之间转换的过渡时间。模式选择电路控制多重模式电荷泵选择性地工作在多个模式中的一个中。当模式选择电路变换多重模式电荷泵的模式时，模式选择电路施加模式变换信号至切换控制电路，以便降低切换控制信号的边缘斜率。

Description

在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路

发明领域

本发明涉及一种多重模式电荷泵驱动电路，尤其涉及一种在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路。

背景技术

图1(a)显示已知的电荷泵驱动电路10的详细电路图。电荷泵驱动电路10将输入电压源V_in转换成为驱动电压V_out，用以驱动负载11。许多时候输入电压源V_in可能不适合直接用来驱动负载11，例如在输入电压源V_in太高、太低、或扰动幅度太大等情况发生时，因此需要利用电荷泵驱动电路10调节出大小适当且稳定的驱动电压V_out。例如，图1(a)所示的已知的电荷泵驱动电路10设置有2倍电荷泵12，其根据切换控制电路13所产生的切换控制信号SC1与SC2而交替地工作在充电阶段与放电阶段，由此产生等于输入电压源V_in两倍的驱动电压V_out。

具体而言，图1(a)所示的2倍电荷泵12是由第一至第四开关S1至S4与泵电容(pumping capacitor)Cp所组成。第一开关S1耦合于输入电压源V_in与泵电容Cp的第一电极之间；第二开关S2耦合于输入电压源V_in与泵电容Cp的第二电极之间；第三开关S3耦合于泵电容Cp的第二电极与接地电位之间；并且第四开关S4耦合于泵电容Cp的第一电极与驱动电压V_out之间。如图1(b)所示，从切换控制电路13所产生的第一与第二切换控制信号SC1与SC2是彼此非重叠(non-overlapping)且具有高电平H与低电平L的二元振荡信号。第一切换控制信号SC1施加至第一与第三开关S1与S3，而第二切换控制信号SC2施加至第二与第四开关S2与S4。在充电阶段中，例如时间T1至T2以及时间T5至T6，第一与第三开关S1与S3都处于导通(ON)状态而第二与第四开关S2与S4都处于不导通(OFF)状态，使得泵电容Cp的第一电极连接于输入电压源V_in而泵电容Cp的第二电极则连接至接地电位。在放电阶段中，例如时间T3至T4以及时间T7至T8，第二与第四开关S2与S4处于导通(ON)状态而第一与第三开关S1与S3都处于不导通(OFF)状态，使得泵电容Cp的第一电极连接于驱动电压V_out而泵电容Cp的第二电极则连接至输入电压源V_in。通过充电阶段与放电阶段的交替工作，泵电容Cp能够提供两倍的输入电压源V_in作为驱动电压V_out。

为了将驱动电压V_out维持在所期望的稳定调节值，已知的电荷泵驱动电路10还设置有反馈控制系统，其包含电压侦测电路14、误差放大器15、参考电压源V_ref、以及可变电阻单元VAR。电压侦测电路14直接耦合于2倍电荷泵12的输出端，用以产生代表驱动电压V_out的反馈信号V_fb。如图1(a)所示，电压侦测电路14能够由电阻分压器实现，其中串联电阻R1与R2的耦合点提供分压[R2/(R1+R2)]*V_out作为反馈信号V_fb。基于反馈信号V_fb与参考电压源V_ref间的差，误差放大器15产生误差信号V_err，用以控制可变电阻单元VAR。由于可变电阻单元VAR的可变电阻值是串联于输入电压源V_in与泵电容Cp之间，因此可在充电阶段调整泵电容Cp的充电电流且在放电阶段调整泵电容Cp的放电电流，进而改变泵电容Cp所提供的驱动电压V_out。结果在稳定状态下，反馈信号V_fb实质上是被调节成等于参考电压源V_ref，换而言之，也同时对应地调节驱动电压V_out。最后，经过典型的滤波器16移除可能的纹波后，就将所期望的驱动电压V_out供应至负载11。

虽然图1(a)所示的已知的电荷泵驱动电路10可提供稳定调节的驱动电压V_out至负载11，但在负载11是属于发光二极管(LED)的情况中，已知的电荷泵驱动电路10并无法有效地控制发光二极管的亮度，因为发光二极管的亮度是由驱动电流所决定而非驱动电压。再者，为了确保发光二极管被导通，已知的电荷泵驱动电路10通常提供不必要地过大的驱动电压V_out，导致无法达到最佳的驱动效率。

