CN101032140B - 在mimo-ofdm传输系统中产生前导信号和信令结构的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于在具有多个天线的MIMO-OFDM传输系统中为数据信号产生前导信号结构和信令结构的方法，其中用于每个天线的前导信号结构都包含具有预先确定的同步序列的同步段和具有预先确定的信道估计序列的信道估计段，并且信令结构具有预先确定的信令序列。在此，同步序列满足等式(I)或(II)。替代地，信道估计序列可以满足等式(III)。以这种方式，可以实现有效率的并且向下兼容的MIMO传输系统。

Description

在MIMO-OFDM传输系统中产生前导信号和信令结构的方法

本发明涉及一种用于为多天线OFDM传输系统产生前导信号和信令结构的方法，该方法尤其可以在未来的高速率WLAN(无线局域网)中使用，但是也可以在具有多天线技术的移动无线电系统中使用。

已知的或者至少部分已知的前导信号的传输通常具有以下目的：使接收机能够实现快速的同步和信道估计，以便能够尽可能无错误地(即在理想情况下只是还由于输入噪声和/或干扰而降级)分析随后的数据。关于同步，时钟、频率和符号同步可以彼此被区分。时钟同步涉及发射机和接收机中的D/A和A/D转换器时钟的同步，而频率同步涉及混频器频率的同步。在具有保护间隔的OFDM传输系统中，如在本发明中所考虑的那样，附加地需要符号同步，其任务在于，这样定位用于(以频分复用方式传输的)数据符号的分析窗口，使得不出现符号间干扰(信道脉冲响应短于保护间隔的持续时间)或出现尽可能少的符号间干扰(信道脉冲应答长于保护间隔的持续时间)。

传统的无线OFDM传输系统如例如在所谓的WLAN(无线局域网)中所使用的那样通常在发射机和/或接收机中仅仅使用一个天线。

与此相反，MIMO-OFDM传输系统(MIMO，多输入多输出)是一种新颖的扩展，这些传输系统能够根据信道特性通过空间“复用”实现频谱效率的显著提升。

在这种情况下，前导信号必须不仅支持在接收机中对单个信道的估计，而且必须能够针对每个被空间“复用”的数据流在接收机中基于前导信号确定信道特征。

最后，信令的任务是，将在发射机中所使用的物理传输参数、例如调制和编码通知接收机。

本发明所基于的任务在于，实现一种用于为基于MIMO-OFDM传输技术的面向分组的数据传输产生前导信号结构和信令结构的方法，使得在同时与已经存在的OFDM传输系统(特别是IEEE 802.11a，802.11g)向下兼容的情况下能够在接收机中以相对小的处理花费实现同步参数和信道参数的良好的估计精度。

根据本发明，该任务通过权利要求1的措施以及替代地通过权利要求8的措施来解决。

特别是通过在各个天线的同步段中使用根据下式的同步序列：s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中n＝1，...，N，即使在发射机中不存在关于信道的详细的先验信息时，所有被寻址的接收机也不仅能够分析信令字段，而且能够分析有用数据字段。如果为各个天线的同步序列使用关系s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中

n＝1，...，N，则被寻址的接收机又能够不仅分析信令字段而且分析有用数据字段，其中然而在发射机中存在关于信道的详细的先验信息。被寻址的接收机在此情况下可以是具有多个接收天线的MIMO接收机，也可以是只有一个接收天线的接收机，由此也能够实现与已经存在的传输系统的高度向后兼容性。

替代地，根据权利要求8，用于各个天线的信道估计序列c_m(n)可以由OFDM符号c_m，x(n)根据下式接连排列形成：

c_m(n)＝g_m，1(n)c_m，1(n)g_m，2(n)c_m，2(n)…g_m，D(n)c_m，D(n)

其中c_m，x(n)＝DFT^-1{C_m，x(k)}且C_m，x(k)＝p_k，m，x·C(k)，n＝1，...，N，由此可以以相同的方式为所有被寻址的接收机不仅分析信令字段而且分析有用数据字段，并且能够实现与传统的传输系统的向后兼容性。

自然，这两种替代方案在同步序列和信道估计序列的构造方面也可以彼此组合，由此改善整个系统的可靠性。

在同步序列s_m(n)前面可以设置OFDM典型的保护间隔或者符号反转的保护间隔，其中同步序列被周期性地重复至少一次。

此外，为了实现特殊的发射分集方法，相位值的相关性可以根据等式

尽可能地小，由此传输系统的所有站都能够分析完整的被发送的数据分组、即信令字段和有用数据字段，以便获得关于网络和关于预留的时间区域的一般信息。

优选地，该种所谓的发射分集方法通过特殊的实现形式根据来优化，由此能够实现所谓的“循环延迟分集”方法(CDD)。从实施角度来看，该方法是有利的，因为与一般的措施不同，在发射机中每个OFDM符号只需要一次傅立叶逆变换。

