CN101127283A - 基于可变电流方式的低压电器智能控制方法 - Google Patents

Abstract

基于可变电流方式的低压电器智能控制方法，通过对接触器控制线圈电压、电流的采样反馈，得当前控制线圈中的电流变化率，调整接触器线圈中的电流幅度。使操作电磁铁的吸力和反力特性达到理想的配合，在闭合过程中不断地调节操作机构的动能，降低动触头闭合过程中的动能和碰撞速度以减少或消除操作机构在闭合瞬间产生的振动、弹跳，大幅度提高交流接触器电寿命。

Description

基于可变电流方式的低压电器智能控制方法

技术领域

本发明属于电子应用领域，具体涉及一种基于可变电流方式的低压电器智能控制方法。

背景技术

交流接触器是一种被频繁操作的低压电器，常用于远距离频繁地接通和分断交直流主电路及大容量控制电路的电器，广泛应用于低压电路中。其主要动作特征为：在控制电源接通后，由电磁系统带动触头系统运动，完成闭合过程；在控制电源切断后，由反力弹簧将动静触头分开。在接触器触头闭合和分断的过程中，会产生非常强烈的燃弧情况，对接触器触头以及接触器本体的电寿命有很恶劣的影响。

交流接触器在闭合过程中会发生两次碰撞，第一次是动静触头在接触时发生的碰撞，第二次是动静铁芯在接触时发生的碰撞，这两次碰撞都会引起触头的弹跳。产生断续的电弧而使触头受电弧高温侵蚀而损坏。在闭合过程中两次碰撞产生的弹跳而引起的电弧对触头的烧蚀十分严重，是影响接触器寿命的关键。

接触器触头的系统在大电流连续通过情况下的温升也是衡量接触器质量的一个很重标准，动静触头间的捏合的紧密程度直接影响其接触器电阻，而接触电阻的大小会影响到接触触头系统的工作温升。

接触器在工作时可以分为吸合和吸持两个工作状态。在吸合过程中，需要较大的能量来带动触头克服弹簧的反力运动；而在吸持状态下，仅需要较低的能量和下线圈电压就可以保持该状态。但是由于目前交流接触器所采用的交流控制方式，使得接触器在吸合和吸持状态下均使用相同的电压来进行控制，交流电压产生的反向电动力要通过分磁环进行消除，才能保证接触器的稳定可靠工作，但是这样的工作过程会议的将近一半的工作能量被浪费，因此造成较大的能量损耗。目前国内的接触器的能耗平均为每台几十瓦，但是由于接触器的用量较多，全国工业系统中有上千万台不同容量的接触器在运行，因此其总能耗非常巨大。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供了一种能够减少接触器的铜、铁原材料损耗，减小接触器体积，大幅度提高接触器的电寿命和机械寿命，降低接触器能量损耗的基于可变电流方式的低压电器智能控制方法。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：首先交流电输入后通过抗干扰整流滤波模块消除浪涌、快速脉冲群电磁干扰后，将交流电压整流成为直流电压，并直接给接触器线圈和内部电源模块的回路供电；内部电源模块产生+5V和+20V两路隔离电源，分别给中央处理器，压电流采样/隔离模块、隔离驱动电路供电；电压电流采样/隔离模块采集抗干扰整流滤波模块输出的电压经过A/D转换和隔离将转换完毕的数字量传递给中央处理器，中央处理器通过采样得到的电压、电流的数值以及其变化量及变化率判断触头所处位置，发出控制信号多次变换线圈控制电压，当接触器控制电压发生变化，线圈中电流幅值发生变化，但电流变化率不变，通过该电流变化率判断触头位置，在吸合阶段通过电流检测判断可动部分启动，动静触头闭合，动静铁心闭合三个时间点并据此来调节控制的平均电压，优化触头吸和速度减少弹跳次数，在保持闭合阶段，将电流调节至毫安级保持低功耗运行；该控制信号通过隔离驱动模块电路隔离、放大后作用在MOSFET模块的门极并作为MOSFET模块的通断控制信号；通过高频通断的MOSFET模块调节接触器线圈的平均电压；同时保护模块直接与MOSFET模块的采样电阻相连接，对MOSFET模块的电流进行采样并在过流时关断电流回路。

