CN101072217B - 提供3维连结交错器及循环传输的系统与方法 - Google Patents

Abstract

借由时间、空间及频率中的分集，改善无线通讯系统的性能，被发送的数据借由回旋编码器的处理而产生已编码位，该已编码位被交错和转换成次载波。就增加时间、空间与频率中的分集而论，讯号从次载波产生，而该讯号也这样被发送。除了交错外，循环传输也被用来增加分集。例如，循环传输可以是基于讯号或是基于次载波。

Description

提供3维连结交错器及循环传输的系统与方法

技术领域

本发明涉及一种无线通讯，特别涉及一种包含多重发送器与接收器天线的多重输入输出(Multiple-input-multiple-output，MIMO)系统中的3维(3-dimensional，3D)连结交错器及循环传输。 

背景技术

多重输入输出(Multiple-input-multiple-output，MIMO)系统包含多重发送器与接收器天线，这类MIMO系统的优点是借由使用多重发送器与接收器天线在发送及接收多重数据流的同时，MIMO系统也多次增幅数据输贯量。对MIMO系统的系统性能可以以高斯分配来发送资料流而达到最佳化，这就意谓着，发送数据流必须是独立而且是零相关。要达到这种独立的方式之一是试着利用所有有效的分集，也即在发送数据流的频率、时间和空间上分集。因此，该MIMO系统实现其最佳性能，便是在频率、时间和空间上利用发送数据流的最大随机化(或最小相关性)。 

基于设备的规模限制，天线必须被置放得十分靠近，不幸的是，这种接近方式却使得发送与接收的数据流有着高度相关性，这样反而降低了系统性能。因此，必须要将发送数据流的相关性最小化，以增进该MIMO系统的性能。 

发明内容

本发明的具体实施例是借由利用在频率、时间和/或空间上的分集，来增进MIMO系统的性能。例如，在一MIMO系统上使用3D交错器及循环传输来最小化发送数据流的相关性，以此增进在MIMO系统上的性能。 

在一具体实施例中，一无线通讯所使用的装备包含一回旋编码器(convolutional encoder)，用以输入数据及输出编码数据位；以及一交错器(interleaver)，用以输入编码数据位及输出交错数据位。该交错器借由回旋编码器来交错已编码的位输出，并且借由最佳化相邻编码位的分隔以增 加分集(diversity)。一或多个正交调幅映像器转换已交错的编码位到一组次载波器(sub-carrier)上，而一组反向快速傅里叶逆转换(IFFT)处理器则配合这些次载波器产生正交多频分工(Orthogonal-Frequency-Division-Multiplexing，OFDM)讯号。一循环传输处理器则通过OFDM讯号(symbol)的传输来最佳化分集。在其中一个具体实施例中，该循环传输处理器表现为OFDM讯号为基本单位的循环，而在另一个具体实施例中，该循环传输处理器则表现为次载波为基本单位的循环。然后，最佳化的数据流则运用一组天线传输。 

在另一个具体实施例中，一种用于无线通讯系统传输信息的方法可包含：编码输入数据，接着输出已编码数据位并交错这些输出的编码位。有许多技术可以运用在交错器上，而每一种技术都是在协助最佳化相邻输出编码位的分集。该方法进一步包含：转换这些交错编码位到一组次载波器，并由该次载波器产生信息讯号。此外，某些具体实施例所揭示的方法则是传输该次载波及讯号，而在时间、空间和频率上最佳化分集。 

在另一具体实施例中，一系统，如通讯网路、一部计算机或一个通讯系统，或者是一收发设备，都可能包含一无线传输设备。此设备可包含：一编码器，能够编码输入数据，产生一个由一组已编码数据位所组成的输入数据流；以及一交错器，能够交错这些已编码数据位，并产生输出比特流，而该输出比特流则包含了一组输出数据位，通过至少两个频道中的至少两个OFDM讯号而形成输出比特流的传输。举例来说，该交错器应该要能够：根据输出比特流中两个个别的OFDM讯号将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位，以及根据两个个别的次载波器将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位。 

同样在另一个具体实施例中，无线通讯系统传输信息的方法可包含：接收一用以传输的输入数据；编码输入数据以产生一个输入数据流，该输入数据流包含一组输入数据位；以及交错这些编码数据位以产生一输出数据流，该输出数据流是通过至少两个频道中的至少两个OFDM讯号而形成输出比特流的传输。举例来说，这些已编码数据位的交错可包含：根据两个个别的OFDM讯号而将输入比特流中两个相邻的位指定到输出比特流的 两个位，以及根据两个个别的次载波器而将该输入比特流中两个相邻的位指定到输出比特流的两个位。 

附图说明

图1a是一个概要的方块图，用以说明根据本发明的一实施例中，运用OFDM讯号为单位循环传输的无线通讯MIMO发送器； 

图1b是一个概要的方块图，用以说明根据本发明的一具体实施例中，运用次载波为单位循环传输的无线通讯MIMO发送器； 

图2是根据本发明的一实施例说明从3个发送器天线发送18个OFDM讯号的MIMO系统范例； 

图3是根据本发明的一具体实施例说明输入和输出二者关系的范例； 

图4a和4b是根据本发明的一实施例说明一个示范性的交错器如何转换出一个具有4个双相移键控(BPSK)调变OFDM讯号的交错器； 

图5a和5b是根据本发明的一实施例说明一个示范性的交错器如何转换出一个具有4个四相移键控(QPSK)调变OFDM讯号的交错器； 

图6a和6b是根据本发明的一实施例说明一个示范性的交错器如何转换出一个具有16-正交调幅(16-QAM)调变OFDM讯号的交错器； 

图7a和7b是根据本发明的一实施例说明一个示范性的交错器如何转换出一个具有64-正交调幅(64-QAM)调变OFDM讯号的交错器； 

图8a和8b是根据本发明的一实施例说明一个3D交错器其转换的范例； 

图9是根据本发明的一实施例所设计的一个通用交错器的流程图； 

图10是根据本发明的一实施例说明对应于一3D-A交错器的转换； 

图11a是根据本发明的一实施例来比较操作于具有4个BPSK调变OFDM讯号的3D交错器与3D-A交错器其写读次序的范例； 

图11b是根据本发明的一实施例说明操作于具有4个BPSK调变OFDM讯号的3D交错器与3D-A交错器其运用的不同结果； 

图12a和12b是根据本发明的一实施例说明操作于具有4个QPSK调变OFDM讯号的3D-A交错器其读写次序的范例； 

图13a和13b是根据本发明的一实施例说明操作于具有16QAM调变 OFDM讯号的3D-A交错器其读写次序； 

图14a和14b是根据本发明的一实施例说明操作于具有64QAM调变OFDM讯号的3D-A交错器其读写次序； 

图15a-b是根据本发明的一实施例说明一个交错器如何转换出一个3D-B1交错器； 

图16a-b是根据本发明的一实施例说明一个交错器如何转换出一个3D-B2交错器； 

图17是根据本发明的另一实施例说明对应于一3D交错器的转换； 

图18a是一个概略的方块图，其是根据本发明的一实施例，说明如何在一循环智能卡双接口安全控制器(Circular SMX)MIMO系统中使用讯号基的回路； 

图18b是一个概略的方块图，其是根据本发明的一实施例，说明如何在一环形空间多任务(Circular SMX)MIMO系统中使用次载波基的回路； 

图19a是根据本发明的一实施例说明OFDM讯号基(S_BC)及次载波基(Sub_BC)系统的循环型样； 

图19b是相应于图19b所说明的系统而提供的回路型态及交错器规模的数量和建议的设计参数； 

图20a是一个概略的方块图，其是根据本发明的一实施例所示范的一个2(3)S_BC CircularSMX系统； 

图20b是说明一运用于图20a所说2(3)S_BC Circular SMX系统的示范性回路型态的列表； 

图21a是根据本发明的一实施例下，一Sub_BC 2(3)Circular SMX系统的概略图； 

图21b是根据本发明的一实施例，提供一示范性的交错器如何转换出一交错器的列表； 

图21c是根据本发明的一实施例，提供每一个次载波(subcarrier#s)示范性的Sub_BC回路型态的列表； 

图21d列表说明根据图21a说明系统实施例中交错的分隔； 

图22a是根据本发明的一实施例下，一个运用Alamouti码的2(3) S_BC MIMO系统的概略图； 

图22b是根据本发明的一个实施例下，一运用循环Alamouti码的2(3)Sub_BC MIMO系统的概略图； 

图23a是根据本发明提出的实施例，包含能被运用在图22a和22b回路单位的回路型态的列表； 

图23b是根据本发明的实施例，提供能被运用的交错器规模的列表。 

具体实施方式

专有名词

下列解释将适用于整份说明书： 

L-回旋编码器输出的OFDM讯号的数量。 

N_I-3D连结交错器的OFDM讯号的数量。 

N_OFDM-被同时发送的OFDM讯号的数量。 

M-发送器天线的数量(M≥N_OFDM)。 

N_OFDM(M)系统-一个能够以M个发送器天线同时发送N_OFDM个讯号的MIMO系统。 

N-接收器天线的数量。 

MxN系统-有M个发送器天线及N个接收器天线的MIMO系统。 

N_OFDM(M)xN系统-能够同时发送N_OFDM个讯号的MIMO系统(有M个发送器天线及N个接收器天线)。 

N_CBPS-每一个OFDM讯号其已编码位的数量。 

N_SC-每一个OFDM讯号含有数据的次载波器的数量。 

N_BPSC-每一个次载波器其已编码位的数量。 

图1a是一个概要的方块图，用以说明根据本发明的一实施例的运用OFDM讯号基循环传输的无线通讯MIMO发送器。除了具有多重发送器与接收器天线，MIMO系统通常不能同时发送与接收数据，因此，大多数MIMO系统的设计都是使用同样的天线来发送或接收数据。而如图1a所示，一回旋编码器(CE)编码一数据方块，例如以数据的1000个位为一数据方块，而一交错器则交错该已编码数据位。如下所述，该交错器的作用是在两个已编码位之间增加分隔。一排平行正交调幅(QAM)映像器则调变 该已交错位到次载波器。在图1a所说明的MIMO系统中，该QAM映像器的输出提供一排平行的IFFT处理器。该IFFT处理器处理这些输入以产生OFDM讯号。为了改善空间分集，一OFDM讯号循环器(详细描述见下文)在IFFT排的输出上展现OFDM讯号基的循环。而一排天线则发送和接收数据。 