为了将所提出的方法应用于根据IEEE 802.11标准的WLAN，使用根据

${S\left(k\right)}_{-26:26}=\sqrt{\frac{13}{6}}\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0},$

$\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\}$

的基本同步信号以及根据

C(k)_-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

           1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}的基本信道估计信号，由此能够在这种已经存在的系统中实现直接实施。

就信道估计序列而言，用于各个天线的该信道估计序列也可以由OFDM符号c_m，x(n)根据

的接连排列形成，其中j是OFDM符号c_m，x(n)的重复次数。

就所使用的保护间隔而言，该保护间隔可以由简单的OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G

或者由双重的OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-2N_G)    n＝1，...，2N_G形成，其中N_G是保护间隔的采样值的数目。

此外，信令段可以在时域中被布置在有用数据结构和前导信号结构的信道估计段之间，其中信令段包含用于各个天线的信令序列，该信令序列由OFDM符号a_m，x(n)以及OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G)   n＝1，...，N_G根据下式接连排列形成：

a_m(n)＝g_m，1(n)a_m，1(n)g_m，2(n)a_m，2(n)…g_m，V(n)a_m，V(n)，其中

a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且 $A_{m,x}\left(k\right)=I_x^{\mathrm{sig}}\left(k\right)\·\underset{d=1}{\overset{D_k}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k,m,d},$ n＝1，...，N。

替代地，具有信道估计序列c_m(n)的信道估计段可以被划分为具有部分信道估计序列c_m ¹(n)以及c_m ²(n)的第一部分信道估计段和第二部分信道估计段，并且信令段可以被划分为具有部分信令序列a_m ¹(n)和a_m ²(n)的第一部分信令段和第二部分信令段，并且第一部分信道估计段、第一部分信令段、第二部分信道估计段和第二部分信令段按时间顺序被重新组合，其中第一和第二部分信道估计序列根据

$c_m^1\left(n\right)=g_{m,1}\left(n\right)c_{m,1}\left(n\right)$

$c_m^2\left(n\right)=g_{m,2}\left(n\right)c_{m,2}\left(n\right)\·\·\·g_{m,D}\left(n\right)c_{m,D}\left(n\right)$

或者根据

在使用简单的或双重的OFDM典型的保护间隔的情况下形成，并且其中第一部分信令序列根据 $a_m^1\left(n\right)=g_{m,1}\left(n\right)a_{m,1}\left(n\right)g_{m,2}\left(n\right)a_{m,2}\left(n\right)\·\·\·g_{m,V^{\′}}\left(n\right)a_{m,V^{\′}}\left(n\right)$ 并且第二部分信令序列根据 $a_m^2\left(n\right)=g_{m,V^{\′}+1}\left(n\right)a_{m,V^{\′}+1}\left(n\right)g_{m,V^{\′}+2}\left(n\right)a_{m,V^{\′}+2}\left(n\right)\·\·\·g_{m,V}\left(n\right)a_{m,V}\left(n\right),$ 其中a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且

以及OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G来形成。在该情况下，又能够实现向后兼容性，因为现在传统的传输系统中的站也能够分析信令字段，由此随后的信道估计序列的数目是先验已知的。

优选地，矩阵P_k的列向量P_k，x(x＝1，...，D_k)被这样排序，使得功率值 $P_x=\underset{\∀k}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2$ x＝1，...，D的方差在考虑关系对于x＞D_k来说p_k，m，x＝0的情况下尽可能地小。在此，针对每个子载波k，空间预失真矩阵P_k的列向量P_k，x(x＝1，...，D_k)在第一步骤中根据大小这样被排序，使得满足 $\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2\≥\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,z}\right|}^2$ 对于z＞x，并且在第二步骤中根据规则 $P_{k,x}{\→P}_{k,(x+k)\mathrm{mod}{D}_k}$ 进行随机置换。

在另外的从属权利要求中表明了本发明的另外的有利的扩展方案。

以下借助实施例参照图来进一步描述本发明。

图1示出根据IEEE 802.11标准的数据发送在时域中的简化图示；

图2示出根据IEEE 802.11标准的前导信号结构的简化图示；

图3示出根据IEEE 802.11的信令结构在时域中的简化图示；

图4示出用于说明根据图3的各个比特的含义的简化表；

图5示出根据第一实施例的本发明前导信号和信令结构；以及

图6示出根据第二实施例的本发明前导信号和信令结构。

以下借助根据IEEE 802.11标准的WLAN传输系统(无线局域网)作为OFDM传输系统来描述本发明，其中然而原则上也可设想替代的OFDM传输系统。根据在此被明确引用的这种IEEE 802.11标准，在OFDM传输系统(正交频分复用)中使用OFDM符号。这种复用方法特别适合于被强烈干扰的数字无线电广播信号的地面传输，因为这种复用方法对回波不敏感。