发明内容

根据本发明的多重模式电荷泵驱动电路用于驱动发光二极管。多重模式电荷泵驱动电路包括：多重模式电荷泵、切换控制电路、电流调节电路、误差放大器、可变电阻单元、以及模式选择电路。多重模式电荷泵将输入电压源转换成为驱动电压，以供应至发光二极管。多重模式电荷泵具有多个模式，每个模式提供不同的倍率，使得输入电压源以该不同的倍率转换成驱动电压。切换控制电路施加切换控制信号至多重模式电荷泵，用以控制多重模式电荷泵交替地工作在充电阶段与放电阶段。切换控制信号具有边缘斜率，用以决定充电阶段与放电阶段间进行转换时的速率。电流调节电路具有电流设定单元与电流调节单元。电流设定单元决定参考电流。电流调节单元具有电流调节端与反馈侦测端。电流调节端耦合于发光二极管以便控制流经发光二极管的电流，使其正比于参考电流。反馈侦测端提供反馈信号，其代表电流调节特征电压。误差放大器基于反馈信号与参考电压源之间的差而产生误差信号。可变电阻单元耦合于输入电压源与多重模式电荷泵之间，其具有由误差信号进行调整的可变电阻值。模式选择电路控制多重模式电荷泵选择性地工作在多个模式中的一个中。当模式选择电路变换多重模式电荷泵的模式时，模式选择电路施加模式变换信号到切换控制电路，以便降低切换控制信号的边缘斜率。

依据本发明的多重模式电荷泵驱动电路还包括提升电路，其耦合于误差放大器的输出端。当模式选择电路变换多重模式电荷泵的模式时，提升电路响应于模式变换信号而拉高误差信号。

根据本发明的提升电路包括：电压选择单元、降压单元、缓冲单元、以及开关单元。电压选择单元从输入电压源与驱动电压中选出较大电压。降压单元降低该较大电压从而形成提升电压。缓冲单元作为提升电路的输出级。开关单元耦合于电压选择单元与缓冲单元之间，由模式变换信号所控制，使得当开关单元导通时，提升电压被允许施加至该缓冲单元。当开关单元不导通时，误差信号经由缓冲单元输出，但当开关单元导通时，提升电压经由缓冲单元输出。

附图简述

图1(a)显示已知的电荷泵驱动电路的详细电路图；

图1(b)显示已知的电荷泵驱动电路的切换控制信号的波形时序图；

图2显示根据本发明第一实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路的详细电路图；

图3显示根据本发明第二实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路的详细电路图；

图4显示根据本发明第三实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路的详细电路图；

图5显示根据本发明第四实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路的详细电路图；

图6(a)与6(b)显示根据本发明的多重模式电荷泵驱动电路的功能性电路方块图；

图7(a)与7(b)显示根据本发明的在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路的功能性电路方块图；

图8显示依据本发明的提升电路的详细电路图。

【主要元件符号说明】

10，20  电荷泵驱动电路

30，40，50，60，70  多重模式电荷泵驱动电路

11  负载

12，22  电荷泵

32，42，52，62，72  多重模式电荷泵

13，23，33，43，53，63，73  切换控制电路

14  电压侦测电路

24，34，44，54，64，74  电流调节电路

15，25，35，45，55，65，75  误差放大器

16，26，36，46，56，66，76  滤波器

37，47，57，67，77  模式选择电路

78  模式变换侦测单元

79  边缘斜率调整单元

80  提升电路

81  电压选择单元

82  降压单元

83  开关单元

84  缓冲单元

Cp，Cp1，Cp2  泵电容

I_out驱动电流

I_ref参考电流源

LED 发光二极管

MS  模式选择信号

MC  模式变换信号

OP  运算放大器

Q1～Q3  晶体管

R1，R2  串联电阻

S1～S7  开关

SC1，SC2，SC  切换控制信号

ST1，ST3，ST5，G1，G2 P型MOS晶体管

T1至T2，T5至T6  充电阶段

T3至T4，T7至T8  放电阶段

VAR，VAR1～VAR3 可变电阻单元

V_in   输入电压源

V_out  驱动电压

V_fb   反馈信号

V_err  误差信号

V_ref  参考电压源

V_och  工作特征信号

V_th   临界参考信号

V_pull 提升电压

具体实施方式

以下说明与附图将使本发明的前述与其他目的、特征、与优点更明显。在此将参照附图详细说明根据本发明的优选实施例。

图2显示根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20，其用于将输入电压源V_in转换成为驱动电压V_out，并且提供经过调节的驱动电流I_out，由此驱动发光二极管LED。第一实施例的电荷泵驱动电路20主要具有电荷泵22、切换控制电路23、电流调节电路24、误差放大器25、以及可变电阻单元VAR。