本发明通过对接触器控制线圈电压、电流的采样反馈，得当前控制线圈中的电流变化率，调整接触器线圈中的电流幅度。使操作电磁铁的吸力和反力特性达到理想的配合，在闭合过程中不断地调节操作机构的动能，降低动触头闭合过程中的动能和碰撞速度以减少或消除操作机构在闭合瞬间产生的振动、弹跳，大幅度提高交流接触器电寿命；本发明利用交流接触器在保持阶段，电压裕量较大的特点，根据电压和电流的采样反馈值实时调整保持阶段线圈电流和功耗。从而使接触器在各电压等级下保持相同动作特性，同时达到接触器在保持阶段以低功耗稳定运行的目的；保证交流接触器在正常的运行期间以低电压，小电流的方式保证接触器动静触头的吸和更紧密，从而达到减小接触电阻，降低触头温升，提高接触器工作效率的目的；保证交流接触器在限定的电压范围内稳定工作，并且在此范围之外稳定释放或不启动。

附图说明

图1是本发明的电路框图；

图2是本发明抗干扰整流滤波模块2的电路图；

图3是本发明内部电源模块6的电路图；

图4是本发明中央处理器9的电路图；

图5是本发明电压电流采样/隔离模块7的电路图；

图6是本发明是隔离驱动电路8的电路图；

图7是本发明MOSFET模块4的电路图；

图8是本发明保护模块5的电路图；

图9是本发明电流变化曲线与触头位移对比；

图10是本发明线圈中电流变化曲线；

图11是本发明PWM电压调节模式图；

图12是本发明动铁心运动速度示意图；

图13是本发明主回路整流后控制电压波形；

图14是本发明接触器线圈电压波形。

参见图1，本发明包括与交流输入电源1直接相连接的抗干扰模块2，该抗干扰模块2用于防止浪涌冲击和快速脉冲群干扰，交流输入电源1经整流滤波模块3整流后，变为频率是100Hz的脉动直流电压之后通过高压电解电容滤波，变成纹波较小的直流电压。该直流电压被分为两路，一路通过内部电源模块7的调整变成+5V和+20V的两路输出电压，这两路电压分别为电压电流采样/隔离模块9，中央处理器10，隔离驱动电路8提供工作电压。电压电流采样/隔离模块9利用A/D转换的原理，通过单路采样的方式采集电压信号，通过两路差值的方式采取电流信号，在采样的过程中同时完成了信号隔离的功能。电压电流采样/隔离模块9从接触器线圈5的输出端采取电压信号，并完成了A/D转换和隔离后，将数字信号传递给中央处理器10。

中央处理器10，通过采集得到的电压数据和电流数据，判断主回路所处的工作状态，外部电压状态。当外部电压信号满足要求时，中央处理器10执行吸合过程。

中央处理器10发出的控制信号，通过隔离驱动电路8传递，该隔离驱动电路8起到电平转换，提高输出信号驱动能力以及隔离电路的作用，该部分采用高速光耦器件和推挽式电路以保证输出控制信号的完整性和驱动能力的提高。隔离后的驱动信号直接施加在MOSFET模块4的门极以达到控制MOSFET模块4通断的目的。MOSFET模块4接在电源主回路中与整流滤波模块3输出端和接触器线圈5直接连接以达到调节施加在接触器线圈5上电压和开通、关断接触器控制回路的目的。

保护模块6与接触器线圈5和MOSFET模块4直接相连，在MOSFET模块4或整流滤波模块5因意外事故，使用寿命截止等原因击穿或损毁时，将电路强制关断一段时间，以保证控制电路和接触器的安全运行。

本发明的整流滤波模块3由压敏电阻，瓷片电容，整流桥，扼流圈，电解电容组成；整流电路采用单向全桥整流模式。压敏电阻应用于抗击浪涌，高压电容和扼流圈用于消除快速脉冲群的干扰。电解电容用于消除电压纹波以及去除开关过程中出现的过电压。

参见图2，本发明的抗干扰整流滤波模块2包括与交流输入电源1相连接的JP1输入接插件，交流电由此输入；JP1输入接插件上连连接有整流桥D1，且在整流桥D1上还连接有三个高电容C1，C2，C3和三个压敏电阻R1，R2，R3，其中第一高压电容C1与第二高压电容C2串连并与第三高压电容C3并连，第一压敏电阻R1与第二压敏电阻R2串连后与第三压敏电阻R3并连，其中高压电容用于吸收快速脉冲群干扰，压敏电阻要用于抗击浪涌冲击。整流桥D1，选择容量为3A，经优化后的接触器在启动阶段电流在1-3A，在吸持阶段电流保持在200-400mA。