因此，首先准备根据图1来描述在物理层PHY(Physical Layer)上以及在传输介质访问控制MAC(Medium Access Control)中数据分组的大略概况，如从IEEE 802.11中可以获知的那样。对于详细的描述请参阅该标准。

根据图1，MAC表示传输介质访问控制(Medium Access Control)并且PHY表示物理层(Physical Layer)。物理层被进一步细分为收敛过程PLCP(物理层收敛过程)以及所谓的PMD(物理介质依赖)。用MPDU表示MAC协议数据单元(MAC Protocol Data Unit)，PSDU是相应的PLCP业务数据单元(PLCP Service Data Unit)。为了基本上实现功率匹配或“自动增益控制”AGC、同步和信道估计，数据序列具有所谓的PLCP前导信号形式的训练符号，该前导信号在下面称为前导信号结构PS并且在图2中被简化示出。

在WLAN中，该前导信号结构PS由12个OFDM符号构成，在这12个OFDM符号之后跟随有具有信令段SI(1个OFDM符号)的信令字段或信令结构。根据WLAN标准的信令段SI在图3中被简化地示出，其中图3也示出所谓的“报头”的一部分。在该信令字段或信令段SI之后布置有真正的有用数据字段DA，在该有用数据字段中存放有可变数目的OFDM符号，并且该有用数据字段包含上面提及的PLCP业务数据单元PSDU。

为了传输数据，在MAC侧发出命令“PHY-TXSTART.request”，由此物理层PHY被置于传输状态中。物理层收敛过程PLCP接着发送多个命令给依赖于传输介质的层PMD，由此引起前导信号结构PS和信令段SI的传输。一旦前导信号结构PS的传输开始，就进行真正的数据的加扰和编码。被加扰并且编码的数目随后在传输介质访问控制MAC和物理层收敛过程PLCP之间通过多个数据交换命令“PHY_DATA.req”和“PHY_DATA.conf”被交换。当物理层PHY具有接收状态时，结束数据传输或数据分组的传输，其中每个命令“PHY_TXEND.request”由物理层通过命令“PHY_TXEND.confirm”来确认。

因此，数据分组在物理层PHY上基本上由三部分构成。首先是用于参数估计、即功率匹配AGC(自动增益控制)、频率和OFDM符号同步、以及信道估计的前导信号结构PS。在该前导信号结构PS之后是信令结构或信令段SI，利用该信令结构或信令段来实现物理层的所使用的工作模式的信令(码率、调制)以及确定数据分组的长度。最后，真正的有用数据位于随后的数据字段DA中，这些有用数据由可变数目的OFDM符号构成。其数据速率已经在信令字段SI中被表明。

图2示出根据图1的前导信号结构PS的详细图示，其中相同的附图标记表示相同的或相应的信号序列，并且以下省略重复的描述。

根据图2，前导信号结构PS由四个OFDM符号构成，其中两个OFDM符号被设置用于功率匹配AGC以及粗略同步并且两个OFDM符号被设置用于信道估计以及精细同步。

在此情况下用G来表示具有保护间隔序列的保护间隔，其中GG是双重保护间隔、即两倍持续时间的保护间隔。采样值s(n)表示同步序列，即用于在接收机中支持同步的信号序列。该同步序列由

$S{\left(k\right)}_{-26:26}=\sqrt{\frac{13}{6}}\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0},$

0，0，0，-1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0，0，1+j，0，0}的傅立叶逆变换得出。类似地，c(n)表示信道估计序列，即用于在接收机中支持信道估计的信号序列，该信号序列又由

C(k)_-26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

             1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}的傅立叶逆变换得出。

在此情况下，S(k)表示频域中的基本同步信号并且C(k)表示频域中的基本信道估计信号，如针对WLAN在IEEE 802.11标准中明确地所确定的那样。

图3示出用于说明根据图1的信令结构的简化图示，其中相同的附图标记又描述相同的数据字段或者信号序列，并且以下省略重复的描述。

相应的信令OFDM符号的采样序列又由图3中示出的比特序列的傅立叶逆变换得到。该比特序列因此包含具有4个比特R1至R4的用于确定数据速率的数据字段RATE(速率)、具有预留比特R的数据字段、具有比特R5至R16的用于确定数据长度的数据字段

