CN101039171A - 一种hs－dpcch信道ack时隙信号解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种HS－DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，包括：根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行估计：

，SIR₁或SIR₂＝(本部分ACK符号与对应信道编码模式的最大相关值的平方－干扰信号码域功率/本部分ACK符号个数)/(干扰信号码域功率×本部分信道估计值功率均值)；根据SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果还是上行非连续发送DTX。这种方法适应R6并兼容R5规范、又考虑定时偏移、同时对接收信号采用无偏估计使SIR估计更准，能提高ACK时隙译码性能。

Description

一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法

技术领域

本发明涉及宽带码分多址WCDMA上行信号解调，具体涉及一种WCDMA高速下行分组接入HSDPA的HS-DPCCH信道的ACK时隙信号解调方法。

背景技术

HS-DPCCH信道是WCDMA HSDPA系统中用于下行HS-PDSCH信道质量反馈和HARQ-ACK响应的信道，其信道结构如图1所示，HS-DPCCH信道的各子帧中的第一个时隙用于HARQ-ACK响应，简称ACK时隙，承载了UE对下行HS-PDSCH信道解调结果的反馈，是高速下行分组接入HSDPA混合自动重发请求HARQ技术的必要组成部分。HSDPA基站解调HS-DPCCH信道的ACK时隙时，需要用到ACK时隙的信干比SIR估计值来判断ACK时隙是有效的反馈结果还是上行非连续发送DTX。

由于3GPP R6规范的ACK时隙的内容，即有效的反馈结果发生变化，该变化如图2所示，有效的反馈结果由ACK和NACK扩展为ACK、NACK、PRE和POST，使ACK信道编码改变，因而现有的SIR估计方法不能直接适用，现有3GPP R5规范的SIR估计方法参见3GPP R4-030928，该提案中给出的SIR估计办法是：

$\mathrm{SIR}=\frac{{\left\{\mathrm{Im}\right[z_{\mathrm{accum}}\left]\right\}}^2}{R_{\mathrm{Noise}}\×{\mathrm{SF}}_{\mathrm{HS}-\mathrm{DPCCH}}\×\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k\right|}^2}$

其中， 指接收信号码域功率，P_Noise指每码片噪声功率，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目。

同时，该现有的SIR估计方法对接收信号码域功率

是有偏估计，且未考虑HS-DPCCH信道和上行专用物理控制DPCCH信道之间的定时偏移，如图3所示，这样当定时偏移不为0时，HS-DPCCH信道的ACK时隙时隙就与两个上行DPCCH时隙有重叠，此时如果两个DPCCH时隙的多径数目不同，则它们的信道估计值也不同，现有方法未考虑信道估计值不同，则使SIR估计则偏差较大。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，能够适合3GPP R6规范、兼容R5规范进行SIR估计并对接收信号码域功率进行无偏估计且考虑HS-DPCCH信道和DPCCH信道之间的定时偏移，在此基础上能使ACK时隙信号解调更正确。

本发明的上述第一个技术问题这样解决，提供一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，包括以下步骤：

1.1)根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行ACK时隙SIR估计：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0,\mathrm{SIR}=\frac{(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})*{\mathrm{SIR}}_1+\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}*{\mathrm{SIR}}_2}{10}\\ \mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}=0,\mathrm{SIR}={\mathrm{SIR}}_1\end{array}\right.$

其中，

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_1\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_1}$

${\mathrm{SIR}}_2=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_2\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_2}$

slot_offset＝Ti min gOffset mod 10

ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，(max[correlation₁])²和(max[correlation₂])²是本部分HS-DPCCH符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方，CP1和CP2是本部分信道估计值功率均值，TimingOffset是HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移，z是ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁ z₂ z₃ z₄ z₅ z₆ z₇ z₈ z₉ z₁₀]；

1.2)根据所述SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果还是DTX，如果是有效的反馈结果则根据译码算法进一步区分。有效的反馈结果在R5里指ACK和NACK，在R6里指ACK，NACK，PRE，POST)，最终的ACK时隙的解调结果指DTX或ACK或NACK或PRE或POST，上报给基站的HSDPA调度器进行处理。