图2中整流桥的输出端2，与图3和图5中的DC_OUT相连接。

参见图3，内部电源模块6的第六二极管D6的输入端与抗干扰整流滤波模块2的整流桥D1的输出端相连接，第六二极管D6的输出端与电源芯片U1的第8引脚相连，第六电阻R6与第七电容C7并联后与第七二极管D7串联作为电压吸收回路与变压器T1初级并联，电源芯片的4、5、8引脚端分别通过第八电容C8、第五电容C5和第六电容C6接地，变压器T1的第一个次级通过第九二极管D9整流以及由第十电容C10、第一线圈L1和第十一电容C11组成的П形滤波器滤波后输出+5V电压，该滤波器于数字地相连，与之相连的第十电阻R10和发光二极管D11用作电源的指示，变压器的另一个次级经过第八二极管D8整流，并通过第九电容C9滤波后输出+20V的电压，第九二极管D9的负极接模拟地。光电耦合器U2与第九二极管D9相连接，用于检测第九二极管D9的输出，光电耦合器U2的2端与4.3V稳压管相连，其第4端与电源芯片U1的第5引脚相连作为电压反馈的输入，其第三端与模拟地相连接。本发明的内部电源模块6主要为中央处理器9，电压电流采样/隔离模块7和隔离驱动电路8提供工作电源。为了满足工业使用要求，该集成电路对电源的要求较高。为了达到较好的抗干扰目的，本发明的内部电源模块6为两路隔离电源；其中+20V与系统主回路相连，+5V完全隔离为中央处理器模块9供电，电源芯片采用FAIRCHILD公司的FSD311芯片，产生两路输出总功率为3瓦的隔离电源，其电源建立速度在3～15ms。内部电源模块6的+5V电源与单片机的第8引脚VCC直接相连，同时与第四电阻R4，第五电阻R5相连接，为单片机复位信号和电源指示LED提供电源。同时内部电源模块6的+5V为电压电流采样/隔离模块7的隔离光耦和输出隔离光耦的数字侧提供电源。内部电源模块6的+20V为电压电流采样/隔离模块7和隔离驱动电路8的采样芯片和输出驱动电路提供工作电源。

参见图4，中央处理器9接受数据采样得到的接触器线圈上的电压和电流信号，通过处理算法输出控制信号，驱动外部电路。为了很好满足抗干扰，小型化的要求，本发明选择了ATMEL公司的ATTINY系列单片机。该单片机有丰富的内部资源：有内置A/D转换模块，PWM输出端口，内置晶振，以及ISP功能。同时该处理器体积小，可以满足集成时小型化的要求。单片机端口TXD_SCK，RXD_SDA，DRV，GND，RST端与其左侧的端子中的接口相连，用于下载程序。第四电阻R4分别与+5V，第十二电容C12和单片的复位端口相连接，第五电阻R5和LED D12串联在+5V和单片机的RXD_SDA端之间作为单片机的工作状态指示。同时输出端口DRV与图6中U6的3端相连接输出控制信号，TXD_SCK端与图5中U5的3端相连接，作为电压采样的输入端。

参见图5，电压电流采样/隔离模块7通过检测电压差的手段实现。在电流主回路当中加入无感取样电阻，在取样电阻前后两级分别采样电压并通过压频转换的方式分别进行电压采样，将电压转换成50-100KHz的频率信号输入中央处理器9。在该条件下，其电压分辨率在交流±0.15V，完全可以达到电流检测的精度要求。该电路中，以芯片U4为核心，其第8引脚为电源端直接与+20V电源端相连接。图中串联的第十二电阻R12，第十三电阻R13，第十四电阻R14和第二十二电阻R22在电压采样过程中起到分压作用，第十二电阻R12与整流输出相连，第二十二电阻R22与第十六电容C16并联接地。第二十二电阻R22分得的电压输入芯片U4的第7引脚；芯片U4的第5引脚分别通过第十五电阻R15与+20V电源相连接，以及第十四电容C14与模拟地相连。芯片U4的第2引脚通过第二十三电阻R23与模拟地连接；芯片U4的第1引脚和第6引脚并联后通过并联的第十七电容C17和第十五电阻R15与模拟地相连接；芯片U4的输出端第3引脚通过第十八电阻R18和+20V电源连接后于光耦U5的第1引脚相连接，光耦U5的第2引脚与模拟地连接；光耦U5的第4引脚与5V电源连接，光耦U5的第3引脚通过第二十四电阻R24接地，且光耦U5的第3引脚直接与单片机的TXD_SCK相连接。