(长度)、校验比特P、以及具有6个比特的用于直接在接收了尾比特之后对用于数据速率的字段RATE以及用于数据长度的字段

进行解码的信令尾部SIGNAL TAIL(信号尾部)。

各个比特R1至R23的含义在根据图4的表中被示出。在此，数据分组在使用在RATE字段中所指定的物理层的工作模式(PHY模式)的情况下被传输。

根据本发明，这种OFDM传输系统现在应被应用于在各个发射机和接收机中具有多个天线的MIMO-OFDM传输系统，其中就合适的前导信号和信令结构的定义而言可以区分以下三种情况。

根据第一情况，所有站、即MIMO(多输入多输出)站和SISO(单输入单输出)站都必须能够分析完整的所发送的数据分组、即信令字段和数据字段，以便获得关于网络和关于预留的时间区域的一般信息。这特别涉及帧“Beacon(信标)”、RTS(请求发送)、CTS(清除发送)、CTS-self和CF-end(无争用)。

在第二情况中，所有站都必须能够至少分析信令字段SI。

在第三情况中，只有被寻址的接收机必须能够分析信令字段和数据字段。

迄今的用于实现MIMO-OFDM传输系统的考虑仅仅针对情况2。在该第二情况中，虽然可以基于“RATE”和“

”字段准确地预言数据分组的结束。然而即使在缺少对这些参数的认识的情况下也通过在传输系统中总归被使用的具有冲突避免的载波接入方法(CSMA/CA，具有冲突避免的载波侦听多路访问)来避免冲突。即使当奇偶校验提供错误的结果时，其中显示有效的信令字段的存在，虽然该信令字段实际并不存在，并且由此开始分析并不以已知形式存在的数据部分，但在IEEE 802.11中所描述的PLCP接收方法避免对相应的设备之间的正有效的数据传输的所有负面影响。

因此在随后的对情况1至3的考虑中假定，在发射机中对每个子载波k所应用的MIMO信号处理可以通过线性运算来描述，使得在OFDM或OFDM处理之后在接收机中存在信号 ${\left[R_k\right]}_{M_{R}x1}={\left[H_k\right]}_{M_{R}x{M}_T}\·{\left[P_k\right]}_{M_{T}x{D}_k}\·{\left[I_k\right]}_{D_{k}x1}={\left[G_k\right]}_{M_{R}x{D}_k}\·{\left[I_k\right]}_{D_{k}x1}.$ 在此，R_k表示接收向量，H_k表示信道矩阵，P_k表示MIMO“预处理”矩阵并且I_k表示数据向量。所有噪声影响或者其它干扰量在此都被忽略。在方括号旁的下标表示矩阵维数，其中方括号被插入仅仅为了实现在矩阵索引和矩阵维数索引之间的明显分离。

在下面描述各种情况以及所属的前导信号和信令结构之前，首先定义所使用的缩写：

G：保护间隔

GG：两倍持续时间的保护间隔(＝双重保护间隔)

DFT：离散傅立叶变换

DFT^-1：离散傅立叶逆变换

OFDM：正交频分复用

M_T：发射天线的数目

n：时间索引(＝采样值)

x：又一个时间索引(＝OFDM符号索引)

m：天线索引

d：空间数据流的索引

k：子载波索引(＝频率索引；前提：基于OFDM的传输系统)

V′：OFDM符号的数目，该数目是传输部分信令信息所需的

V：OFDM符号的数目，该数目是传输总信令信息所需的

L：OFDM符号的数目，有用数据用这些OFDM符号被传输

N：每个OFDM符号的采样值的数目(依赖于D/A或A/D转换器速率)

D_k：在第k个子载波上所传输的空间数据流的数目

D：在所有子载波上的空间数据流的最大数目， $D=\underset{\∀k}{\max }{D}_k$

_k，m：(基本同步信号的)伪随机的(但是接收机已知的)依赖于频率(索引k)和天线(索引m)的相位旋转

_k，m，d：(基本同步信号的)伪随机的(但是接收机已知的)依赖于频率(索引k)、天线(索引m)和空间(索引d)的相位旋转

维数为M_T×D_k的矩阵，该矩阵被用于第k个子载波上的有用数据的空间预失真(Vorverzerrung)

P_k，d：矩阵[P_k]_MT×Dk的第d个列向量

P_k，m，d：矩阵[P_k]的第m行第d列元素

s_m(n)：通过天线m所传输的同步序列(＝用于在接收机中支持同步的信号序列)。

S(k)：频域中的基本同步信号

S_m(k)：通过天线m所传输的频域中的同步信号

c_m，x(n)：通过天线m所传输的第x个信道估计序列(＝用于在接收机中支持信道估计的信号序列)