图1b是一个概要的方块图，用以说明根据本发明的另一实施例，是运用次载波基循环传输的无线通讯MIMO发送器。在图1b所说明的MIMO系统中，空间分集是由次载波基的循环器所供应。该次载波基的循环器操作该排QAM映像器的输出并供应已循环的数据到一排IFFT处理器，随后该数据被推进到天线以传输。 

由于该回旋编码器在输入数据位上使用了移位加法的操作，其输出就会是高度相关的。特别是相邻的已编码位，其相关程度是最高的。在任何两个已编码位之间增加分隔，可以降低它们的相关度，当有足够的分隔时，相关度就可以忽略。足够可以忽略相关性的分隔的大小，是决定于所选择的回旋编码。一个优秀的交错器必须最大化所有已编码位的分隔，特别是相邻的已编码位。 

MIMO系统的另一个考虑是多重天线，然而其并不保证能同时从所有天线成功地发送和接收数据流。例如，若接收器前端的讯号与噪声比(SNR)是不充足的，则能够成功地被发送与接收的数据流数量便会少于整个可用天线的数量。例如，在一具有4个天线的MIMO系统，由于有限的SNR，其或许只能成功地传送一、二或三个数据流(data streams)到该接收器。 

信息论预测一MIMO系统可以借由从所有可用天线发送同样的数据而达到最佳化性能。接着，举例来说，在一具有4个天线的MIMO系统中，理论上最好的状况是使用4个天线来发送数据流，其优于仅用2个天线。而相比于另一MIMO接收器的接收，当MIMO系统被使用在无线通讯，而该无线通讯在传送数据流时是通过大量的多重路径与接口时，这种状况就特别真确。在这一案例中，从所有可用天线传送同样的数据可以提供最大化的分集增益(diversity gain)。为了改善空间分集，所有可用天线都以本发明所介绍的循环传输方式来使用，如此一来，可以使用最多的发送器天 线传送较少的数据流来增加传输的成功率。例如，图1a和1b即说明了两个能够根据本发明的实施例而使用的循环传输的范例。图1a说明一个OFDM讯号基循环传输的范例，图1b则是说明一个次载波基循环传输的范例。 

在一OFDM基的MIMO系统中，通常有M个IFFT，而每一个发送器天线对应其中之一。在图1a和1b所显示的范例，每一个IFFT会有一组QAM转换讯号来作为它的频率-定义域的多任务输入。 

所有可用频率频宽被均分为2N个次载波(sub-carrier)。虽然一MIMO系统可以运用每一个次载波以发送QAM转换讯号，不过为了避免邻近频道干扰(ACI)，一般某些外部次载波被规定不能用来发送讯号。而且，为了同步化(synchronization)的目的，某些次载波会被保留为导引音调(pilottone)。例如，在一个特定的施行上，一个使用64点IFFT的MIMO系统可能只使用48个次载波来发送数据。 

图2的范例是一个运用OFDM讯号基循环传输的MIMO系统200的概略图，在该系统中有三个发送天线202a、202b和202c。 

图2是一个MIMO系统200的范例概略图，该系统具有三个运用OFDM讯号基循环传输的发送天线202a、202b和202c。该MIMO系统200包含了一编码器(FEC)204。在示范性的MIMO系统200中，FEC 204输出18个OFDM讯号。一交错器206交错这18个由FEC输出的讯号。例如，该交错器206可以交错这18个OFDM讯号三次，一次6个OFDM讯号。已交错的OFDM讯号被输出到一排QAM映像器208a、208b及208c。为了避免邻近频道干扰(ACI)，并提供导引次载波以同步化，64个可用次载波仅有48个被用来发送数据，未使用的次载波则被指定为零值。结果，QAM映像器208a、208b及208c调变这些已交错的资料到48个次载波。IFFT210a，、210b和210c运作这些由QAM映像器208a、208b及208c输出的数据，天线202a、202b和202c则发送由IFFT 210a，、210b和210c输出的数据。 

如图2所示，在该示范性的MIMO系统200中，3个可用天线中只有2个被同时用来发送数据，剩下的一个天线则完全关闭。因为并非所有天 线都被同时使用，循环传输被用来改善空间分集，如图2所示，所有的传输需要一个OFDM讯号时间的9倍。在该示范中，传输的讯号是OFDM讯号212，其可以看到一个固定的循环传输模式被运用于从全部M个可用天线选出N_OFDM个来传输。 

每一个OFDM讯号都包含N_CBPS个位，其来自于如FEC 204的回旋编码器，举例说明，在MIMO系统200中，N_CBPS＝48。该OFDM讯号的转换是依照运用在QAM映像器的调变。举例来说，在一个二元调变中，如BPSK，1个位被转换到一BPSK信号。在QAM调变中，如QPSK，2个位被转换到一QPSK信号。同样地，在更高次序的调变中，例如16QAM和64QAM，4和6个位分别被转换到相对应的一16QAM和一64QAM讯号。总而言之，一BPSK调变的OFDM讯号包含来自该交错器的48x1个已编码位；同样地，一QPSK调变的OFDM讯号包含来自该交错器的48x2个已编码位；一16QAM调变的OFDM讯号包含来自该交错器的48x4个已编码位；一64QAM调变的OFDM讯号包含来自该交错器的48x6个已编码位。而每一个产生的转换都建构一个输入到一个IFFT。 

一OFDM基MIMO系统拥有M个发送天线，其最多能同时发送M个OFDM讯号，每一个发送天线发送一个OFDM。为了最大化分集，该交错器必须随机化所有发送信号即N_CBPSxN_OFDM位的关连。举例说明，假设4个BPSK调变的OFDM讯号同时被发送，48x4位的随机化可增加分集，因此，该交错器的规模(N_I)是同时发送的OFDM讯号其数量(N_OFDM)的整数倍数。 

在示范的MIMO系统200中，所有已编码位被包含在18个OFDM讯号中。理论上，若所有已编码位都被交错和发送，最理想的性能是可以被期待的，也就是说，最理想的交错器规模是18个OFDM讯号。在某些案例中，若在接收器的施行引用有效的解码延迟和缓冲，其可能就是这样。但该接收器必须在译码数据前接收和解交错所有18个OFDM讯号，对于一个每秒必须发送上百个兆位的MIMO系统来说，这类设计便难以施行。一个选择是试着随机化所有同时发送的数据，也即N_I＝N_OFDM个OFDM讯号，另外一个选择是增加交错器的规模到N_OFDM个OFDM讯号的整数倍数， 由此包含更多的随机化与分集。例如在图2中，2个OFDM讯号被同时传送，而该交错器的规模(N_I)是6个OFDM讯号，即N_OFDM值的3倍。 

图2所示的OFDM基MIMO系统其某些可能的优点说明如下：例如，总共有4gxN_OFDM个次载波可用以提供改善的频率分集(frequencydiversity)，有3个发送器天线可用以提供改善的空间分集(space diversity)，信号在不同的时间开槽(图2中的t1到t9)中被发送，由此提供了改善的时间分集(time diversity)。而借由该发送器与接收器之间的多路径频道，由于其在接收器前端提供发送信号的延迟迭加法，因此额外的时间分集也被提供。 

除了加入循环传输的优点来提高在时间、空间与频率上的分集外，一MIMO系统可被更进一步最佳化。例如，来自回旋编码器的输出可能是高度相关的，特别是和相邻的已编码位；再者，同一个OFDM讯号的相邻次载波也可能是高度相关的；更甚者，因为所有的天线都被紧密地设立在同一装置上，每一个天线的发送与接收信号也可能高度相关。例如，假设所有天线都被设立在一个一英时宽的装置上，而两个MIMO系统装置的距离大约是10或20米，那么从所有天线发送或接收的信号便会高度相关。虽然一OFDM基MIMO系统在频率、空间及时间上可能有所有可用的分集，但所有已编码讯号和发送信号都可能高度相关。因此，MIMO系统中提高分集的效益无法被完全实现。然而，使用技术以最小化相关可以重获分集效益，例如，使用根据本发明的一个实施例下的交错器以及循环传输，可以提供一种去分隔所有高度相关的已编码位到所有可用分集的方法。这类交错器和循环传输处理器的实施例将详述于下。 

图3是一MIMO系统的概略图，用来说明根据本发明的一实施例的一个3D交错器，其输入A(k)’s比特流和输出B(j)’s比特流的关系。来自回旋编码器的已编码位是一个被标示为A(k)’s的1-D比特流，其中，指数k＝0，1，2，...标示着来自回旋编码器的第k个输出。换句话说，位A(0)和A(1)是连续的已编码位。这样，位A(0)，A(1)，A(2)，...是高度相关、相邻的已编码位。任何交错器的目的是在所有可用分集上尽可能地分隔这些已编码位。虽然本发明的实施例是基于底下所描述的3D 方块，其输出比特流也可界定为从A(k)到B(j)的一个一对一转换，在此B(j)是从被建议的3D交错器其第j个输出。 

根据本发明第一个实施例的交错器是由等式(1)和(2)所提供： 

等式(1)-第一个交换法则：

$i=N_{\mathrm{CBPS}}\left[\right\{\left(\mathrm{floor}\left(\frac{k}{16}\right)\mathrm{mod}\left(N_I\right)\right)-\left(k\mathrm{mod}\left(16\right)\right)\left\}\mathrm{mod}\left(N_I\right)\right]+$

$\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{16}\left(k\mathrm{mod}\left(16\right)\right)+\mathrm{floor}\left(\frac{k}{16N_I}\right)---\left(1\right)$

其中，N_I是每一个交错器含有OFDM讯号的总数量，k＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1，而floor(x)是小于或等于x的最大整数。 