按照本发明提供的解调方法，所述上行DPCCH时隙可以是两个，ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的前一个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率。

按照本发明提供的解调方法，所述干扰信号码域功率经过滤波，稳定状态时，所述两个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率差异很小，可认为是相同的。

按照本发明提供的解调方法，所述correlation₁和correlation₂是本部分HS-DPCCH符号与对应信道编码模式w(n，l)的相关值，即：

${\mathrm{correlation}}_1\left(l\right)=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}$

${\mathrm{correlation}}_2\left(l\right)=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}.$

按照本发明提供的解调方法，所述信道估计值功率均值CP1和CP2是：

${\mathrm{CP}}_1=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i$

${\mathrm{CP}}_2=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i$

其中，cp是信道估计值功率组成向量：

cp＝[cp₁ cp₂ cp₃ cp₄ cp₅ cp₆ cp₇ cp₈ cp₉ cp₁₀]

${\mathrm{cp}}_n=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k^{*}\left(n\right)\right|}^2,n=\mathrm{1,2},...,10$

c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目。

按照本发明提供的解调方法，所述ACK时隙的符号组成向量z是：

$z_n=\mathrm{imag}\{\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^{*}\left(n\right)\·r_k\left(n\right)\},$ n＝1，2，...，10，其中r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目，imag{}表示取虚部。

按照本发明提供的解调方法，所述ACK信道编码模式数组w(n，l)包括但不限制于是3GPP R6规范或者3GPP R5规范规定的信道编码模式，可适合3GPP R6规范并兼容3GPP R5规范；这种解调方法是兼容的，3GPP R5的编码模式也可同样统一处理，下面仅以3GPP R6的编码模式为例对发明方法进行说明。

按照本发明提供的解调方法，所述3GPP R6规范的信道编码模式w(n，l)是4行10列的二维数组，如下表所示：

发送的HARQ-ACK消息	w(1，l)	w(2，l)	w(3，l)	w(4，l)	w(5，l)	w(6，l)	w(7，l)	w(8，l)	w(9，l)	w(10，l)
											ACK(l＝1)	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1
NACK(l＝2)	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1
											PRE(l＝3)	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1
POST(l＝4)	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1

按照本发明提供的解调方法，所述干扰信号码域功率ISCP的获取包括以下步骤：

9.1)计算 $s\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p(i,j);$

9.2)计算 $I\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{|p(i,j)-s\left(j\right)|}^2;$

9.3)计算 $I=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}I\left(j\right);$

9.4)迭代计算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI输出ISCP(n)；

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1N_p]；n是时隙索引，取值范围是{1，2，3，...}；N_r是第n时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1N_r]；p(i，j)是第n时隙的第j条多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第n时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(i)是第n时隙的第j条多径的干扰信号能量；I是第n时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(n)是第n时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当n＝1时，α＝1；当n＞1时，α∈(0，1)。

按照本发明提供的解调方法，所述指定门限的取值范围是[-5，-6.5]dB，SIR大于该门限是有效的反馈结果，否则是上行非连续发送DTX。

本发明提供的HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，与现有技术相比：

①采取了最大相关值技术求信号码域功率，从而适应了R6规范中HS-DPCCH信道ACK时隙Message内容变化，并与R5规范兼容；

②考虑了HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道的定时偏移；

③对接收信号码率功率采用了无偏估计；

所以本方法不仅可以满足规范的要求，而且使得SIR估计更加准确，有助于提高HS-DPCCH信道的ACK译码的性能。

附图说明

下面结合附图和具体实施例进一步对本发明进行详细说明。

图1是HS-DPCCH的信道结构图。

图2是3GPP R6相对于3GPP 5的HARQ-ACK时隙Message内容的变化图。

图3是HS-DPCCH与DPCCH的定时关系图。

图4是ISCP的计算流程图。

具体实施方式

首先，说明本发明核心：HS-DPCCH信道的ACK时隙的SIR估计方法，包括以下步骤：

(一)获取输入数据：干扰信号码域功率，ACK时隙符号，信道估计值功率，ACK信道编码模式数组，以及HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移。