C(k)：频域中的基本信道估计信号

C_m，x(k)：通过天线m所传输的频域中的第x个信道估计信号

a_m，x(n)：通过天线m所传输的第x个信号序列(＝具有关于所使用的传输模式的信令信息的数据序列)

A_m，x(k)：通过天线m所传输的频域中的第x个信令序列

I_x ^sig(k)：在第x个OFDM信令符号的第k个子载波上所传输的信令信息(包含例如关于每个单个空间数据流的编码和调制、数据分组的长度、...的信息)。

d_m，x(n)：通过天线m所传输的第x个数据序列

I_d，x(k)：在第x个OFDM有用数据符号的第k个子载波的第d个空间数据流上所传输的信息。

D_m，x(k)：通过天线m所传输的频域中的第x个数据信号

说明：这里被称为“序列”的是OFDM符号的采样值，即n＝1，...，N

情况1：

原则上适用的是，包含关于所预留的资源或者网元的重要信息的那些数据分组不仅必须可以由所有不同类型的站(即MIMO或SISO站)分析，而且也必须可以在最大的通信有效距离内被分析，因此这里应用空间复用意义不大。相反，仅以尽可能小的数据速率传输数据流。如果例如存在MIMO发射机，即发射机具有多个天线，则接收机中的检测安全性可以通过应用发射分集方法来提高。在此，以下限制适用，即所使用的方法由于兼容性原因必须对于所有站来说都是透明的。

满足该特性的发射分集方法例如通过

形式的预处理向量来表征。更确切地说，在每个天线m上每个子载波k都被施加伪随机的相位旋转

_k，m。在不限制一般性的情况下，可以设置

_k，1＝0，使得不变地包含作为特殊情况的SISO单天线情况。一般可以要求，相位值的相关性尽可能小，而无需首先详细规定相位序列。这对应于关系：

这种所提出的预处理的特殊的实现形式是具有

的所谓的CDD方法(循环延迟分集)。由实施角度来看，该CDD方法是有利的，因为与一般的方法不同，在发射机中每个OFDM符号只需要一次傅立叶逆变换。

根据该第一情况，因此使用配备有多个天线的MIMO站，这些MIMO站发送数据分组，这些数据分组被所有站、即MIMO站和SISO站理解。在此情况下，在每个子载波和每个天线上应用伪随机相位旋转形式的发射分集方法，其中特别是使用CDD方法。在此情况下，所使用的相位向量Pk对于包括前导信号符号S(k)和C(k)在内的所有OFDM符号来说是相同的。此外，使用与图1中例如根据IEEE 802.11的PLCP发射过程相同的“PLCP发射过程”。当没有SISO设备是活动的、即不存在兼容性要求时，这种处理方式也仍然有意义。

还要说明的是，只有当在接收机中结合信道估计仅仅进行时间方向的滤波、即进行两个c(n)序列的平均并且不进行频率方向的滤波时，所描述的方法对于SISO设备来说才是真正透明的。

图5示出根据第一实施例的、具有本发明前导信号和信令结构的数据分组的简化图示。

根据图5，针对各个天线1、2、...、M_T示出了频域中的所属的数据分组，其中只要应根据WLAN来实现MIMO-OFDM传输系统，各个天线的数据分组就基本上对应于根据图1至4的数据分组。

图5中示出的用于各个天线的前导信号结构因此在时域中并且离散地被示出。

情况3：

当根据情况3只有被寻址的MIMO接收机必须能够实际分析所发送的数据分组时，则在前导信号结构PS以及所使用的信令结构SI的设计方面的自由度是最大的。用于信道估计的信道估计序列对c(n)的数目D在此情况下对应于每个子载波k应该传输的数据流的最大数目，即D＝max{D_k}。每个子载波上的数据在使用矩阵

的情况下来传输。在预处理方面，根据本发明，以下处理被视为是特别有效率的：

对于同步序列s(n)来说可以应用两种不同的变型方案：

根据变型方案a)，用于各个天线的同步序列满足关系

s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中

n＝1，...，N，使得尽可能不相关的信号通过各个天线被传输。当在发射机中不存在关于相应信道的详细的先验信息时，尤其可以应用该变型方案a。

根据变型方案b)，用于各个天线的同步序列满足等式

s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中

n＝1，...，N，其中当在发射机中存在关于相应信道的详细的先验信息时，尤其应用该变型方案b)。

为了使该方法适配于例如WLAN传输系统，为基本同步信号使用

${S\left(k\right)}_{-26.26}=\sqrt{\frac{13}{6}}\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0},$