等式(2)-第二个交换法则：

$j=N_{\mathrm{CBPS}}\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)\right]+s\·\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)}{s}\right)\right]+$

$[\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)+N_{\mathrm{CBPS}}-\mathrm{floor}\{\frac{16\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)}{N_{\mathrm{CBPS}}}\left\}\right]\mathrm{mod}\left(s\right)---\left(2\right)$

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。 

在等式(1)中，N_I是每一个交错器其OFDM讯号的数量，而k＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1，在等式(2)中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。这样一个交错器已经能以一3D区块内存来施行。在本发明的实施例中，第一个交换法则被运用在从BPSK到64QAM的所有调变OFDM讯号，而第二个交换法则只能被运用在较高次序的调变OFDM讯号，包含如16QAM、64QAM、256QAM等。 

图4a和4b是根据本发明的一实施例，来说明4个BPSK调变的OFDM讯号其交错器如何将输入指数转换为输出指数的范例。示范性的3D交错器其输入和输出，k和j，如图3所界定。而如图4a-b所示，示范性的交错器其区块内存的呈现是被组织成一个16x3x4的3D区块，该呈现相对应于4个BPSK调变的OFDM讯号或是一个48x4(192)已编码位的和。图4a和4b的每一个编号格都对应于一个已编码位。在图4a和4b所示的格中数字是为指数。A(0)，A(1)，A(2)，...，A(191)代表一维输入流中的数据位。B(0)，B(1)，B(2)，...，B(47)被形成一组OFDM 讯号#0，B(48)，B(49)，...，B(95)被形成一组OFDM讯号#1，B(96)，B(97)，...，B(143)被形成一组OFDM讯号#2，B(97)，...，B(143)被形成一组OFDM讯号#3。其数字模式以此描述来掌握，除非有另外的注记。图4a和4b说明了输入位A(k)和输出位B(j)的转换关系，图4a说明输入指数，图4b说明输出指数。例如，位格(cell)402有一个输入指数为0，位格452有一个输入指数为0。 

根据本发明的一个实施例，一个OFDM讯号是由16x3(48)个已编码位所组成。该48个已编码位在频率定义域中对应于48个次载波。该实施例是特别被设计以能够反向兼容(backward compatible)于802.11a或802.11g系统，其能够一次发送包含有48个数据次载波的一个OFDM讯号。假设在本发明的一个实施例中，4个OFDM讯号能同时从4个天线所发送，本发明的这一实施例需要一交错器，其规模等于48x4位，以分隔48x4个已编码位的相关到频率定义域的48x4个次载波以及空间定义域的4个天线。 

输出OFDM讯号的数量通常等于可用传输天线的数量，假如只有两个发送天线是可用的，该交错器的规模就必须降低到两个OFDM讯号。相对应的3D交错器可以用一个16x3x2的3D区块来表示，其中每一个区块仅带有两个16x3位输出的OFDM讯号，而每个讯号有48个已编码位。对于较高次序的调变，每一个讯号相应地包含更多已编码位。例如，一QPSK调变OFDM讯号是由48x2(96)个已编码位所组成，一16QAM调变OFDM讯号是由48x4(192)个已编码位所组成，一64QAM调变OFDM讯号是由48x6(288)个已编码位所组成。对于较高次序OFDM调变讯号的转换在图5a-b、6a-b及7a-b中说明。 

在图4a和4b中，每一个小3D位格所显示的数字都对应于输入和输出的指数，因此，A(0)，A(1)，A(2)，...A(N_I*N_CBPS-1)对应于由一回旋编码器所输出的已编码位。同样地，B(0)，B(1)，B(2)，...B(N_I*N_CBPS-1)则对应于3D交错器的输出。举例说明，根据本发明的第一个实施例，在一交错器的操作下，B(0)＝A(0)，B(1)＝A(64)，B(2)＝A(128)，B(3)＝A(17)，B(4)＝A(81)，和B(5) ＝A(145)。 

使用一个在图4a-b所说明范例的3D交错器，可以观察到下列的特性： 

(a)B(0)，B(1)，B(2)，...，B(47)被形成一组到OFDM#0，B(48)，B(49)，...，B(95)被形成一组到OFDM#1，B(96)，B(97)，...，B(143)被形成一组到OFDM#2，以及B(144)，B(145)，...，B(191)被形成一组到OFDM#3。 

(b)邻近输入已编码位A(k)，也就是有着高度相关性，被转换到如图4a所示的相同坐标x。 

(c)在一OFDM讯号中，所有次载波的数量可以以N_column与N_row的乘积来表示。在该示例中，N_column＝16且N_row＝3，因此有48个次载波。 

(d)在图4b所显示的每一个加阴影的变量代表一个不同的OFDM讯号，因此，图4b中4个灰色阴影代表4个不同的OFDM讯号。如所见，相同层级的任何两个连续位格(即任何连续的两个位)都被指定到四个不同阴影的其中两个，这证明连续位在OFDM讯号之间的分集。举例说明，输入位A(0)和A(1)，其分别被转换到位B(0)和B(147)，在图4b所显示的例子中，其具有不同的灰色阴影，因此，它们在不同的输出OFDM讯号中被传送。如结果所示，分集被提升了。 

(e)再者，任意的连续已编码输入位，A(k)和A(k+1)，会有3个次载波分隔，且被送到不同输出的OFDM讯号。举例说明，假设B(0)，...B(47)被指定到OFDM#0，而B(144)到B(191)被指定到OFDM#3。在该案例中，位B(0)＝A(0)可以被传送而BPSK被调变到OFDM#0的次载波#0，而位A(1)＝B(147)可以被传送而BPSK被调变到OFDM#3的次载波#3。A(0)和A(1)的分隔是SC#0到SC#3，也即在频率定义域中的3个次载波。被运用到两个连续位A(k)和A(k+1)的不同天线提供了发送分集增益。 

(f)图4b的每一列(在z方向的3个位)代表了相同OFDM讯号的3个邻近的次载波。因此，举例来说，B(0)＝A(0)、B(1)＝A(64)  和B(2)＝A(128)可以被分别送到BPSK转换器作为OFDM#0的SC#0、SC#1 和SC#2。不同列的已编码位A(k)’s指示在频率定义域中不同组的邻近次载波。 

(g)在相同坐标-y中的已编码位A(k)’s被调变到不同OFDM讯号的相同次载波。例如，位A(0)、A(16)、A(32)及A(48)，其相对应于B(0)、B(48)、B(96)及B(144)，分别被调变到OFDM讯号#0、#1、#2及#3的SC#0。 

对于每一个子(次)载波#s，Sub_BC将2个输入的BPSK对映值，即C₀(s)及C_I(s)，根据显示在第4a图中可用于一个2(3)系统的循环模示，产生1个输出模式。该输出模示的选择，P(s)，为子(次)载波指数s的函数，如下方程序定义： 

P(s)＝[floor(s/N_carrier)+(s mod N_carrier)]mod N_Pattern，    (7) 

在一个范例中，相似于上文或下文所注记的实施例的无线传输装置可以在任何系统中被使用，比如在通讯网路、一部计算机或通讯系统、或者是一个收发设备。该无线传输装置可包含：一编码器，能够编码输入数据以产生一个由一组已编码数据位所组成的输入数据流；以及一交错器，能够交错这些已编码数据位，并产生输出比特流，而该输出比特流则包含了一组输出数据位，其通过至少两个频道中的至少两个OFDM讯号而形成输出比特流的传输。举例来说，该交错器应该要能够：根据输出比特流中两个分别的OFDM讯号而将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位，以及根据两个分别的次载波器而将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位。特别是此处所描述的频道可能是一个无线通讯的频道，就像是一个无线电频率频道。 

在某些范例中，该交错器可被设计为能够：根据输出比特流中两个分别的OFDM讯号而将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位，以及根据两个分别的次载波器而将输入比特流中任何两个相邻的位指定到输出比特流的两个位。这样可以为无线传送创造更多分集并降低相邻位之间的相关度。举例来说，该交错器能够借由基于一个3D区块的操作来指定已编码位到输出数据位，而此3D区块能够对应于分隔的OFDM讯号及分隔的次载波来界定输入数据流中两个相邻位的分隔到输出流中的 两个位。图4b和下文所描述的其它图表提供了可以被运用的3D区块的不同范例，各种3D区块则按系统或传输的规划而被运用。 

在一个范例中，该装置是针对一OFDM基的MIMO系统，而交错器，如上所述，可转换具有数据位A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1的输入比特流到N_I个OFDM讯号的输出比特流，在此每一个OFDM讯号具有N_CBPS个位及N_SC个次载波，而每一个次载波包含N_BPSC个位。特别的是，该交错器可能具有两个已选择的或预先指定的设计参数，即N_row和N_column，，而N_row×N_column＝N_CBPS。在范例中的交错器要能够：借由指定A(k)到B(i)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出数据流B(i)；以及借由循序指定N_CBPS个数据位从比特流B(i)到每一个OFDM讯号而形成N_I个OFDM讯号的输出比特流，在此任何两个邻近的A(k)位被指定到分隔的OFDM讯号，而且任何两个邻近的A(k)位在输出的OFDM讯号中至少被N_row/N_BPSC个次载波所分隔。在该范例中，N_I可以是一个不小于2的数字。此外，在一个OFDM讯号中，相对应于相邻次载波，输出比特流中的数据位可以将输入位分隔出至少N_IxN_column个位，而两个或更多的天线便可以用来提供两个或更多的频道。 

除了系统性施行外，此处也提供一个无线通讯系统中用来传输信息的方法。该方法的施行可以通过硬件和软件或韧体的结合，或者通过处理设备、逻辑、和其它电路系统的结合。举例来说，该方法可以包含：接收一个输入数据以传输；编码输入数据，用以产生一个由一组已编码数据位所组成的输入比特流；交错已编码数据位，用以产生一个由一组输出数据位所组成的输出比特流，而该输出比特流是通过至少两个频道中的至少两个OFDM讯号来传输。举例来说，已编码数据位的交错可能包含：根据两个分别的OFDM讯号而将输入比特流中两个相邻位指定到输出比特流的两个位，以及根据两个分别的次载波而将输入比特流中两个相邻位指定到输出比特流的两个位。 