参见图6，隔离驱动电路8是为了达到隔离和信号放大两个目的：由于中央控制器10输出的PWM信号频率较高占空比很小，在光电传输过程中的波形畸变较大。通过使用高速光耦配合推挽式电路的驱动方式，保证了控制信号传输的准确性，同时提高了控制信号的驱动能力。该电路中芯片U6的第2引脚通过第二十电阻R20与+5V电源相连，芯片U6的第3引脚与单片机输出DRV信号相连接；其第8引脚直接与+20V电源相连接，并通过第十三电容C13与其第五引脚5相连后连接模拟地；芯片U6的第6引脚通过第二十一电阻R21连接至+20V电源并通过第十五电容C15接至模拟地，同时该端与第三三极管Q3和第二三极管Q2的基极直接相连；第三三极管Q3的2端与+20V电压连接，其3端与第二三极管Q2的2端相连接并输出至MOSFET的控制级，第二三极管Q2的第3端接模拟地。图6中由第三三极管Q3，第二三极管Q2组成的推挽电路的输出端与图7中MOSFET模块4的门极直接相连，将驱动信号传递给MOSFET模块4。

参见图7，MOSFET模块4采用型号为STU10NB80的功率MOSFET以及串联的P6KE300稳压管组成。该功率器件体积小，峰值耐压达到900V峰值电流可以达到9A，满足电压、电流两方面的要求，并有充足的余量。而且其导通电阻小，工作状态下热损耗很小。为MOSFET并联的TVS是为了吸收瞬时能量，防止在主回路被击穿的情况下MOSFET被损坏。图7中串联的第四二极管D4，第五二极管D5与MOSFET的第2，第3引脚并联，第五二极管D5与第一三极管Q1的公共端通过电九电阻R9与模拟地相连接。其中第一三极管Q1和第四二极管D4的公共端与接触器线圈相连，用于调节线圈上的平均电压。同时监测第九电阻R9两端分别与图8中U3的2，4两端用于电流的门限监测。

参见图8，保护模块5主要由比较器组成。在电流回路中串入无感取样电阻后，对其两端电压进行检测可得到回路电流值，通过与基准电压的比较，判断电流是否超过允许范围。在电流过大的情况下该模块将强行把单片输出的控制信号拉低，彻底关断MOSFET进而切断控制回路。图8中芯片U3A的第1引脚与第十三二极管D13相连接；其第8端与+20V电源直接相连，其第3引脚通过第七电阻R7接至+20V电源，同时通过第八电阻R8与模拟地连接，该芯片U3A的第2，4引脚分别与图7中的第九电阻R9上下两端连接。第十三二极管D13的输入端136_OUT与图6中的芯片U6的6端相连接，用于强制拉低U6输出信号。

在交流接触器启动阶段，由于线圈中电流变化曲线不随外部电压的变化而发生变化，因此通过采集接触器线圈3两端的电压信号，对其进行计算，以得到线圈中电流的变化率。在前期过程中，通过大量试验的得到接触器触头位移和电流变化率之间的关系，如图9所示，并将其归一化数据存入中央处理器9中。在程序中调用该数据与计算得到的电流变化率相对比可得到触头位移，并据此调整接触器线圈两端的电压以达到调节线圈中电流的目的。随着电流的变化，电磁机构中的吸力和反力的合力会不断发生变化。通过调节电流的幅度进而使得合力逐渐指向触头运动的反方向，最终控制动静触头以最优化速度闭合。

传统的交流接触器由于使用的脉动的交流电压控制接触器，在电磁铁系统中必须加装分磁环才能减弱铁心的振动。而本发明将控制电源进行整流采用直流方式进行接触器的控制，原有的振动问题可以被消除，同时原有分磁环上大量的能量损耗也会被消除。