$\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\},$

如在标准IEEE 802.11中所规定的那样。

根据图5，可以在这些同步序列s_m(n)前面分别设置OFDM典型的保护间隔G，其中同步序列s_m(n)被周期性地重复至少一次。替代地，也可以前置符号反转的保护间隔。

然而，替代地或者附加地，也可以将信道估计序列c(n)用于实现SISO兼容的MIMO传输系统。

因此，用于各个天线1至M_T的信道估计序列可以对应于OFDM符号c_m，x(n)的接连排列c_m(n)＝g_m，1(n)c_m，1(n)g_m，2(n)c_m，2(n)…g_m，D(n)c_m，D(n)存在于根据图5的前导信号结构PS的相应信道估计段KA中并且满足以下等式

c_m，x(n)＝DFT^-1{C_m，x(k)}且C_m，x(k)＝p_k，m，x·C(k)，n＝1，...，N。

在此情况下假设，接收机可以直接从接收信号中导出用于信道估计的信道估计序列对的数目D(例如通过以间隔4由64个采样值在相同长度的时间窗上确定自相关函数(AKF))，使得该参数的信令不一定是必需的。

为了匹配于开头所描述的WLAN传输系统，又可以使用在IEEE802.11中所规定的基本信道估计信号

C(k)-_26:26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

             1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}。

如果D_k＜D...，则在区域D_k＜x≤D中不存在P_k，m，x，并且P_k，m，x应相应地被设置为零。

信道估计序列c_m(n)也又可以被周期性地重复至少一次。例如用于各个天线的信道估计序列c_m(n)由OFDM符号c_m，x(n)根据

的接连排列形成，其中j是OFDM符号c_m，x(n)的重复次数。

虽然根据图5对于信道估计序列来说保护间隔GG由双重的OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-2N_G)  n＝1，...，2N_G构成，其中N_G是保护间隔的采样值的数目，保护间隔也可以由简单的OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G构成。

在此，此外附上关于功率标准化的说明。

通常，发射功率在所有OFDM有用符号(即包含有用信息的那些符号)上是恒定的，即

$P_{S,\mathrm{data},x}=E\left\{\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|d_{m,x}\left(n\right)\right|}^2\right\}\∝E\left\{\underset{\∀k}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}\underset{d=1}{\overset{D_k}{\mathrm{\Σ}}}{|p_{k,m,d}\·I_{d,k}\left(k\right)|}^2\right\}$

对于所有x＝1，...，L

其中E{}表示期望值。

信道估计序列的发射功率为：

$P_{S,\mathrm{est},x}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_{m,x}\left(n\right)\right|}^2\∝\underset{\∀k}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2\·{\left|C\left(k\right)\right|}^2$ x＝1，...，D

在此情况下得到以下论断：

一般而言这两项有所区别，因为上面一项还包括所有空间数据流的和。该区别通常又通过基本信道估计信号C(k)的、对于接收机而言已知的权重w来补偿，即例如|C(k)|²＝w·E{|I_d，x(k)|²}。

在此情况下可能产生以下问题：

如果

对于所有x＝1，...，D，则信道估计序列的功率根据上述项而波动。在此不利的是，可用的功率不是最佳地被用于信道估计。该问题可以通过以下方式来解决，即执行[P_k]的列向量的置换，使得在考虑关系p_k，m，x＝0(对于x＞D_k)的情况下，关于所有的x＝1、...、D的功率值 $P_x=\underset{\∀k}{\mathrm{\Σ}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2$ 的波动宽度或方差被最小化。

例子：

对于所有子载波k，首先按照大小对[P_k]的所有列或者其列向量进行排序，使得对于z＞x适用 $\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2\≥\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\Σ}}}{\left|p_{k,m,z}\right|}^2.$ 随后根据规则 $P_{k,x}\→P_{k,(x+k)\mathrm{mod}{D}_k}$ 对这些列向量进行随机置换。

替代地或者附加地，也可以为各个天线确定信令段SI的信令序列，以便实现合适的MIMO传输系统。

根据图5，信令段SI包含关于数据序列的物理处理的信息、即例如每个子载波k的数据流的数目以及其编码和调制、数据分组的长度等等。该信息的规模根据物理处理的类型而变化，使得在一般情况下可以由此出发，即对于其传输来说需要多于一个的OFDM符号(在图5中通过参数V来描述)。