图2所示的电荷泵22是由一个2倍电荷泵实现的，其电路结构与工作方式实质上相同于图1(a)所示的2倍电荷泵12，因此不再额外赘述。根据切换控制电路23所产生的切换控制信号SC1与SC2，电荷泵22能够产生驱动电压V_out，其是等于输入电压源V_in的两倍。切换控制电路23所产生的切换控制信号SC1与SC2也如同图1(b)所示，因此不再额外赘述。

电流调节电路24控制流经发光二极管LED的驱动电流I_out，使其等于预定的调节值，使得发光二极管LED的亮度受到控制并维持稳定。具体而言，电流调节电路24具有电流设定单元与电流调节单元。电流设定单元决定参考电流I_ref。电流调节单元具有电流调节端，耦合于发光二极管LED用以控制流经发光二极管LED的驱动电流I_out，使其等于或正比于该参考电流I_ref。电流调节单元还具有反馈侦测端，用以提供反馈信号V_fb，其代表该电流调节电路24的电流调节特征电压。

在图2所示的实施例中，电流设定单元是由预定的参考电流源I_ref与晶体管Q1所构成，而电流调节单元是由晶体管Q2与Q3与运算放大器OP所构成。晶体管Q1与Q2形成电流镜结构，即：晶体管Q1的栅极耦合于晶体管Q2的栅极；晶体管Q1的源极与晶体管Q2的源极都耦合于接地电位；并且晶体管Q1的栅极与漏极彼此相互耦合。因此，在参考电流源I_ref施加到晶体管Q1的情况下，倘若晶体管Q2的尺寸(即电流通道的宽长比)为晶体管Q1的尺寸的K倍，则流入晶体管Q2的漏极的驱动电流I_out将为参考电流源I_ref的K倍。在此情况下，晶体管Q2的漏极能够作为电流调节端，耦合于发光二极管LED的阴极(n极)，使得这种经过调节的驱动电流I_out有效地驱动发光二极管LED产生预定的亮度。为了使驱动电流I_out与参考电流源I_ref之间的正比关系更精确，晶体管Q1的漏极电位与晶体管Q2的漏极电位最好调整成彼此相等。因此，电流调节单元的运算放大器OP与晶体管Q3形成电压跟随电路(Voltage Follower)。具体而言，运算放大器OP的反向输入端(-)耦合于晶体管Q1的漏极，而其正向输入端(+)则耦合于晶体管Q2的漏极。晶体管Q3的源极耦合于晶体管Q2的漏极，且晶体管Q3的漏极耦合于参考电流源I_ref。通过运算放大器OP的输出端控制着晶体管Q3的栅极，使得晶体管Q1的漏极与晶体管Q2的漏极能够被调整成具有彼此相等的电位。

根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20是利用固定电流驱动的方式，用于驱动发光二极管LED，因而达成有效地控制发光二极管LED的亮度的目的。然而，图1(a)所示已知的电荷泵驱动电路10却是利用固定电压驱动的方式，如上所述，因此无法有效地控制发光二极管LED的亮度。在根据本发明的固定电流驱动方式中，为了确保电流调节电路24可进行电流调节的功能，晶体管Q1的漏极与晶体管Q2的漏极必须维持足够高的工作电压以便确保晶体管Q1与Q2都工作在饱和区(Saturation Region)。因此，根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20是采用运算放大器OP的反相输入端(-)作为反馈侦测端。如前所述，运算放大器OP的反相输入端(-)是耦合于晶体管Q1的漏极，并且使晶体管Q1的漏极电位跟随着运算放大器OP的正相输入端(+)(即晶体管Q2的漏极电位)而变动。因此，从反馈侦测端所提供的反馈信号V_fb是代表晶体管Q1与Q2的漏极电位。基于反馈信号V_fb与参考电压源V_ref之间的差，误差放大器25产生误差信号V_err，用以控制可变电阻单元VAR。由于可变电阻单元VAR的可变电阻值是串联于输入电压源V_in与泵电容Cp之间的，因此可以在充电阶段调整泵电容Cp的充电电流且在放电阶段调整泵电容Cp的放电电流，进而改变泵电容Cp所提供的驱动电压V_out。经过典型的滤波器26移除可能的纹波后，驱动电压V_out供应至发光二极管LED的阳极(p极)。由于在发光二极管LED导通的情况下，驱动电压V_out的变化会引起晶体管Q1与Q2的漏极电位的变化，因此通过误差信号V_err与可变电阻单元VAR可以有效地将反馈信号V_fb调节为等同于参考电压源V_ref。因此，只要将参考电压源V_ref设定成足够高而能够允许晶体管Q1与Q2都工作在饱和区，则驱动电压V_out就能被调节为确保电流调节电路24可进行电流调节操作进而提供具有预定值的驱动电流I_out。