在某些范例中，已编码数据位的交错被设计成根据两个分别的OFDM讯号而将输入比特流中任何两个相邻位指定到输出比特流的两个位，以及被设计成根据两个分别的次载波而将输入比特流中任何两个相邻位指定到 输出比特流的两个位。举例来说，交错的操作可以包含指定已编码数据位到输出数据位，其是使用一个3D区块来界定相邻位的分隔，以分隔OFDM讯号和分隔次载波。图4b和下文所描述的其它图表提供了可以被运用的3D区块的不同范例，各种3D区块则按系统或传输的规划而被运用。 

在一个范例中，该方法是针对一个OFDM基MIMO系统，并且是用来转换具有数据位A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1的输入比特流到N_I个OFDM讯号的输出比特流，其中每一个OFDM讯号具有N_CBPS个位及N_SC个次载波，而每一个次载波包含N_BPSC个位。举例来说，已编码数据位的交错可能包含：选择两个设计参数N_row和N_column，其中N_row×N_column＝N_CBPS。借由指定A(k)到B(i)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出数据流B(i)；以及借由循序指定N_CBPS个数据位从比特流B(i)到每一个OFDM讯号而形成N_I个OFDM讯号的输出比特流，例如，任何两个邻近的A(k)位被指定到分隔的OFDM讯号，而且任何两个邻近的A(k)位在输出的OFDM讯号中至少被N_row/N_BPSC个次载波所分隔。在该范例中，N_I可以是一个不小于2的数字，举例来说，在一个OFDM讯号中，相邻次载波中的数据位可以借由输入流A(k)中至少N_IxN_column个位来加以分隔。此外，两个或更多的天线便可以用来提供两个或更多的频道以传输。 

图5a和5b是根据本发明的一个实施例来说明一个具有4个QPSK调变OFDM讯号的交错器其转换的范例。由于数据的QAM特性，每一个讯号都具有16x6已编码位的规模。在每一个OFDM讯号具有48个次载波的系统中，每一个讯号对应于一个具有48个2编码位的次载波，即48x2个已编码位的OFDM讯号，因为对每一个次载波来说，每一个QPSK样本都包含两个已编码位。每一列有6个位，等于3个相邻次载波。如图5a的阴影所显示，任意的连续位A(k)和A(k+1)是在分隔的OFDM讯号(相对应于分隔的天线)中调变的QPSK，而该分隔在频率定义域中是3个次载波。 

图6a和6b是根据本发明的一个实施例来说明一个具有16-QAM调变OFDM讯号的交错器其转换的范例。在本案例中，每一个限波的规模是 16x12位，因为对每一个次载波而言，每一个16QAM的样本是由4个已编码位所组成，在一每个OFDM讯号具有48个次载波的系统中，每一个限波对应于一个具有48个4编码位的次载波，即48x4个已编码位。每一列有12个位或等于3个次载波。如上所述，图6a-b说明任意的连续位A(k)及A(k+1)是在分隔的OFDM讯号(天线)调变的16QAM，而且该分隔在频率定义域中是确切的3个次载波。 

此外，如图6a-b中所呈现的，因为系统在转换时使用了一个比QPSK较高次序的调变，因此一个二次交换(如上所述)被运用来替换在偶数列的次载波其最高有效位(MSB)以及最低有效位(LSB)。例如，在二次交换的运用后，该交错器第一个限波的第一列(column#1)输出是为B(589)，B(588)，B(591)，B(590)，B(593)，B(592)，...，等等。若没有二次交换，该交错器第一个限波的第一列(column#1)输出则会是B(588)，B(589)，B(590)，B(591)，B(592)，B(593)，...，等等。 

图7a和7b提供一个针对4个64QAM调变OFDM讯号的交错器其转换的范例。在64QAM的案例中，对于每一个OFDM讯号的次载波来说，有6个位被编码，这样，每一个限波所对应的规模是16x18位。在一每个OFDM讯号具有48个次载波的系统中，每个OFDM讯号具有48x6个已编码位，每一列有18个位，其是等于3个次载波。任意的连续位A(k)及A(k+1)是在分隔的OFDM讯号(天线)中调变的64QAM，而这样的分隔在频率定义域中是为3个次载波。此外，二次交换被运用来替换非3的整数倍数列的次载波其最高有效位(MSB)以及最低有效位(LSB)。例如，列#1、#2、#4、#5、#7、#8、#10、#11、#13及#14。以范例而言，该交错器OFDM讯号#3的列#1输出是为B(884)，B(882)，B(883)，B(887)，B(885)，B(886)，...，等等。若没有二次交换，该交错器的输出则会是B(882)，B(883)，B(884)，B(885)，B(886)，B(887)，...，等等。 

图4a-b、5a-b、6a-b及7a-b可能具有的已编码位确切地等于3个次载波。在16QAM及64QAM的OFDM讯号上的二次交换则等于在一802.11g 或802.11a系统上所见到的。 

等式(3)和(4)是根据本发明的一个实施例在MIMO系统的运用，其是针对一通用3D交错器来界定示范性的输入和输出指数： 

第一个交换法则-等式(3)：

$i=N_{\mathrm{CBPS}}\left[\right\{\left(\mathrm{floor}\left(\frac{k}{N_{\mathrm{column}}}\right)\mathrm{mod}\left(N_I\right)\right)-\left(k\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{column}}\right)\right)\left\}\mathrm{mod}\left(N_I\right)\right]+$

$\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{N_{\mathrm{column}}}\left(k\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{column}}\right)\right)+\mathrm{floor}\left(\frac{k}{N_{\mathrm{column}}{N}_I}\right)---\left(3\right)$

其中，k＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。 

第二个交换法则-等式(4)：

$j=N_{\mathrm{CBPS}}\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)\right]+s\·\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)}{s}\right)\right]+$

$[\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)+N_{\mathrm{CBPS}}-\mathrm{floor}\{\frac{N_{\mathrm{column}}\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)}{N_{\mathrm{CBPS}}}\left\}\right]\mathrm{mod}\left(s\right)---\left(4\right)$

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。再者，在等式(3)和(4)中： 

N_I＝OFDM讯号的数量＝3D交错器的宽， 

N_column＝列的数量＝3D交错器的长， 

N_row＝N_CBPS/N_column＝栏的数量＝3D交错器的高， 

N_SCPC＝N_row/N_BPSC＝一列中次载波的数量， 

N_CBPS＝N_rowxN_column＝每个OFDM讯号位的数量，以及 

N_SC＝N_SCPCxN_column＝每个OFDM讯号次载波的数量。 

对于一接收器要去翻转发送器上的交错操作以译码该非交错数据位，其相对应的3D解交错器如下所示： 

第一个解交错法则：

$j=N_{\mathrm{CBPS}}\×\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)+s\×\mathrm{floor}\left(\frac{i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}}{s}\right)$

$+[\left(i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}\right)+N_{\mathrm{CBPS}}-\mathrm{floor}\{\frac{N_{\mathrm{column}}\×\left(i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}\right)}{N_{\mathrm{CBPS}}}\left\}\right]\mathrm{mod}s$

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)和i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。 

第二个解交错法则：

$N_{\mathrm{row}}=\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{N_{\mathrm{column}}}$

$X=\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{row}}}\right)\mathrm{mos}{N}_{\mathrm{column}};$ $Y=[\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)+X]\mathrm{mod}{N}_I;$ Z＝i mod N_row

k＝X+Y·N_column+Z·(N_I·N_column) 

其中，i＝0，1，Λ，N_CBPS×N_I-1. 

示范的MIMO系统其规划包含： 

(a)任意的天线数量对应于同时发送OFDM讯号的数量，举例说明，这一系统可以有2、3、4或更多的天线。 

(b)所有可用次载波的各种数量，举例说明，一20百万赫兹(MHz)频宽的MIMO系统可以只有48个数据次载波，而一40MHz频宽的MIMO系统可以有108个次载波。 

(c)各种OFDM讯号调变，举例说明，该调变可以是QAM调变，如BPSK，QPSK，16QAM，64QAM，...，等等。 

图8a-b根据本发明的一个实施例说明一通用3D交错器的转换。图9是根据本发明的一个实施例设计一通用3D交错器的方法流程图。在步骤902，每个OFDM讯号其次载波数量N_SC被选择。在步骤904，每列的次载波数量N_SCPC被选择，其中N_SCPC是对应于连续编码位A(k)和A(k+1)被分隔的次载波个数。N_SC和N_SCPC是在各种MIMO规划中被选择能最佳化系统性能的设计参数，就范例而言，选择可以借由使用者输入、自动产生、预先决定数量或这些方法的结合。在步骤906，所列的值被计算为N_column＝N_SC/N_SCPC。根据图4a-b、5a-b、6a-b和7a-b的示范交错器，N_SC，N_SCPC，和N_column的值分别为48，3，和16。在步骤908，每个OFDM讯号所有已编码位的总值N_CBPS被计算为N_CBPS＝N_BPSCxN_SC＝N_rowxN_column，其中，N_row＝N_BPSCxN_SCPC为一列的位数量。每一个限波是一个包含N_SC个次载波或N_CBPS个已编码位的OFDM讯号，举例来说，图4a-b(BPSK)中，整数N_CBPS，N_BPSC，N_row，和N_column分别是48，1，3，和16；图5a-b(QPSK)中为92，2，6和16；图6a-b(16QAM)中 为192，4，12和16；图7a-b(64QAM)为288，6，18和16。在步骤910中，该交错器的规模N_I被选择，就范例来说，选择可以借由使用者输入、自动产生、预先决定数量或这些方法的结合。产生的交错器是一个N_column(位)x N_row(位)x N_I(位)，即如图8a-b所示的3D交错器。 