传统交流接触器在吸合电压下限工作时，会产生严重的触头抖动现象，该现象会引起严重的触头燃弧和烧蚀，从而引起接触器的使用寿命大幅缩短。本发明接触器在吸合电压下限工作时的工作状态与额定电压下相同，在下限之外会立即断开接触器控制回路释放触头。

传统交流接触器电磁机构为了达到在全电压范围内稳定运行的目的，其铜、铁的消耗量都很大。由于本发明采用了直流控制方式，对接触器电磁铁的截面积以及线圈匝数的要求大大降低，从而达到节省用铁量和用铜量的目的。

为达到优化现有接触器机械性能、电性能、工作效率的目的，应当对应原有接触器的性能特征进行研究。按照国家标准中规定，交流接触器应当在85％~110％的额定电压下完成电磁系统的吸合并有效的保持该状态，在70％到20％额定电压之间的任一点将触头释放即视为达到标准要求。实际操作的过程中在70％电压之下或者110％电压范围之上接触器也可能吸合。

在接触器工作的全电压范围内，市电电压全部被施加在接触器线圈两端，使得接触器在不同电压下吸合时的运动状态不一致。工作在额定电压以上时，接触器触头闭合速度较快，触头间碰撞动能较大，导致动触头发生多次震动从而引起较强的燃弧现象和触头烧蚀。在低于额定电压时触头运动速度较慢，甚至会发生闭合不稳定触头剧烈震动，从而导致触头的严重损伤，大幅度减少其电寿命。

通过以上问题的分析，本发明得出以下的优化的智能控制方案：

(1)参见图10，接触器在直流控制条件下，其线圈中电流变化曲线如图所示，在不同的电压幅值下，电流幅值会发生相应的变化，但其变化率保持稳定不变。通过对线圈中的电流变化率的检测可以适时地判断出，触头，铁心的位移。从而以此为依据调整输出控制信号。

(2)在接触器控制电源接通后，专用集成电路对控制电压进行检测，判断主控电压是否达到控制门槛值。若达到该值，则进入启动状态并在EEPROM中查询控制参数。其控制参数变化如图11所示，在启动初期以较高的平均电压和较大的电流驱动接触器电磁机构的可动部分加速运动，通过电流的变化率的判断和锁定的延时程序，在触头闭合之前降低触头运动速度，减小其弹跳；在铁心碰撞之前调整其控制电压以达到再次降低铁心碰撞速度的目的。

(3)当接触器闭合后，通过短时的高电压延时保证触头的稳定闭合后，将控制电压调整到10V之内以达到接触器的低功耗运行。

(4)当接触器在国标规定的范围之内闭合之后，外部电压发生了变化。电压波动超出了国标规定的范围则通过采样电路的监测，在电压低于75％或高于120％Ue电压的情况下，使得智能控制单元可以切断控制回路进而切断主电流回路。

(5)在接触器运行过程中，通过对电压、电流的采样以及将采样得到的数据和原有的试验数据进行对比，通过电流的变化来判断，接触器触头在闭合过程中所处的位置。在接触器的闭合过程中，虽然维持电磁机构线圈的中的电压保持不变，但是随着动、静触头之间的气隙发生快速的变化会引起线圈电感量大幅度变化。从而导致在电压和电阻恒定的情况下，线圈中的电流会发生剧烈的波动，这样的电流随触头位移变化曲线是所有交流接触器所共有的特性。因此通过电流的变化率来判断触头的位移和行程可以到达准确的判断效果。

(6)图4中所示的第一阶段是触头闭合的启动阶段，在此阶段应当保持电路有较大的电压和较高的能量。在触头开始运动后进入第二阶段，根据电流变化曲线判断出触头的位移，不断的改变控制单元输出的PWM波形甚至短时地关断控制回路以保持动、静触头的闭合速度达到最优。在触头闭合后智能控制单元进入第三阶段的运行：控制单元再次调低控制电压，一直到铁心闭合，铁心闭合稳定后，线圈的两端的电压被调整到很低的等级，这样可以实现接触器的节能稳定运行。同时，由于此过程中电压很低、能量很小因此引起的线圈发热也会大大降低，这样也增加了接触器运行的稳定性。通过图11中的电压调节模式可以得到图12中的触头运动速度曲线。