注意就反馈信号V_fb的来源而言，根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20显然不同于图1(a)所示已知的电荷泵驱动电路10，因为图1(a)所示已知的电荷泵驱动电路10直接采用驱动电压V_out(或其分压)作为反馈信号V_fb，其目的仅在于将驱动电压V_out维持在预定的调节电压。然而，根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20的反馈信号V_fb却是经由侦测电流调节电路24的电流调节特征电压(即晶体管Q1与Q2的漏极电位)而获得的，用以确保电流调节功能的正常运作。另外，根据本发明第一实施例的电荷泵驱动电路20能够尽可能地降低所产生的驱动电压V_out，只要其能维持电流调节电路24的电流调节运作即可，因此可实现比图1(a)所示已知的电荷泵驱动电路10更好的驱动效率。

可变电阻单元VAR可以由金属氧化物半导体晶体管(MOSTransistor)的漏极与源极之间电流通道的等效导通电阻R_ds(on)实现。具体而言，MOS晶体管的漏极与源极之间的电流通道耦合于输入电压源V_in与电荷泵22之间，而于此同时MOS晶体管的栅极则由误差信号V_err所控制。通过误差信号V_err调整MOS晶体管的漏极与源极之间电流通道的等效导通电阻R_ds(on)，不论是在充电阶段或放电阶段，输入电压源V_in与电荷泵22之间流动的电流都能够有效地受到控制。

图3显示根据本发明第二实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路30的详细电路图。第二实施例不同于第一实施例之处在于第二实施例的电荷泵驱动电路30是采用多重模式电荷泵32。具体而言，多重模式电荷泵32具有七个开关S1至S7以及二个泵电容Cp1与Cp，相互耦合形成如图3所示的构造。通过适当地控制开关S1至S7的导通(ON)与不导通(OFF)，多重模式电荷泵32可工作在1倍模式、1.5倍模式、或者2倍模式。在1倍模式中，开关S1与S7维持在不导通(OFF)状态，而开关S2至S6则维持在导通(ON)状态，因此所产生的驱动电压V_out等同于输入电压源V_in。

在1.5倍模式中，多重模式电荷泵32是根据切换控制电路33所产生的切换控制信号SC1与SC2而交替地进行充电阶段与放电阶段，由此使得所产生的驱动电压V_out等同于1.5倍的输入电压源V_in。当进行充电阶段时，开关S1、S3、S4、与S6都维持在不导通(OFF)状态，而开关S2、S5、与S7则维持在导通(ON)状态。当进行放电阶段时，开关S2、S5、与S7都维持在不导通(OFF)状态，而开关S1、S3、S4、与S6则维持在导通(ON)状态。

在2倍模式中，多重模式电荷泵32是根据切换控制电路33所产生的切换控制信号SC1与SC2而交替地进行充电阶段与放电阶段，由此使得所产生的驱动电压V_out等同于2倍的输入电压源V_in。当进行充电阶段时，开关S1、S2、S3、与S6都维持在不导通(OFF)状态，而开关S4、S5、与S7则维持在导通(ON)状态。当进行放电阶段时，开关S2、S3、S4、S5、与S7都维持在不导通(OFF)状态，而开关S1与S6则维持在导通(ON)状态。

为了设定多重模式电荷泵32的工作模式，根据本发明第二实施例的电荷泵驱动电路30设置有模式选择电路37，用于施加模式选择信号MS至多重模式电荷泵32。模式选择电路37需要经过侦测输入电压源V_in、驱动电压V_out、或反馈信号V_fb中的任一个或其组合，来判断此时应该将多重模式电荷泵32设定于1倍模式、1.5倍模式、还是2倍模式。由于输入电压源V_in通常会随着使用时间而逐渐下降，例如当输入电压源V_in是由便携式电池所实现时，因此当输入电压源V_in最初处于相对高的电位时，多重模式电荷泵32需要设定在较低倍率模式，而当输入电压源随后处于相对低的电位时，多重模式电荷泵32则需要改为设定在较高倍率模式。

另一种方法是通过侦测驱动电压V_out来协助模式选择电路37判断如何设定多重模式电荷泵32的工作模式。具体而言，一旦多重模式电荷泵32工作在较低倍率模式时仍无法提供足够大的驱动电压V_out时，即表示多重模式电荷泵32可能必须进入较目前所设定的模式更高倍率的模式。相反地，一旦多重模式电荷泵32工作在较高倍率模式时所提供驱动电压V_out发生过大的现象时，即表示多重模式电荷泵32可能必须进入较目前所设定的模式更低倍率的模式，以节省不必要的功率消耗并提高驱动效率。