这一根据本发明所设计的3D交错器可以包含一个或更多下列的优点： 

(s1)-在相同次载波但不同的OFDM讯号(天线)中，已编码位的分隔必定是为N_column位。例如，当在图4a-b、5a-b、6a-b和7a-b中N_column＝16时，OFDM讯号#0，#1，#2，和#3的次载波SC#0分别是为A(0)，A(16)，A(32)，和A(48)。 

(s2)-连续位A(k)和A(k+1)的分隔在频率定义域中必定是N_SCPC个次载波，同时，位A(k)和A(k+1)也必定是在不同的OFDM讯号中。例如，位A(k)和A(k+1)是调变到不同OFDM讯号的QAM，如图4b，5b，6b和7b中不同的灰色阴影所示。 

(s3)-相同OFDM讯号连续次载波中的已编码位，其分隔必定是N_IxN_column位。例如，在图4b中，位B(0)＝A(0)，B(1)＝A(64)，B(2)＝A(128)对应于OFDM讯号#0的SC#0，SC#1，和SC#2。而在OFDM讯号#0次载波SC#0与SC#1之间的分隔是64或N_IxN_column＝4x16位。 

(s1)-(s3)这三个保证的分隔是一MIMO系统的重要分隔。在一建议的3D交错器区块中，(s1)-(s3)对应于坐标x、y、z。对于具有N_I个OFDM讯号以及每个OFDM讯号N_SC个次载波的特定MIMO系统来说，借由选择(s1)-(s3)中适当的分隔，已编码位A(k)的随机性可以被最大化。例如，在本发明的实施例中，可以具有下列一个或多个特色： 

(1)这三个保证的分隔(s1)-(s3)可以被运用到所有QAM调变，包含BPSK，QPSK，16QAM，64QAM，和256QAM。各种QAM调变的主要差异相对于3D交错器的规模，所有分隔乃基于坐标x、y和z的物理意义。 

(2)这三个保证的分隔(s1)-(s3)可以被运用到各种全部可用频 率频宽，例如20MHz和40MHz。同时，其也可以被运用到任意的天线数量，例如，假设一个具4个天线的MIMO系统，在一包含有108个数据次载波的40MHz频宽中运作，则可以选择一个在连续已编码位之间具有12列和9个次载波分隔的9x12x4的3D交错器区块。而另外的选择是一个在连续已编码位A(k)和A(k+1)之间具有9列和12个次载波分隔的12x9x4的3D交错器区块。从通讯理论上来说，设计一最佳化交错器的困难部分在于如何根据特定的MIMO多路径频道中所选择的回旋码而在时间、空间及频率中得到所需的分隔。无论如何，一个令人满意的最佳化交错器必须能保证上述三个分隔(s1)-(s3)，并提供所有可用分集最大的随机性。例如，通过模拟，可以发现一旦三个主要分隔(s1)-(s3)已经足够大，更多或更复杂的交错器已经无法提供更佳的系统性能。 

基于上述的通用3D交错器可以获得另一种3D交错器的类型，称为一3D-A交错器。图10是根据本发明的一个实施例所提出的3D-A交错器的概略图。等式(5)和(6)是根据本发明的一个实施例，是针对一通用3D-A交错器提供交换法则。运用等式(5)和(6)所设计的3D交错器保证连续已编码位的分隔是N_SCPC个次载波，在连续次载波中已编码位的保证分隔是N_IxN_column位。 

第一个交换法则-等式(5)：

X＝kmod(N_column)； 

$Y=\mathrm{floor}\left(\frac{k}{N_{\mathrm{column}}}\right)\mathrm{mod}\left(N_I\right);$

$Z=\mathrm{floor}[\left(\frac{k}{N_{\mathrm{column}}{N}_I}\right)+Y\·N_{\mathrm{BPSC}}]\mathrm{mod}\left(\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{N_{\mathrm{coulumn}}}\right);$

$i=Z+X\·\left(\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{N_{\mathrm{column}}}\right)+N_{\mathrm{CBPS}}\·\left((Y-X)\mathrm{mod}\left(N_I\right)\right)---\left(5\right)$

其中，X、Y、Z如上所界定，而k＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。 

第二个交换法则-等式(6)：

$j=N_{\mathrm{CBPS}}\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)\right]+s\·\left[\mathrm{floor}\left(\frac{i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)}{s}\right)\right]+$

$[\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)+N_{\mathrm{CBPS}}-\mathrm{floor}\{\frac{N_{\mathrm{column}}\left(i\mathrm{mod}\left(N_{\mathrm{CBPS}}\right)\right)}{N_{\mathrm{CBPS}}}\left\}\right]\mathrm{mod}\left(s\right)---\left(6\right)$

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1。 

对于一接收器要去翻转发送器上的交错操作以译码该非交错数据位，其相对应的3D-A解交错器如下所示： 

第一个解交错法则：

$j=N_{\mathrm{CBPS}}\×\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)+s\×\mathrm{floor}\left(\frac{i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}}{s}\right)$

$+[\left(i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}\right)+N_{\mathrm{CBPS}}-\mathrm{floor}\{\frac{N_{\mathrm{column}}\×\left(i\mathrm{mod}{N}_{\mathrm{CBPS}}\right)}{N_{\mathrm{CBPS}}}\left\}\right]\mathrm{mod}s$

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，  N_CBPSxN_I-1。 

第二个交错法则：

$N_{\mathrm{row}}=\frac{N_{\mathrm{CBPS}}}{N_{\mathrm{column}}}$

$X=\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{row}}}\right)\mathrm{mos}{N}_{\mathrm{column}};$ $Y=[\mathrm{floor}\left(\frac{i}{N_{\mathrm{CBPS}}}\right)+X]\mathrm{mod}{N}_I;$ Z＝i mod N_row

k＝X+Y·N_column+[(Z-Y*N_BPSC)mod N_row]·(N_I·N_column) 

其中，i＝0，1，Λ，N_CBPS×N_I-1 

如上所界定的3D-A交错器可以提供下列一个或多个优点： 

(a)在通讯系统中，(s1)-(s3)中的三个保证分隔通常可以适用于大多数的运用。无论如何，对于特定的次载波数量N_SC来说，一组适当的三个分隔必须由模拟(或字段测试)结果来决定。举例说明，假设N_SC为48，则可有至少两个选择：(1)3个次载波x16列，或(2)4个次载波x12列。虽然根据测试结果，二者都可以提供良好的系统性能，但其性能在某些特定的模拟场域会有所不同，也即是选择(1)和选择(2)会有不同的特性。例如，在A(k)和A(k+1)之间，选择(1)相比于选择(2)在频率定义域中会有较大的次载波分隔，但根据保证分隔(s1)，在不同OFDM讯号的相同次载波中，其编码位在选择(2)会比选择(1)具有较 大的分隔。 

(b)此外，假如N_column值太小，该三个保证分隔除了(s1)之外通常可以适用。而在此状况中，分隔(s1)可能是不够充分的。举例说明，假设N_SC＝54，N_column适当的选择是6或9。这意谓着在不同OFDM讯号的相同次载波其已编码位的分隔是6位或9位，二者均不够大到足以分隔已编码位的相关。这是概括化原本的3D交错器而成为3D-A交错器的主要考虑，这样不仅可以增加分隔(s1)，也可以保留保证的分隔(s2)和(s3)。 

在本发明的一个实施例中，比如该交错器3D和3D-A之间的差异，可能包含图10a所示的写入次序，该交错器3D和3D-A二者的读取次序则可能相同。举例来说，在被标示为A’s的3D位格中写入第一组N_column位，下一组N_column位则被写入标示为B’s的位格中。对于一3D交错器，整个写入次序可以描述为A→J→G→D→E→B→K→H→I→F→C→L，而对于一3D-A交错器，整个写入次序则描述为A→B→C→D→E→F→G→H→I→J→K→L。为了给予一个清楚的比较，针对一具有N_SC＝48，N_I＝4，和N_column＝16的MIMO系统，一3D交错器与一3D-A交错器的写入次序如图11a-b，12a-b，13a-b和14a-b中所显示。 

图11a是根据本发明的一个实施例，对照一3D交错器与一3D-A交错器其写读次序的范例。一3D或3D-A交错器都可能包含4个从图11的垂直切面(slice)，即slice#1，#2，#3，和#4，此外，层级(Level)1、2、3代表如图4a-b和11a-b中所示的水平切面上、中、下层级。举例来说，层级1包含垂直切面#1，#2，#3，和#4的第一栏。一通用的3D-A交错器可以从层级1到层级3写入内存，而一通用的3D-A交错器则从一个垂直切面的次载波(3s+i)到下一个垂直切面的下一个次载波(3s+i+1)循环地写入内存。在图11a-b中以不同的灰色阴影来说明4个OFDM讯号(交错器输出)的次载波。根据本发明的一个实施例，一3D或3D-A交错器的施行包含了从回旋编码器(CE)取用每一个已编码位A(k)，并将之送到特定OFDM讯号的特定次载波。换言之，从一回旋编码器所取得的每一个位都可以是硬接线(Hard-wired)到预先决定的QAM映像器及OFDM讯号，而不必借由硬件来执行等式(3)-(6)的数学运算。 

图11b说明所提出的3D及3D-A交错器其导致的差异范例。在相同次载波上，不同OFDM讯号的16-位分隔可以在一3D交错器中发现，例如次载波SC#0的A(0)，A(16)，A(32)，和A(48)。该分隔在大多数的案例中都是充足的，但假如N_column太小，例如N_column＝6，它可能就不够充分。在一3D-A交错器中相同的分隔增加到48位，例如A(0)，A(144)，A(96)，和A(48)。在图10a中所示的邻域，可以看到这一增加的区隔如何被达成。例如，对一3D交错器来说，因为写入次序为A→J→G→D，相同次载波的已编码位便是A’s，J’s，G’s，和D’s。以此，在相同次载波上，两个连续的OFDM讯号之间的分隔只是N_column位。另一方面，3D-A交错器的写入次序为A→B→C→D，也就是说，A’s，J’s，G’s，D’s的区隔多于一列。此外，针对仅在相同列上的三个相邻次载波，增加的分隔也谨慎地被加以设计。 