干扰信号码域功率是指与HS-DPCCH的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，如果有两个DPCCH时隙与HS-DPCCH的ACK时隙重叠，则输入为前一个DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率。干扰信号码域功率是经过滤波的，可认为在稳定状态时相邻两个时隙内的干扰信号码域功率不变。

ACK时隙符号是指最大比合并以后的HS-DPCCH的ACK时隙的10个符号。信道估计值功率是指与ACK时隙符号一一对应的信道估计值的功率。ACK信道编码模式数组是3GPP R6规范规定的对不同的ACK内容的信道编码模式。HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移是指HS-DPCCH的子帧与它前面最近的上行DPCCH无线帧之间的定时偏移。

(二)根据定时偏移计算相应的时隙偏移，即HS-DPCCH信道的ACK时隙与它前面最近的上行DPCCH时隙之间的偏移。

(三)根据时隙偏移的不同分别计算SIR。

如果时隙偏移不为0，则根据时隙偏移将HS-DPCCH的ACK时隙分为两部分来计算各自的SIR，最后用两部分的SIR计算整个HS-DPCCH的ACK时隙的SIR；各部分SIR的计算公式为：

SIR＝(本部分ACK符号与对应信道编码模式的最大相关值的平方-干扰信号码域功率/本部分ACK符号个数)/(干扰信号码域功率×本部分信道估计值功率均值)。

上式的分母是对接收信号码域功率的无偏估计。

如果时隙偏移为0，则将HS-DPCCH的ACK时隙作为一部分直接计算SIR，计算公式与时隙偏移不为0时各部分的计算公式相同。

第二步，详细说明上述各步骤的具体内容，由于这种解调方法是兼容的，3GPP R5的编码模式也可同样统一处理，下面仅以3GPP R6编码模式为例对发明方法进行详细说明：

(一)获取输入数据的方式：

①干扰信号码域功率ISCP，是根据上行DPCCH信道的导频符号计算，即为导频符号的方差。ISCP的一种计算流程参见如图4所示，包括：

9.1)计算 $s\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p(i,j);$

9.2)计算 $I\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{|p(i,j)-s\left(j\right)|}^2;$

9.3)计算 $I=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}I\left(j\right);$

9.4)迭代计算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI输出ISCP(n)。

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1N_p]；n是时隙索引，取值范围是{1，2，3，...}；N_r是第n时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1N_r]；p(i，j)是第n时隙的第j条多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第n时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(j)是第n时隙的第j条多径的干扰信号能量；I是第n时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(n)是第n时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当n＝1时，α＝1；当n＞1时，α∈(0，1)。

②ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁ z₂ z₃ z₄ z₅ z₆ z₇ z₈ z₉ z₁₀]，其中，

$z_n=\mathrm{imag}\{\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^{*}\left(n\right)\·r_k\left(n\right)\},n=\mathrm{1,2},...,10...\left(1\right)$

其中，r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目，imag{}表示取虚部。

③信道估计值功率组成向量cp＝[cp₁ cp₂ cp₃ cp₄ cp₅ cp₆ cp₇ cp₈ cp₉ cp₁₀]，其中

${\mathrm{cp}}_n=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k^{*}\left(n\right)\right|}^2,n=\mathrm{1,2},...,10...\left(2\right)$

④ACK信道编码模式数组w是4行10列的二维数组，由3GPP TS25.212规定，如下表所示，表中的数值是极性化以后的，即0_+1，1_-1。

发送的

w(1，

w(2，

w(3，

w(4，

w(5，

w(6，

w(7，

w(8，

w(9，

w(10，

HARQ-ACK消息	l)	l)	l)	l)	l)	l)	l)	l)	l)	l)
											ACK(l＝1)	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1	-1
NACK(l＝2)	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1	+1
											PRE(l＝3)	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1
POST(l＝4)	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1	-1	+1	+1