在另一种方法中，模式选择电路37需要根据反馈信号V_fb来判断如何设定多重模式电荷泵32的工作模式。具体而言，当多重模式电荷泵32工作在较低倍率模式时，观察到反馈信号V_fb因为低于参考电压源V_ref而造成电流调节电路34无法提供所需要的驱动电流I_out，即表示多重模式电荷泵32可能必须进入较目前所设定的模式更高倍率的模式。相反地，当多重模式电荷泵32工作在较高倍率模式时，观察到反馈信号V_fb高出参考电压源V_ref过多，即表示多重模式电荷泵32可能必须进入较目前所设定的模式更低倍率的模式，以节省不必要的功率消耗并提高驱动效率。

注意根据本发明的多重模式电荷泵32并非仅限于图3所示的结构与三种倍率模式，其还可以通过其他各种电荷泵结构与各种倍率模式实现，只要其能利用泵电容的充电/放电技术来将输入电压源V_in调节成驱动电压V_out。

图4显示根据本发明第三实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路40的详细电路图。第三实施例不同于第二实施例之处在于第三实施例是同时采用三个相互分离的可变电阻单元VAR1、VAR2、与VAR3来取代第二实施例的单一可变电阻单元VAR。具体而言，第一可变电阻单元VAR1是与开关S1串联、第二可变电阻单元VAR2是与开关S3串联、并且第三可变电阻单元VAR3是与开关S5串联。如同第二实施例的单一可变电阻单元VAR，第三实施例的可变电阻单元VAR1、VAR3、与VAR5中的每一个都同时受到误差放大器45所产生的误差信号V_err的控制。当开关S1处于导通(ON)状态时，第一可变电阻单元VAR1可调整经由开关S1而流入/流出第一泵电容Cp1的电流。当开关S3处于导通(ON)状态时，第二可变电阻单元VAR2可调整经由开关S3而流入/流出第二泵电容Cp2的电流。当开关S5处于导通(ON)状态时，第三可变电阻单元VAR3可调整经由开关S5而流入/流出第一或第二泵电容Cp1或Cp2的电流。

图5显示根据本发明第四实施例的用于发光二极管的电荷泵驱动电路50的详细电路图。第四实施例不同于第三实施例之处在于第四实施例是采用三个P型MOS晶体管ST1、ST3、与ST5分别取代第三实施例的开关S1与可变电阻单元VAR1、开关S3与可变电阻单元VAR2、以及开关S5与可变电阻单元VAR3。因为MOS晶体管除了具有导通(ON)与不导通(OFF)的单纯开关特征之外，还可在工作在导通(ON)状态时通过栅极电位控制并调整漏极与源极之间电流通道的等效导通电阻R_ds(on)，所以MOS晶体管可以实现单纯开关与可变电阻单元两者的电路功能。因此，P型MOS晶体管ST1、ST3、与ST5是由切换控制电路53所产生的切换控制信号SC1与SC2决定其导通(ON)与不导通(OFF)，然而由误差放大器55所产生的误差信号V_err决定其漏极与源极之间电流通道的等效导通电阻R_ds(on)。

具体而言，P型MOS晶体管ST1的源极耦合于输入电压源V_in，其漏极则耦合于第一泵电容Cp1的第一电极与开关S7。当P型MOS晶体管ST1处于导通(ON)状态时，误差放大器55所产生的误差信号V_err能够通过P型MOS晶体管ST1的栅极来调整流经其电流通道的电流。P型MOS晶体管ST3的源极耦合于第二泵电容Cp2的第一电极与开关S2，其漏极则耦合于开关S6与驱动电压V_out。当P型MOS晶体管ST3处于导通(ON)状态时，误差放大器55所产生的误差信号V_err能够通过P型MOS晶体管ST3的栅极来调整流经其电流通道的电流。P型MOS晶体管ST5的源极耦合于第二泵电容Cp2的第二电极与开关S4，其漏极则耦合于第一泵电容Cp1的第二电极与开关S6。当P型MOS晶体管ST5处于导通(ON)状态时，误差放大器55所产生的误差信号V_err能够通过P型MOS晶体管ST5的栅极来调整流经其电流通道的电流。