总之，当对于3D和3D-A交错器来说，所有次载波在被相同的天线发送时，其写入次序是不同的。例如，在图10a(3D-A)中垂直切面#2其从上层(Level 1)到下层(Level 3)写入的已编码位是J’s，B’s，和F’s。而对3D交错器来说，写入的已编码位是B’s，F’s，和J’s，这分别如图4a-b所描述。 

再者，对于图11b所见到的每一个4x3次载波来说，一个固定的旋转型样可以被运用在所提出包含有4个OFDM讯号的该3D-A交错器上。例如，从交错器3D到3D-A其SC#0到SC#2的交换相同于从交错器3D到3D-A的SC#12到SC#14的交换。该周期性交换是根据OFDM讯号的数量而被运用。一3-次载波的分隔被用在两个任意的连续已编码位A(k)和A(k+1)，而一64-位的分隔则被用在两个任意的连续次载波SC#s和SC#(s+1)之间。因此，在一示范性的交错器3D-A中，不仅能增加保证分隔(s1)，而且也可以保留保证分隔(s2)和(s3)。 

图12a和12b是根据本发明的一个实施例，针对一个操作在4个QPSK调变OFDM讯号的3D-A交错器来说明两个写读次序的范例。每一个QPSK调变次载波包含两个已编码位。例如，在次载波3s的slice#1写入第一组16个已编码位，即A(0)到A(15)，下一组16个位则被写入在slice#2 的次载波3s+1(第3栏)。图11b说明另一个范例。同样地，取自一回旋编码器的每一个位都可以是硬接线到预先决定的QAM映像器(次载波)以及OFDM讯号。而三个保证分隔(s1)-(s3)则在图11a和11b所说明的例子中被保留下来。 

图13a和13b是根据本发明的一个实施例，针对一个操作在4个16QAM调变OFDM讯号的3D-A交错器来说明写读次序的范例。每一个16QAM调变次载波都包含4个已编码位。例如，在次载波3s的slice#1写入第一组16个已编码位，即A(0)到A(15)，下一组16个位则被写入在slice#2的次载波3s+1(第5栏)。再者，二次交换被运用在最高有效位(MSBs)与最低有效位(LSBs)。以此，非连续数值被呈现在图13a。 

图14a和14b是根据本发明的一个实施例，针对一个操作在4个64QAM调变OFDM讯号的3D-A交错器来说明写读次序的范例。每一个64QAM调变次载波都包含6个已编码位。例如，在次载波3s的slice#1写入第一组16个已编码位，即A(0)到A(15)，下一组16个位则被写入在slice#2的次载波3s+1(第7栏)。再者，二次交换被运用在最高有效位(MSBs)与最低有效位(LSBs)。以此，非连续数值被呈现在图14a。 

如上所述，图11a-b，12a-b，13a-b和14a-b显示了包含各种QAM调变OFDM讯号的已编码位其3D-A交错器的保证分隔。根据本发明的实施例来施行一个MIMO系统，若依照3D或3D-A交错器的等式，并不需要任何数学运算。来自回旋编码器的每一个已编码位其对应的次载波与OFDM讯号已说明在图11b，12b，13b和14b。每一个已编码位在施行时都可以直接硬接线到其所界定的次载波及OFDM讯号。图11a-b，12a-b，13a-b和14a-b(N_I＝4，N_SC＝48，和N_SCPC＝3)所说明的一个3D或3D-A交错器其施行的方法，可以被普遍化到一3D或3D-A交错器任意的交错器规模：即任意的OFDM讯号数量(限波的数量)，任意的N_column，任意的N_SCPC(或N_row)。 

基于上述的交错器3D或3D-A，更多的交换是可能的，请参见图15a-b，16a-b和17的范例。从图4b，5b，6b和7b中阴影的差异，操作者可以应用一读写次序在一3D交错器区块，如在所有的面或坐标上任意两个 小位格所呈现的不同颜色，也就是平面x-y，x-z和y-z。举例来说，一个示范性的仿真显示，比3D-A交错器更多或更复杂的交错器已经无法提供比3D或3D-A交错器更佳的系统性能。在一个范例中所提出的3D/3D-A区块可以提供给设计者一个工具，用以简单地分配相关的已编码输入到一个MIMO系统的三个分隔。 

图15a-b是根据本发明的另一个实施例(称为一3D-B1交错器)，以说明一个3D交错器的转换。如图15的范例所示，写入次序是A→B→C→...→J→K→L，也就是在完成所有的A’s，然后开始写入所有的B’s，以此类推。一偏差可能运用在读取次序，以确定不同的OFDM讯号都被显示在所有三个平面上，即平面x-y，x-z，和y-z。相对应的OFDM讯号数被注记在图15b的每一个输出位，每一个OFDM讯号相等的位数量则被均匀地分配在三个面上。例如，对包含4个OFDM讯号的16x4x3区块，其每一个OFDM讯号位的范例数量如下： 

(a)在包含4x3＝12位的平面y-z任意横断面上，每一个OFDM讯号为3位。 

(b)在包含4x16＝64位的平面x-y任意横断面上，每一个OFDM讯号(每4个位中有1个位)为6位。 

(c)在包含3x16＝48位的平面x-z任意横断面上，每一个OFDM讯号(每4列中有3个位，也即总共3x4＝12位)为12位。 

根据本发明的这一实施例下的交错器，是以4个OFDM讯号来运作，在每一个讯号中，会有一个OFDM讯号是在三维向度的每一维都有相等的分享。 

图16a-b根据本发明的另一个实施例(称为3D-B2交错器)，以提供3D交错器的转换。相对应于图16a-b，该3D交错器的示范性写入次序是A→B→C→...→J→K→L，而读取次序则与图15a-b所描述相同。该实施例的物理意义是从写入次序来实施平行802.11a和802.11g交错器(每个交错器有一OFDM讯号)，并在读取次序中展现OFDM讯号的循环。 

图17是根据本发明的另一个实施例来说明相对应于3D交错器的转换。图11a与图17之间的差异包含了读取次序，每一个OFDM讯号的起始位被移位(偏移)4列或所有列数的四分之一。假设该交错器只包含2 个OFDM讯号，该移位可以增加到8列或所有列数的一半，而对于每一个OFDM讯号来说，该次载波中的移位并不需要是一个常数，或者所有OFDM讯号的起始位都必得同样分隔。另一个范例是运用次载波中的反向次序在交错器的输出上，也就是说，如图14a-b，15a-b，16a-b或图17所示的表中，次载波的值从左到右被减小。 

上述许多施行该3D交错器的变化都是可能的，包含： 

(a)相应于图4-7和10-14，改变该交错器的写入次序。 

(b)相应于图4-7和10-14，改变该交错器的读取次序。 

(c)如图4-7和10-14所说明的，改变在一个小区块(单位位格)的起始点。 

除了上述讨论的该3D交错器计划外，系统的性能也会因循环传输而更提升，在本发明中也提出两种循环传输的方法。此外，不论是否有使用循环传输，MIMO系统均可执行(implement)一3D交错器或是3D-A交错器；同时，不论是否有上述讨论的3D或3D-A交错器，MIMO系统都可以执行循环传输。然而，执行了3D交错器或是一3D-A交错器及循环传输之后，可最佳化系统的性能。 

如上所述，使用多重天线并不保证所有的天线都能同时成功的发送及接收数据流，再者，如果相同的数据流是由所有的天线来发送与接受，系统的性能会更好。在发送该数据流(N_OFDM)小于发送天线数量(M)的情况中，该循环传输可以达到最好的系统性能。如上所述，一个所提出包含了N_I个OFDM讯号的3D/3D-A交错器，意谓着一MOMO系统可以从N_I天线同时传送N_I个OFDM讯号。在循环传输被执行的案例中，该交错器的规模会等于N_OFDM或是N_OFDM个OFDM讯号的一个整数倍数。 

图18a-b是说明一环形空间多任务(Circular Spatial Multiplexing，之后论及记为环形SMX，(环形SMX)MIMO系统其循环传输(其中N_OFDM＝2，而M＝3)的概要图，2(3)环形是根据本发明的一具体实施例。图18a的系统展现的循环传输类型称为OFDM讯号基循环(S_BC)，在下文将更详细描述，在S_BC中，循环型样是由每一个OFDM讯号所界定。图18b的系统展现的循环传输类型称为次载波基循环(Sub_BC)，在 下文将有更详细的描述，在Sub_BC中，循环型样是由每一个次载波所界定。 

在图18a中，只有2/3的天线同时发送2个OFDM的符号，然而，不同对(pairs)的天线会在不同时间被选取来发送不同对的OFDM符号。例如，第一对的两个OFDM符号(#0和#1)，是经由天线#0和#1来传输，而OFDM讯号#2和#3，则是由天线#0和#2来传输，OFDM讯号#4和#5，是由天线#1和#2来传输。虽然只有2个OFDM讯号会同时传输，但是如果选择一含有6个OFDM符号的交错器，也即让一MIMO系统中的所有发送器天线都能平均交换已编码的位，那么效果将会很好。 

相比于从两个固定天线来传输两个OFDM讯号的一MIMO系统，使用了循环传输的系统性能会有明显的改善。然而，这优点的代价是该交错器规模的增加，从2个OFDM讯号增加至6个。除了需要更多的储存体，一较大的交错器规模通常会造成较久的解码延迟，因为接收器必须要暂停解交错(de-interleaving)的过程，直到所有的OFDM符号都被接收完成(在本例中，是6个OFDM讯号)。这类的延迟对于着重高速数据传输(数以百计的Mbps)的MIMO系统而言，为一大问题。 

在上述S_BC循环传输的范例中，使用的是一固定式的天线循环型样，也即天线#0和#1、#0和#2、#1和#2。该型样将不断的重复，直到最后一对OFDM讯号被传送完为止。举例来说，一个完整的天线循环型样可能会需要3对，或是6个OFDM讯号。OFDM讯号的总数并不需要是6个OFDM讯号的整数倍数，也即在发送最后一对OFDM讯号后，传输就会停止；同时，OFDM讯号的总数也不需要是一个偶数。在这种状况下，最后一个OFDM讯号可以被最后一对天线当中的任何一个来发送。 