⑤HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移TimingOffset，范围是[101，250]符号，由3GPP规范规定，如图3所示的TimingOffset。

(二)根据TimingOffset计算时隙偏移slot_offset，如式(3)。

slot_offset＝Ti min gOffset mod 10                                      (3)

(三)根据slot_offset将ACK时隙分为两部分或一部分计算SIR。

如果slot_offset≠0，则将ACK时隙分为两部分，用式(4)和(5)分别计算SIR₁和SIR₂，最后用式(6)计算整个ACK时隙的SIR；

如果slot_offset＝0，则用式(4)计算SIR₁就为整个ACK时隙的SIR，见式(6)。

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_1\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_1}...\left(4\right)$

${\mathrm{SIR}}_2=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_2\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_2},\mathrm{only\; when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0...\left(5\right)$

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0,\mathrm{SIR}=\frac{(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})*{\mathrm{SIR}}_1+\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}*{\mathrm{SIR}}_2}{10}\\ \mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}=0,\mathrm{SIR}={\mathrm{SIR}}_1\end{array}\right....\left(6\right)$

其中，max[V]函数表示取向量V的最大元素，

correlation₁是由四个元素组成的向量，各元素计算如下：

${\mathrm{correlation}}_1\left(l\right)=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}...\left(7\right)$

correlation₁是第一部分的HS-DPCCH符号与对应的ACK信道编码模式的相关值。

(max[correlation₁])²-ISCP/(10-slot_offset)是对接收信号码率功率RSCP的无偏估计，与现有方法的有偏估计相比，其估计准确度更高。这里通过ACK时隙符号与已知信道编码模式相关并求最大相关值的方法来计算，满足了R6规范的ACK时隙内容变化的要求。

${\mathrm{CP}}_1=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i...\left(8\right)$

CP1是第一部分的cp的均值，它用在分母中的原因是：RSCP是用信道补偿后的符号计算的，而ISCP是用解扩后但没有信道补偿的符号计算的，因此要消除RSCP中信道估计值带来的乘性增益。

${\mathrm{correlation}}_2\left(l\right)=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}...\left(9\right)$

correlation₂是第二部分的HS-DPCCH符号与对应的ACK信道编码模式的相关值。

${\mathrm{CP}}_2=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i...\left(10\right)$

CP2是第二部分的cp的均值。

Claims (10)

1、一种HS-DPCCH信道ACK时隙信号解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

1.1)根据定时偏移TimingOffset将ACK时隙分为一或二部分进行SIR

估计：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}\≠0,\mathrm{SIR}=\frac{(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})*{\mathrm{SIR}}_1+\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}*{\mathrm{SIR}}_2}{10}\\ \mathrm{when\; slot}\_\mathrm{offset}=0,\mathrm{SIR}={\mathrm{SIR}}_1\end{array}\right.$

其中，

${\mathrm{SIR}}_1=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_1\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/(10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset})}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_1}$

${\mathrm{SIR}}_2=\frac{{\left(\max \right[{\mathrm{correlation}}_2\left]\right)}^2-\mathrm{ISCP}/\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{ISCP}\×{\mathrm{CP}}_2}$

slot_offset＝TimingOffset mod 10

ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率，(max[correlation₁])²和(max[correlation₂])²是本部分HS-DPCCH符号与对应信道编码模式w(n，l)的最大相关值的平方，CP1和CP2是本部分信道估计值功率均值，TimingOffset是HS-DPCCH信道与上行DPCCH信道之间的定时偏移，z是ACK时隙的符号组成向量z＝[z₁z₂z₃z₄z₅z₆z₇z₈z₉z₁₀]；

1.2)根据所述SIR估计和指定门限判断该ACK时隙是有效的反馈结果则进一步译码或是DTX则抛弃。

2、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述上行DPCCH时隙可以是两个，ISCP是指与HS-DPCCH信道的ACK时隙有重叠的前一个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率。