为了避免重复测定(

erbestimmung)或“Overhead”，信令字段SI的长度应该自适应地匹配于信息的规模，这例如可以在第一OFDM符号中表明。

为了能够在接收机中重新正确地提取信息，这些信息必须以预先定义的方式被编码，其中编码的类型由于该信息的敏感性而应尽可能稳健、即不容易出错。这暗示着，传输应尽可能以分集模式而不是以复用模式进行。为了使信道估计证明其有效性，在所有并行的空间数据流上传输相同的信息。因此，由OFDM符号a_m，x(n)以及OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G根据a_m(n)＝g_m，1(n)a_m，1(n)g_m，2(n)a_m，2(n)…g_m，v(n)a_m，v(n)(其中a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且 $A_{m,x}\left(k\right)=I_x^{\mathrm{sig}}\left(k\right)\underset{d=1}{\overset{D_k}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k,m,d},$ n＝1，...，N)的接连排列得到信令序列a_m(n)。

于是等式

d_m，x(n)＝DFT^-1{D_m，x(k)}，其中 $D_{m,x}\left(k\right)=\underset{d=1}{\overset{D_k}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{k,m,d}\·I_{d,x}\left(k\right)$ 适用于数据字段DA中的数据序列，其中在此情况下I_d，x(k)代表数据符号或信息，该数据符号或信息在第x个OFDM有用数据符号的第k个子载波的第d个空间数据流上、即在空间、时间和频谱资源元素上被传输。

虽然根据图5信令结构SI在时域中被布置在有用数据结构DA和前导信号结构PS的信道估计段KA之间，但是信令结构也可以替代地被构造。

情况2：

针对SISO站也必须能够分析信令字段或信令结构SI的情况2，提出图6中示出的根据第二实施例的前导信号和信令结构。在此情况下，相同的附图标记表示相同的或相应的数据序列，因此以下省略重复的描述。

根据图6，提出一种替代的前导信号或信令结构，其中具有信道估计序列c_m(n)的信道估计段KA被划分为具有部分信道估计序列c_m ¹(n)和c_m ²(n)的第一部分信道估计段KA1和第二部分信道估计段KAD，并且信令段SI被划分为具有部分信令序列a_m ¹(n)和a_m ²(n)的第一部分信令段SI1和第二部分信令段SIV，并且第一部分信道估计段KA1、第一部分信令段SI1、第二部分信道估计段KAD和第二部分信令段SIV按时间顺序被重新组合。在该信令段中，第一部分信令序列根据

$a_m^1\left(n\right)=g_{m,1}\left(n\right)a_{m,1}\left(n\right)g_{m,2}\left(n\right)a_{m,2}\left(n\right)\·\·\·g_{m,V^{\′}}\left(n\right)a_{m,V^{\′}}\left(n\right)$

并且第二部分信令序列根据

$a_m^2\left(n\right)=g_{m,V^{\′}+1}\left(n\right)a_{m,V^{\′}+1}\left(n\right)g_{m,V^{\′}+2}\left(n\right)a_{m,V^{\′}+2}\left(n\right)\·\·\·g_{m,V}\left(n\right)a_{m,V}\left(n\right),$ 其中

a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且

以及根据OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G)   n＝1，...，N_G来形成。

所使用的信道估计序列对应于上面所描述的信道估计序列，其中例如针对x＝1确定第一部分信道估计段KA1并且针对x＝2至D确定第二部分信道估计段KAD。与根据图5的实施例不同，在该第二实施例中，信令的一部分向前移并且例如对应于已经存在的SISO传输系统的信令字段。以这种方式，又得到与SISO传输系统(802.11a系统)的向下或向后兼容性。

也可以选择性地将完整的信令向前移。在这种情况下，参数D可以作为信令信息的一部分明确地一起被传输，使得随后的信道估计序列的数目是先验已知的。

上面借助根据IEEE 802.11标准的OFDM传输系统描述了本发明。然而本发明并不局限于此，并且同样地还包括替代的MIMO-OFDM传输系统。

Claims (19)

1.用于在具有多个天线(1，...，M_T)的MIMO-OFDM传输系统中为数据分组产生前导信号结构和信令结构的方法，其中用于每个天线(1，...，M_T)的前导信号结构(PS)都包含具有同步序列的同步段(SY)和具有信道估计序列的信道估计段(KA)，并且用于每个天线的信令结构都包含至少一个分别具有信令序列的信令段(SI)，其特征在于，

用于各个天线的同步序列s_m(n)根据关系

s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中n＝1，...，N

或者根据关系

s_m(n)＝DFT^-1{S_m(k)}，其中n＝1，...，N

来确定，其中S(k)是频域中的基本同步信号，m＝1，...，M_T是天线索引，M_T是发射天线的数目，n是采样索引，k是子载波索引，N是每个OFDM符号的采样值的数目，d是空间数据流的索引，D_k是在子载波k上所传输的空间数据流的数目，p_k，m，d是被用于第k个子载波上的有用数据的空间预失真的、矩阵P_k的第m行第d列元素，