图3至5所示的第二至第四实施例都是关于多重模式电荷泵驱动电路的。为简化说明并且更清楚地呈现后续各实施例的技术特征，根据本发明的多重模式电荷泵驱动电路能够改为在图6(a)与图6(b)中所显示的功能性电路方块(Functional Circuit Block)。图6(a)代表可变电阻单元VAR设置于输入电压源V_in与多重模式电荷泵62间的图3所示的第二实施例。图6(b)代表可变电阻单元VAR设置于多重模式电荷泵62内部的图4所示的第三实施例，或者利用多重模式电荷泵62的内部开关的等效导通电阻R_ds(on)的图5所示的第四实施例。

如前所述，多重模式电荷泵驱动电路60主要具有多重模式电荷泵62、切换控制电路63、电流调节电路64、以及误差放大器65。由于各个功能性电路方块的工作与彼此间的连结关系已经于前文详细说明，因此在此处不再赘述。多重模式电荷泵62具有多个模式，每一个模式提供不同的倍率使得输入电压源V_in以不同的倍率转换成驱动电压V_out。如图3至5所示的第二至第四实施例所述，在多重模式电荷泵62的每个模式中，通过误差放大器65的误差信号V_err控制可变电阻单元VAR或等效导通电阻R_ds(on)，从而有效地调整输入电压源V_in与多重模式电荷泵62之间流动的电流。然而，在多重模式电荷泵62发生模式变换的时刻，泵电容两端的电压很可能发生瞬间的变化，导致输入电压源V_in必须瞬间供应大量的充电电流从而引起输入噪声。再者，在这种模式变换的时刻，误差放大器65的误差信号V_err通常降低到无法抑制充电电流的瞬间爆增的程度，因而无法有效地防止输入噪声。

图7(a)显示根据本发明的在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路70的第一例子。图7(a)的第一例子应用于图3所示的第二实施例，即可变电阻单元VAR设置于输入电压源V_in与多重模式电荷泵72之间。图7(b)显示根据本发明的在模式变换时改善输入噪声的多重模式电荷泵驱动电路70的第二例子。图7(b)的第二例子应用于图4所示的第三实施例，即可变电阻单元VAR设置于多重模式电荷泵72内部，或者图5所示的第四实施例，即利用多重模式电荷泵72的内部开关的等效导通电阻R_ds(on)。

如前所述，根据本发明的多重模式电荷泵驱动电路70设置有模式选择电路77，用以施加模式选择信号MS至多重模式电荷泵72。模式选择电路77能够通过侦测输入电压源V_in、驱动电压V_out、或反馈信号V_fb中的任一个或其组合，来判断此时应该将多重模式电荷泵72设定于1倍模式、1.5倍模式、或者2倍模式。具体而言，模式选择电路77设置有模式变换侦测单元78，用于比较工作特征信号V_och与临界参考信号V_th，以便决定模式变换的时机。

在一个实施例中，工作特征信号V_och能够由输入电压源V_in实现。由于输入电压源V_in通常会随着使用时间而逐渐下降，例如当输入电压源V_in是由便携式电池实现时，因此当输入电压源V_in最初处于相对高的电位时，多重模式电荷泵72需要设定在较低倍率模式，而当输入电压源随后处于相对低的电位时，多重模式电荷泵32则需要改为设定在较高倍率模式。

在另一实施例中，工作特征信号V_och能够由驱动电压V_out实现。一旦多重模式电荷泵72工作在较低倍率模式时仍无法提供足够大的驱动电压V_out时，即表示多重模式电荷泵72可能必须进入较目前所设定的模式更高倍率的模式。相反地，一旦多重模式电荷泵72工作在较高倍率模式时所提供驱动电压V_out发生过大的现象时，即表示多重模式电荷泵72可能必须进入较目前所设定的模式更低倍率的模式，以节省不必要的功率消耗并提高驱动效率。

在另一实施例中，工作特征信号V_och能够由误差信号V_err实现。当多重模式电荷泵72工作在较低倍率模式时，观察到误差信号V_err降低至小于临界参考信号V_th，即表示多重模式电荷泵72可能必须进入较目前所设定的模式更高倍率的模式。相反地，当多重模式电荷泵72工作在较高倍率模式时，观察到误差信号V_err愈来愈大，即表示多重模式电荷泵72可能必须进入较目前所设定的模式更低倍率的模式，以节省不必要的功率消耗并提高驱动效率。

因此，无论工作特征信号V_och由输入电压源V_in、驱动电压V_out、或者误差信号V_err中的哪一个来实现，当模式变换侦测单元78侦测到工作特征信号V_och降低至临界参考信号V_th时，模式变换侦测单元78产生模式变换信号MC。模式选择电路77响应于模式变换信号MC，而对于多重模式电荷泵72进行模式变换。