图18b是根据本发明的一实施例，展现次载波基循环传输以增加分集(diversity)的MIMO系统概略图。由该交错器输出的2个OFDM讯号将会为了3个发送器，而被转换成3个OFDM讯号。换言之，2x48次载波的已编码位同时从3x48次载波来发送，也即3个天线。在本发明的实施例中，三分之一的次载波是零值(zeroes)。在图18a和18b所展示的系统中，被同时发送的已编码位的数量(或非零non-zero次载波的数量)是相同的。 然而，在图18b的次载波基系统中，该交错器的规模则由6个OFDM讯号被缩减为2个。此外，既然所有的天线都同时发送，天线分集(diversity)也就得以确保。 

相比于从2个固定天线来传输OFDM讯号的一MIMO系统，从一个示范的模拟中可以发现，无论是S_BC或Sub_BC，很明显都有较好的性能。此外，几乎在所有的案例下，从计算机仿真的结果来看，S_BC或Sub_BC的性能在统计上都是一样的，也即两个方法都达到相同的发送分集(transmit diversity)。 

图19a根据本发明的一实施例，说明S_BC与Sub_BC系统示范性的循环型样。图19b提供的是与图19a所表现系统相应的循环型样与交错器的规模。 

循环型样的数量，是从所有的M个天线中选择N_OFDM天线的可能选择数量。也即是， 

$N_{\mathrm{Pattern}}=\left(\begin{array}{c}M\\ N_{\mathrm{OFDM}}\end{array}\right)=\frac{M!}{N_{\mathrm{OFDM}}!(M-N_{\mathrm{OFDM}})!}$

根据本发明的其中的一实施例，为了确保所有的发送器天线都能被包含(以均等的分享)在相同的交错器中，该S_BC MIMO系统的交错器规模是N_PatterenxN_OFDM个OFDM讯号。而为了确保与S_BC MIMO系统有相同的发送分集，相对应的Sub_BC MIMO系统其交错器规模只需N_OFDM个OFDM讯号。对每一个N_OFDM(M)MIMO的系统，N_OFDM个天线的每一个选择被注记为Pattern#0，#1，...，#(N_Pattern-1)。举例说明，对于一「2(3)CSMX」系统的天线(每个选择为N_OFDM个天线)，会有3种选择(N_Pattern＝3)，这类型样如下： 

Pattern#0：天线#0和#1； 

Pattern#1：天线#2和#1；以及 

Pattern#2：天线#2和#0。 

对一S_BC环形空间多任务(Spatial Multiplexing or SMX)系统而言，其N_OFDM个OFDM讯号是根据重复的Pattern#0，#1，...，#(N_Pattern-1)被同时发送。在该型样中，当最后一个OFDM讯号被发送之后，传输会在任意的Pattern#i，(i＝0，1，...，N_Pattern-1)停止。该最后的传输可能包 含了任意数量的OFDM讯号j，从1到N_OFDM该交错器规模为N_PatternxN_OFDM个OFDM讯号，除了最后传输的规模是(ixN_OFDM+j)个OFDM个讯号。这些数字可以从每一个传输起始便被界定在「封包标头」(packet header)中的所有位(或字节)数量来决定，如此一来，不论是发送器或接收器都能从封包标头中去计算数量，不需额外信息，并且能执行正确的交错与解交错处理。 

图20a是根据本发明的一实施例的2(3)S_BC Circular SMX系统的示范性概要图表，使用的数据则是由图19a的表格而来。从一回旋编码器(convolutional encoder)(此处未显示)取得的数据，被放入一3D交错器2002中。已交错数据借由映像器(mapper)2004被转换至次载波上，被已转换的数据则经过一排(bank)IFFTs 2006。以OFDM讯号为基础的循环传输是由循环单位(circulation unit)2008所提供。图20b说明图20a中使用的2(3)S_BC环形SMX系统的示范性循环型样。 

在图19b表中所列出的交错器规模是N_PatternxN_OFDM或6个OFDM讯号。这6个OFDM讯号是在3个时间开槽(time slots)t₀，t₁，和t₂中根据型样#0，#1，和#2分别被发送。 

图21a是根据本发明的一实施例，一Sub_BC 2(3)环形SMX系统的概要图表。来自回旋编码器的已编码位被输入至一3D交错器2102。图21b的表格是根据本发明的一实施例，针对交错器2102提供一个示范性的交错器转换(mapping)。已交错字节借由映像器(mapper)2104被转换为次载波。在图21a中表现的示范性实施例，该映像器2104是一BPSK映像器。在图21a所说明的实施例中，BPSK输出2个OFDM讯号C₀(s)与C₁(s)，其中，s为次载波指数。该次载波基循环是由循环单位(circulationunit)2106所提供。在图21a说明的实施例中，该循环单位Sub_BC区块2106将该BPSK映像器2104的2个输出循环到3组IFFT输入，即D₀(s)，D₁(s)，与D₂(s)。而3个IFFT的输出呈现该OFDM讯号而被同时发送。 

对每一个次载波#s来说，该Sub_BC区块可能携带2个BPSK已转换(mapped)样本，即C₀(s)与C₁(s)，来作为输入，并将其输出到图 19a所示的一个被选择的型样中。而该被选择的型样P(s)是为次载波指数s的函数，是以下列的等式来定义： 

P(s)＝[floor(s/N_carrier)+(s mod N_carrier)]mod N_Pattern

其中，s＝0，1，2，...，N_SC-1，而floor(x)是一个小于或等于x的最大整数。 

图21c的表格是根据本发明的一实施例，对每一次载波#s提供示范性的Sub_BC循环型样。如图21c所示，每个被选取的型样，只具体指定了2个数字，意即3个(M＝3)IFFT，D₀(s)，D₁(s)，和D₂(s)的次载波中只有2个(N_OFDM＝2)非零(non-zero)的输入。对照来看，对于M个OFDM讯号的相同次载波来说，该S_BC是携带N_OFDM个OFDM讯号并将其循环到M个天线(其中有一个天线不起作用)，而该Sub_BC则从每一个次载波携带N_OFDM个QAM样本并将其循环到M个QAM样本(样本的其中之一为零值)。图21d的表格，说明了根据图21a所说明系统的一个实施例下的交错所具有的分隔。如图21d所见，如果3D交错器与Sub_BC都被执行的话，这三个重要的分隔将会被适当地维持。 

上述的物理意义为P(s)提供了如下所描述的等式：所有次载波的每N_carrier个次载波都被群组化并循环到包含了所有发送器天线的N_Pattern循环型样中，第一个模数(modulo)的操作提供给下一组N_carrier个次载波中一个额外的1个次载波移位。在一群组里次载波的数量-N_carrie是一个设计参数，N_carrier在上述的样本中被选择为3，以确保一个3-次载波的分隔。 

当同时发送的OFDM讯号数量小于所有发送器天线的数量时，S_BC与Sub_BC二者都可以被应用在不同的时空区块码(space time blockcodes，STBC)，这类STBC，其中一个是以Alamouti码而闻名。图22a是根据本发明的一实施例下，运用一Alamouti码(Alamouti code)的2(3)S_BC MIMO系统的概要图标。图22b是根据本发明的另一实施例，运用一Alamouti码(Alamouti code)的2(3)  Sub_BC MIMO系统的概要图标。如在图22a-b所示，2个OFDM讯号从循环单位(units)被同时发送。在图22a中，循环是由S_BC循环单位2202所提供。在图22b中，循环则由Sub_BC循环单位2204所提供。图23a是根据本发明较佳的实施例的一包含循环型样的表格，而该循环型样可以被该循环单位2202与2204所使 用。图23b所列示的表，是提供了根据本发明的实施例而能够被运用的交错器规模。 

下列关系可被应用在图22a-b及23-b中所说明的循环传输Alamouti码(Circulation Transmission Alamouti code，以下称为Circular ALA)系统： 

$N_{\mathrm{Pattern}}=\left(\begin{array}{c}M\\ N_{\mathrm{OFDM}}\end{array}\right)=\mathrm{Number\; of\; circulation\; patterns\; for\; both\; S}\_\mathrm{BC\; and\; sub}\_\mathrm{BC}$

N_I＝N_OFDM·N_Pattern for Circular ALA systems with S_BC 

N_I＝N_OFDM for Circular ALA systems with sub_BC 

值得注意的是，较大的N_I值意谓着一个较大的硬件规模以及较长的编码延迟。可以看到不论是交错器的规模或循环型样，都和一环形SMX或循环Alamouti MIMO系统是一样的，其它的STBC MIMO系统(不是Alamouti码)有M个天线，并发送一个较小的OFDM讯号数量，因此N_OFDM个OFDM讯号可以使用S_BC或Sub_BC来传输。 

总而言之，根据本发明的一实施例的一次载波基循环传输(Sub_BC)，可以参照图19a-b和23a-b来概述。一具有M个发送器天线的MIMO系统，可以同时发送N_OFDM个OFDM讯号。一个OFDM讯号的每一个次载波输入，都是一个QAM(已转换的)样本。每个OFDM讯号包含了N_SC个次载波，其指数s＝0，1，2...，N_SC-1。在此提出的Sub_BC转换N_OFDM个OFDM讯号(注记为C₀，C₁，...， 

)的输入到M个OFDM(N_OFDM＜＝M)讯号(被表示为D₀，D₁，...，D_M-1)的输入，下面所描述的是一些范例。 

对于每一个次载波来说，都是从N_OFDM个OFDM讯号来取得N_OFDM个QAM样本，也即每一1个QAM样本是从N_OFDM个OFDM讯号C’s的每一个相同次载波中取得。然而，为了相同的次载波，M个OFDM讯号D’s，需要M个QAM的样本。来自OFDM讯号C’s相同其次载波的N_OFDM个QAM样本被转换(mapped)到M个OFDM讯号D’s相同次载波中的N_OFDM个。换言之，M个OFDM讯号D’s的次载波有M个QAM样本，而其中N_OFDM个QAM样本是从相同次载波的OFDM讯号C’s而来，其它的(M-N_OFDM)个QAM样本则是零值(zero)。从OFDM讯号C’s的N_OFDM个QAM样本转换到(mapping)OFDM讯号D’s的N_OFDM个QAM样本，是根据图19a中界定的一被选取的型样号码。该被选取的型样号码，是由以 下的等式(8)来决定： 