(7)通过该控制方式，可以保证交流接触器在国标规定的工作范围内，能够保持一致的工作状态，即在全电压工作范围内保持接触器吸合动作一致，同时在稳定工作阶段保持相同的功耗，在临界电压下工作时不会出现触头剧烈震动的情况。

(8)由于采用直流供电的方式，接触器运行过程中不会出现电流过零的情况，因此不会产生，铁心间的高频震动，也消除了因为震动而产生的工作噪声。

实验结果及分析

本发明是针对交流接触器的基于可变电流方式的智能控制方法。其目的在于以下三点：1、以该专用集成电路为控制核心的交流接触器产品经优化后可以大幅度的减小铜、铁等原材料的使用量，降低接触器成本。2、在启动阶段根据电流的变化率，降低触头和铁芯的闭合速度，减少触头的振动和弹跳，从而延长接触器寿命。3、在吸持阶段，保持线圈电压在较低的数值，大幅度的降低接触器运行能耗。因此，、针对以上三点的验证性实验的目就是为了从这三个方面来验证智能控制的功效：为此本发明对铁芯重量，线圈匝数及重量进行了测量；对吸合阶段的弹跳和振动作了测量和对比；对吸持阶段接触器功耗进行了测量和对比。从而验证了专用集成电路在节能，降噪，减小振动，延长寿命等方面的功效。

本发明针对CJ20-250接触器对该专用集成电路的进行了原理和功能的验证，这两种接触器的额定电压为220V，接触器主回路的额定电流为250A。

CJ20-250交流接触器与智能接触器铜铁用量对比

	铁芯	线圈(Ue：220v)	线圈(Ue：380v)
				原CJ20-250质量(kg)	3.521	0.57	0.48
优化后的CJ20-250质量(kg)	1.612	0.3	0.22
				节省百分比	46％	54％	46％

振动次数、时间以及吸持功率对比

无智能控制：

	触头振动次数	触头振动时间(ms)	吸持功率(W)
				180V	4	0.6	41.6
220V	4	0.7	65
				240V	5	3	78

本发明智能控制下：

	触头振动次数	触头振动时间(ms)	吸持功率(W)
				180V	2	0.4	2.1
220V	2	0.4	2.1
				240V	2	0.4	1.9

通过以上的对比可以得出：随着电压的增加，无智能控制的接触器在振动、闭合时间、运行时的能耗都会线形的增加。但通过该智能控制方案优化后，其电气性能大幅度提高，可以在各电压等级下保持完全相同的电气和机械特性。优化之后，在全电压范围内接触器触头在吸合阶段的振动次数和振动时间大幅度减少，在吸持阶段的功耗大幅度降低，节能率在90％以上。

Claims (1)

1.基于可变电流方式的低压电器智能控制方法，其特征在于：

1)首先交流电输入后通过抗干扰整流滤波模块(2)消除浪涌、快速脉冲群电磁干扰后，将交流电压整流成为直流电压，并直接给接触器线圈(3)和内部电源模块(6)的回路供电；

2)内部电源模块(6)产生+5V和+20V两路隔离电源，分别给中央处理器(9)，压电流采样/隔离模块(7)、隔离驱动电路(8)供电；

3)电压电流采样/隔离模块(7)采集抗干扰整流滤波模块(2)输出的电压经过A/D转换和隔离将转换完毕的数字量传递给中央处理器(9)，中央处理器(9)通过采样得到的电压、电流的数值以及其变化量及变化率判断触头所处位置，发出控制信号多次变换线圈控制电压，当接触器控制电压发生变化，线圈中电流幅值发生变化，但电流变化率不变，通过该电流变化率判断触头位置，在吸合阶段通过电流检测判断可动部分启动，动静触头闭合，动静铁心闭合三个时间点并据此来调节控制的平均电压，优化触头吸和速度减少弹跳次数，在保持闭合阶段，将电流调节至毫安级保持低功耗运行；该控制信号通过隔离驱动模块电路(8)隔离、放大后作用在MOSFET模块(4)的门极并作为MOSFET模块(4)的通断控制信号；通过高频通断的MOSFET模块(4)调节接触器线圈(4)的平均电压；同时保护模块(4)直接与MOSFET模块(4)的采样电阻相连接，对MOSFET模块(4)的电流进行采样并在过流时关断电流回路。

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