如前所述，切换控制电路73施加切换控制信号SC至多重模式电荷泵72，用以控制多重模式电荷泵72交替地工作在充电阶段与放电阶段。切换控制信号SC具有边缘斜率(Slew Rate ofEdge)，即上升边缘的上升速率及/或下降边缘的下降速率，用以决定在充电阶段与放电阶段之间进行转换时的速率。为了在模式变换时改善输入噪声，切换控制电路73设置有边缘斜率调整单元79，用以调整切换控制电路73所产生的切换控制信号SC的边缘斜率。由于切换控制电路73所产生的切换控制信号SC控制多重模式电荷泵72的各个开关，因此切换控制信号SC的边缘斜率决定多重模式电荷泵72的开关从不导通状态变成导通状态(或从导通状态变成不导通状态)的转换速率。因此，在多重模式电荷泵72发生模式变换的时刻，边缘斜率调整单元79会响应于模式变换信号MC而降低切换控制信号SC的边缘斜率，使得多重模式电荷泵72的开关可以缓慢地从一个状态转换至另一个状态，由此避免泵电容两端的电压发生瞬间的变化。

如前所述，当多重模式电荷泵72工作在较低倍率模式时，观察到误差信号V_err降低至小于临界参考信号V_th，即表示多重模式电荷泵72可能必须进入较目前所设定的模式更高倍率的模式。由于误差信号V_err调整输入电压源V_in与多重模式电荷泵72之间流动的电流，因此在多重模式电荷泵72发生模式变换的时刻，变小的误差信号V_err无法抑制充电/放电电流的剧烈变化。为了改善此缺点，根据本发明的多重模式电荷泵驱动电路70还设置有提升电路80。响应于模式变换侦测单元78所产生的模式变换信号MC，提升电路80使误差信号V_err瞬间升高变成提升信号V_eh。提升信号V_eh施加至图7(a)所示的可变电阻单元VAR或者图7(b)所示的多重模式电荷泵72，用以抑制输入电压源V_in与多重模式电荷泵72之间流动的电流，因而在模式变换时改善输入噪声。

图8显示根据本发明的提升电路80的详细电路图。参照图8，提升电路80设置有电压选择单元81、降压单元82、开关单元83、以及缓冲单元84。电压选择单元81从输入电压源V_in与驱动电压V_out中选出较大电压，随后使其经由降压单元82而形成提升电压V_pull。

如图所示，降压单元82能够由耦合成二极管的PMOS晶体管实现。开关单元83由模式变换信号MC控制，用以允许或阻止提升电压V_pull施加至缓冲单元84。如图所示，开关单元83能够由PMOS晶体管G1与G2实现。模式变换信号MC施加至PMOS晶体管G1与G2的栅极。当PMOS晶体管G1与G2导通时，提升电压V_pull能够供应至缓冲单元84。缓冲单元84作为提升电路80的输出级。如图所示，缓冲单元84能够由运算放大器实现，其中运算放大器的正相输入端接收误差信号V_err，反相输入端则耦合于输出端，形成单位增益(UnitGain)放大型态。在模式维持稳定的工作状态中，模式变换信号MC处于不使能状态，使得开关单元83的晶体管G1与G2不导通，从而阻止提升电压V_pull施加至缓冲单元84。在此情况下，提升信号V_eh实质上由误差信号V_err实现。然而，在模式发生变换时，模式变换信号MC处于使能状态，使得开关单元82的晶体管G1与G2导通，从而允许提升电压V_pull施加至缓冲单元84。在此情况下，提升信号V_eh实质上由提升电压V_pull实现。

虽然本发明已经通过优选实施例作为示例加以说明，本领域技术人员应该理解：本发明不限于所公开的实施例。相反地，本发明目的是涵盖对于本领域技术人员来说明显的各种修改与相似配置。因此，权利要求的范围应根据最广的诠释，以包容所有此类修改与相似配置。

Claims (10)

1.一种多重模式电荷泵驱动电路，用于驱动发光二极管，包含：

多重模式电荷泵，其用于将输入电压源转换为驱动电压，以供应至所述发光二极管，其中所述多重模式电荷泵具有多个模式，每一个模式提供不同的倍率，使得所述输入电压源以所述不同的倍率转换成所述驱动电压；

切换控制电路，其施加切换控制信号至所述多重模式电荷泵，用以控制所述多重模式电荷泵交替地工作在充电阶段与放电阶段，其中所述切换控制信号具有边缘斜率，用以决定所述充电阶段与所述放电阶段之间进行转换时的速率；