P(s)＝s mod N_Pattern    (8) 

其中，s＝0，1，2，...，N_SC-1是次载波的指数。 

换言之，对于每一个次载波来说，一个被选取的型样号码P(s)是由等式(8)所决定。该被选取的P(s)则根据M个OFDM讯号D’s，从M数(从0，1，2...至M-1)中选定N_OFDM个数值。由OFDM讯号C’s而来的N_OFDM个QAM样本，根据每个次载波选取的P(s)，被转换(mapped)到特定的N_OFDM个OFDM讯号D’s。如果它们的OFDM值没有被特定的P(s)所选定，则该(M-N_OFDM)个OFDM讯号D’s的次载波皆为零值(zero)。在完成所有的次载波(s＝0，1，2，...，N_SC-1)的转换(mapping)后，M个新OFDM讯号D’s将由N_OFDM个OFDM讯号C’s来构成。 

对于一N_OFDM(M)系统来说，所有可能型样的数量，N_Pattern，是由下列等式而来： 

$N_{\mathrm{Pattern}}=\left(\begin{array}{c}M\\ N_{\mathrm{OFDM}}\end{array}\right)=\frac{M!}{N_{\mathrm{OFDM}}!(M-N_{\mathrm{OFDM}}!)}---\left(9\right)$

被选取的P(s)是由在等式(8)中运算的N_Pattern个型样中一个从0至N_Pattern-1的周期性数字。一个完整的型样系列，包含了所有可能型样-Pattern#0，#1，…，#N_Pattern-1。在完整的型样系列后，相等数量的非零(non-zero)与零值(zero)次载波被均匀的分配到一N_OFDM(M)MIMO系统中的每个OFDM符号D’s。该被选取的型样数字P(s)是由0到N_Pattern-1.当中周期性的重复。举例说明，假设N_Pattern＝3，P(s)＝0，1，2，0，1，2，...，0，1，2，...，而次载波指数s＝0，1，2，3，4，5，... 

类似于等式(8)的修正可以如下所示：

Pattern(s)＝[floor(s/N_carrier)+(s mod N_carrier)]mod N_Pattern    (10) 

在等式(10)中，s是次载波指数，而N_carrier是一个设计参数。 

根据等式(10)，每N_carrier个次载波是一个群组，选择的型样是从0至N_Pattern-1的周期性重复，但从一个群组的次载波到下一个群组的次载波，其具有一个额外的型样移位。举例说明，假设N_carrier＝3且N_Pattern＝3，在一个群组里有3个次载波，则该周期性的型样数字P(s)为0，1，以及2。如果应用在等式(10)，该移位的 周期型样就成为P(s)＝0，1，2，1，2，0，2，0，1，...，而次载波的指数s＝0，1，2，3，4，5，6，7，8，...。可以清楚看到，一个额外的型样数字，可以改变每一组3个次载波。 

在本发明的其它实施例中，也包含上述计划的一些变化式(variations)。例如，本发明的另一实施例中可能包含了下列的一个或多种施行： 

(I)在每一N_carrier个次载波中任意数量的型样移位，该型样移位是等式(7)之一，且可为0到N_Pattern-1中的任一数值(value)。 

(II)一周期性的型样数量包含了所有可能的N_Pattern个型样的完整或部分系列。举例而言，对一2(4)MIMO系统，N_Pattern是6或者型样#0，#1，#2，...，#5。举例来说，根据本发明的一实施例，部分系列的型样仅有#0，#1以及#2。而一个完整系列的局部，包含了一个由所有N_Pattern个型样而来的较小数量的型样集合。根据等式(7)，(8)及(10)所产生的变化列出如下： 

Pattern(s)＝[N_shift×floor(s/N_carrier)+N_offset×(s mod N_carrier)]mod N_Partial    (11) 

其中N_shift定义了在型样数量的移位，N_offset是次载波的差距值(offset)，而N_Partial指出一套周期型样包含了所有可能型样中的局部或所有型样。 

(III)由N_OFDM个OFDM讯号C’s“平均的”转换至M个OFDM讯号D’s，所有C’s与所有D’s的「非零」(non-zero)次载波的总数量，都是相同的。除了(III)之外，在每一个OFDM D的非零(non-zero)次载波的数量，也都相同。 

先前本发明范例的揭示已经展现说明和描述的目的，然而其并非意图完全展露或将本发明限制于已揭示的具体实施例。在此所描述的实施例内容的许多变化与修改，均为对熟知该技术领域的人员按照上文的揭示所显而易见的。 

Claims (8)

1.一种交错方法，该方法是针对基于OFDM的MIMO系统以用来转换输入比特流A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1到N_I个OFDM讯号，其中，每一个OFDM讯号是由N_CBPS个数据比特所组成，此N_CBPS个数据比特再由N_SC个次载波讯号所组成，而其中每一个次载波讯号是由N_BPSC个数据比特所组成，即N_CBPS＝N_SC×N_BPSC；其特征在于，该方法包含：

预先指定两个设计参数N_row和N_column，其中N_row×N_column＝N_CBPS个数据位，即N_sc＝(N_row/N_BPSC)×N_column；而N_row/N_BPSC则是两个邻近的A(k)输入比特经交错后的最少次载波间隔数；以及

借由指定A(k)到B(i)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出比特流B(i)，其中指标i为指标k之一对一对映函数，以下列等式相关于指标k，

经由上式，可知i指标值的范围为0，1，...，N_CBPSxN_I-1，而floor(x)是小于或等于x的最大整数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该方法进一步包含：

以N_CBPS个比特为单位，依序将B(i)的比特分配给N_I个输出的OFDM讯号。

3.一种交错方法，该方法是针对基于OFDM的MIMO系统以用来转换输入比特流A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1到N_I个OFDM讯号，其中，每一个OFDM讯号都是由N_CBPS个数据比特所组成，此N_CBPS个数据比特再由N_SC个次载波讯号所组成，而其中每一个次载波讯号都是由N_BPSC个数据比特所组成，即N_CBPS＝N_SC×N_BPSC；其特征在于，该方法包含：

预先指定两个设计参数N_row和N_column，这里N_row×N_column＝N_CBPS个 数据比特，亦即N_sc＝(N_row/N_BPSC)×N_column；

而N_row/N_BPSC则是在两个邻近的A(k)输入比特经交错后的最少次载波间隔数；以及

借由指定A(k)到B(j)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出比特流B(j)，其中指标j为指标k之一对一对映函数，经由下列两个等式相关于k；首先经由下列等式得出相关于k指标的i指标值，

经由上式，可知i指标值的范围为0，1，...，N_CBPSxN_I-1，而floor(x)是小于或等于x的最大整数；接着经由下列等式得出相关于i指标的j指标值，

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，而i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1，floor(x)则是小于或等于x的最大整数。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，该方法进一步包含：

以N_CBPS个比特为单位，依序将B(j)的比特分配给N_I个输出的OFDM讯号。

5.一种交错方法，该方法是针对基于OFDM的MIMO系统以用来转换输入比特流A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1到N_I个OFDM讯号，其中，每一个OFDM讯号都是由N_CBPS个数据比特所组成，此N_CBPS个数据比特再由N_SC个次载波讯号所组成，而其中每一个次载波讯号都是由N_BPSC个数据比特所组成，即N_CBPS＝N_SC×N_BPSC；其特征在于，该方法包含：

预先指定两个设计参数N_row和N_column，其中N_row×N_column＝N_CBPS， 即N_sc＝(N_row/N_BPSC)×N_column；

而N_row/N_BPSC则是在两个邻近A(k)输入比特经交错后的最少次载波间隔数；以及

借由指定A(k)到B(i)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出比特流B(i)，其中指标i为指标k之一对一对映函数，以下列等式相关于指标k，

X＝k mod(N_column)；

经由上式，可知i指标值的范围为0，1，...，N_CBPSxN_I-1，而floor(x)是小于或等于x的最大整数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法进一步包含：

以N_CBPS个比特为单位，依序将B(i)的比特分配给N_I个输出的OFDM讯号。

7.一种交错方法，该方法是针对基于OFDM的MIMO系统以来转换输入比特流A(k)，k＝0，1，2，...N_CBPS×N_I-1到N_I个OFDM讯号，其中，每一个OFDM讯号都是由N_CBPS个数据比特所组成，此N_CBPS个数据比特再由N_SC个次载波讯号所组成，而其中每一个次载波讯号都是由N_BPSC个数据比特所组成，即N_CBPS＝N_SC×N_BPSC；其特征在于，该方法包含：

预先指定两个设计参数N_row和N_column，这里N_row×N_column＝N_CBPS，即N_sc＝(N_row/N_BPSC)×N_column；

而N_row/N_BPSC则是在两个邻近的A(k)输入比特经交错后的最少次载波间隔数；以及

借由指定A(k)到B(j)，k＝0，1，2，...，N_CBPS×N_I-1而形成输出比特流B(j)，其中指标j经由下列两个等式相关于指标k， 

首先经由下列等式得出相关于k指标的i指标值，

X＝k mod(N_column)；

其中，X，Y和Z如上所界定，而k＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1，经由上式，可知i指标值的范围 为0，1，...，N_CBPS×N_I-1；

接著经由下列等式得出相关于i指标的j指标值，

其中，s＝max(N_BPSC/2，1)，i＝0，1，...，N_CBPSxN_I-1，而floor(x)是小于或等于x的最大整数，经由上式，可知j指标值的范围为0，1，...，N_CBPSxN_I-1。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该方法进一步包含：

以N_CBPS个比特为单位，依序将B(j)的比特分配给N_I个输出的OFDM讯号。 

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