3、根据权利要求2所述解调方法，其特征在于，所述干扰信号码域功率经过滤波，稳定状态时，所述两个上行DPCCH时隙对应的干扰信号码域功率基本相同。

4、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述correlation₁和correlation₂是本部分HS-DPCCH符号与对应信道编码模式w(n，l)的相关值，即：

${\mathrm{correlation}}_1\left(l\right)=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}$

${\mathrm{correlation}}_2\left(l\right)=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{n=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}(z_n\×w(n,l)),l=\mathrm{1,2,3,4}.$

5、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述信道估计值功率均值CP1和CP2是：

${\mathrm{CP}}_1=\frac{1}{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=1}{\overset{10-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i$

${\mathrm{CP}}_2=\frac{1}{\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}\underset{i=11-\mathrm{slot}\_\mathrm{offset}}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{cp}}_i$

其中，cp是信道估计值功率组成向量：

cp＝[cp₁ cp₂ cp₃ cp₄ cp₅ cp₆ cp₇ cp₈ cp₉ cp₁₀]

${\mathrm{cp}}_n=\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_k^{*}\left(n\right)\right|}^2,n=\mathrm{1,2},...,10$

c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目。

6、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述ACK时隙的符号组成向量z是： $z_n=\mathrm{imag}\{\underset{k=1}{\overset{\mathrm{Finger}}{\mathrm{\Σ}}}{c}_k^{*}\left(n\right)\·r_k\left(n\right)\},n=\mathrm{1,2},...,10,$ 其中r_k(n)是第n个符号的第k条多径解扩输出，c_k(n)是第n个符号的第k条多径的信道估计值，k是多径索引，n是符号索引，Finger是多径数目，imag{}表示取虚部。

7、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述ACK信道编码模式数组w(n，l)可以是3GPP R6规范或者3GPP R5规范规定的信道编码模式。

8、根据权利要求7所述解调方法，其特征在于，所述3GPP R6规范的信道编码模式w(n，l)是4行10列的二维数组，如下表所示：   发送的HARQ-ACK消息   w(1，l)   w(2，l)   w(3，l)   w(4，l)   w(5，l)   w(6，l)   w(7，l)   w(8，l)   w(9，l)   w(10，l)   ACK(l＝1)   -1   -1   -1   -1   -1   -1   -1   -1   -1   -1

  NACK(l＝2)   +1   +1   +1   +1   +1   +1   +1   +1   +1   +1   PRE(l＝3)   +1   +1   -1   +1   +1   -1   +1   +1   -1   +1   POST(l＝4)   +1   -1   +1   +1   -1   +1   +1   -1   +1   +1

9、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述干扰信号码域功率ISCP的获取包括以下步骤：

9.1)计算 $s\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}p(i,j);$

9.2)计算 $I\left(j\right)=\underset{i=1}{\overset{N_p}{\mathrm{\Σ}}}{|p(i,j)-s\left(j\right)|}^2;$

9.3)计算 $I=\frac{1}{N_r}\underset{j=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}I\left(j\right);$

9.4)迭代计算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI输出ISCP(n)；

其中，N_p是一个DPCCH时隙中导频符号个数，i是一个DPCCH时隙中导频符号的索引，取值范围是[1N_p]；n是时隙索引，取值范围是{1，2，3，...}；N_r是第n时隙的多径数目，j是多径索引，取值范围是[1N_r]；p(i，j)是第n时隙的第j条多径的第i个导频符号幅度；s(j)是第n时隙的第j条多径的导频符号幅度均值；I(i)是第n时隙的第j条多径的干扰信号能量；I是第n时隙的所有多径的干扰信号能量均值；ISCP(n)是第n时隙的干扰信号码域功率；α是IIR滤波器的滤波系数，当n＝1时，α＝1；当n＞1时，α∈(0，1)。

10、根据权利要求1所述解调方法，其特征在于，所述指定门限的的取值范围是[-5，-6.5]dB。

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