电流调节电路，其具有电流设定单元与电流调节单元，所述电流设定单元决定参考电流，所述电流调节单元具有电流调节端与反馈侦测端，所述电流调节端耦合于所述发光二极管以便控制流经所述发光二极管的电流，使其正比于所述参考电流，所述反馈侦测端提供反馈信号，其代表电流调节特征电压；

误差放大器，其用于基于所述反馈信号与参考电压源之间的差而产生误差信号；

可变电阻单元，其耦合于所述输入电压源与所述多重模式电荷泵之间，用于响应于所述误差信号而调整可变电阻值；以及

模式选择电路，其用于控制所述多重模式电荷泵选择性地工作在所述多个模式中的一个中，

其中：

当所述模式选择电路变换所述多重模式电荷泵的所述模式时，所述模式选择电路施加模式变换信号至该切换控制电路，以便降低所述切换控制信号的所述边缘斜率。

2.如权利要求1所述的多重模式电荷泵驱动电路，还包含：

提升电路，其耦合于所述误差放大器的输出端，用于响应于所述模式变换信号而拉高所述误差信号。

3.如权利要求2所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

所述提升电路包含：

电压选择单元，其用于从所述输入电压源与所述驱动电压中选出较大电压；

降压单元，其用于降低所述较大电压而形成提升电压；

缓冲单元，其用于作为所述提升电路的输出级；以及

开关单元，其耦合于所述电压选择单元与所述缓冲单元之间，并由所述模式变换信号所控制，使得当所述开关单元导通时，所述提升电压被允许施加至所述缓冲单元。

4.如权利要求3所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

当所述开关单元不导通时，所述误差信号经由所述缓冲单元输出，但当所述开关单元导通时，所述提升电压经由所述缓冲单元输出。

5.如权利要求1所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

所述模式选择电路根据由所述输入电压源、所述驱动电压、与所述误差信号所组成的组中的一个来判断何时变换所述多重模式电荷泵的所述模式。

6.一种多重模式电荷泵驱动电路，用于驱动发光二极管，包含：

多重模式电荷泵，其用于将输入电压源转换成为驱动电压，以供应至所述发光二极管，其中所述多重模式电荷泵具有多个模式，每一个模式提供不同的倍率使得所述输入电压源以所述不同的倍率转换成所述驱动电压，所述多重模式电荷泵设置有多个可变电阻单元；

切换控制电路，其施加切换控制信号至所述多重模式电荷泵，用以控制所述多重模式电荷泵交替地工作在充电阶段与放电阶段，其中所述切换控制信号具有边缘斜率，用以决定在所述充电阶段与所述放电阶段之间进行转换时的速率；

电流调节电路，其具有电流设定单元与电流调节单元，所述电流设定单元决定参考电流，所述电流调节单元具有电流调节端与反馈侦测端，所述电流调节端耦合于所述发光二极管以便控制流经所述发光二极管的电流，使其正比于所述参考电流，所述反馈侦测端提供反馈信号，其代表电流调节特征电压；

误差放大器，其用于基于所述反馈信号与参考电压源之间的差而产生误差信号，所述误差信号施加至所述多重模式电荷泵，用以调整所述多个可变电阻单元中的至少一个的可变电阻值；以及

模式选择电路，其用于控制所述多重模式电荷泵选择性地工作在所述多个模式中的一个中，

其中：

当所述模式选择电路变换所述多重模式电荷泵的所述模式时，所述模式选择电路施加模式变换信号至所述切换控制电路，以便降低所述切换控制信号的所述边缘斜率。

7.如权利要求6所述的多重模式电荷泵驱动电路，还包含：

提升电路，其耦合于所述误差放大器的输出端，用以响应于所述模式变换信号而拉高所述误差信号。

8.如权利要求7所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

所述提升电路包含：

电压选择单元，其用于从所述输入电压源与所述驱动电压中选出较大电压；

降压单元，其用于降低所述较大电压而形成提升电压；

缓冲单元，其用于作为所述提升电路的输出级；以及

开关单元，其耦合于所述电压选择单元与所述缓冲单元之间，由所述模式变换信号所控制，使得当所述开关单元导通时，所述提升电压被允许施加至所述缓冲单元。

9.如权利要求8所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

当该开关单元不导通时，所述误差信号经由所述缓冲单元输出，但当所述开关单元导通时，所述提升电压经由所述缓冲单元输出。

10.如权利要求6所述的多重模式电荷泵驱动电路，其中：

所述模式选择电路根据由所述输入电压源、所述驱动电压、与所述误差信号所组成的组中的一个来判断何时变换所述多重模式电荷泵的所述模式。

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