是伪随机的依赖于频率和天线的相位旋转并且

是伪随机的依赖于频率、天线和空间的相位旋转。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，在所述同步序列s_m(n)之前设置OFDM典型的保护间隔(G)。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于，在所述同步序列s_m(n)之前设置符号反转的保护间隔。

4.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，所述同步序列s_m(n)被周期性地重复至少一次。

5.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，相位值的相关性根据以下关系尽可能地小：

其中E{...}是期望值。

6.根据权利要求1至3的方法，其特征在于，所述伪随机的依赖于频率和天线的相位旋转满足等式：

7.根据权利要求1至3之一的方法，其特征在于，按照IEEE802.11的所述基本同步信号的表达满足等式：

${S\left(k\right)}_{-26:26}=\sqrt{\frac{13}{6}}\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0},$

$\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\}.$

8.用于在具有多个天线(1，...，M_T)的MIMO-OFDM传输系统中为数据分组产生前导信号结构和信令结构的方法，其中用于每个天线(1，...，M_T)的前导信号结构(PS)都包含具有同步序列的同步段(SY)和具有信道估计序列的信道估计段(KA)，并且用于每个天线的信令结构都包含至少一个分别具有信令序列的信令段(SI)，其特征在于，

用于各个天线的信道估计序列c_m(n)由OFDM符号c_m，x(n)根据下式接连排列得到：

c_m(n)＝g_m，1(n)c_m，1(n)g_m，2(n)c_m，2(n)…g_m，D(n)c_m，D(n)，

其中c_m，x(n)＝DFT^-1{C_m，x(k)}且 $C_{m,x}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}{p}_{k,m,x}\&CenterDot;C\left(k\right)& x\&le;D_k\\ 0& D_k<x\&le;D\end{array}\right.,$ n＝1，...，N，其中C(k)是频域中的基本信道估计信号，m＝1，...，M_T是天线索引，M_T是发射天线的数目，x＝1，...，D是空间数据流的索引，n是采样索引，D是所有子载波 $D=\underset{\&ForAll;k}{\max }{D}_k$ 上的空间数据流的最大数目，g_m，x(n)是保护间隔(G)的保护间隔序列，k是子载波索引，N是每个OFDM符号的采样值的数目，以及p_k，m，x是被用于第k个子载波上的有用数据的空间预失真的、矩阵P_k的第m行第x列元素。

9.根据权利要求8的方法，其特征在于，所述信道估计序列c_m(n)被周期性地重复至少一次。

10.根据权利要求8的方法，其特征在于，用于各个天线的信道估计序列c_m(n)由OFDM符号c_m，x(n)根据

接连排列形成，其中j是OFDM符号c_m，x(n)的重复次数。

11.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，保护间隔(G)或者双重的保护间隔(GG)由简单的OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G

或者由双重的OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝c_m，x(n+N-2N_G)     n＝1，...，2N_G

形成，其中N_G是保护间隔的采样值的数目。

12.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，按照IEEE802.11的所述基本信道估计信号的表达满足等式：

C(k)_-26：26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}

13.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，所述信令段(SI)在时域中被布置在有用数据结构(DA)和信道估计段(KA)之间，其中所述信令段(SI)包含用于各个天线的信令序列a_m(n)，该信令序列由OFDM符号a_m，x(n)以及OFDM典型的保护间隔序列g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G) n＝1，...，N_G根据下式接连排列形成：

a_m(n)＝g_m，1(n)a_m，1(n)g_m，2(n)a_m，2(n)…g_m，V(n)a_m，V(n)

其中a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且 $A_{m,x}\left(k\right)=I_x^{\mathrm{sig}}\left(k\right)\&CenterDot;\underset{d=1}{\overset{D_k}{\mathrm{\&Sigma;}}}{p}_{k,m,d},$ n＝1，...，N，其中A_m，x(n)是通过第m个天线所传输的频域中的第x个信令信号，并且I_x ^sig(k)是在第x个OFDM信令符号的第k个子载波上所传输的信令信息。

14.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，具有信道估计序列c_m(n)的信道估计段(KA)被划分为具有部分信道估计序列c_m ¹(n)以及c_m ²(n)的第一部分信道估计段(KA1)和第二部分信道估计段(KAD)，并且信令段(SI)被划分为具有部分信令序列a_m ¹(n)以及a_m ²(n)的第一部分信令段(SI1)和第二部分信令段(SIV)，并且第一部分信道估计段(KA1)、第一部分信令段(SI1)、第二部分信道估计段(KAD)和第二部分信令段(SIV)按时间顺序被重新组合，其中所述第一和第二部分信道估计序列根据

$c_m^1\left(n\right)=g_{m,1}\left(n\right)c_{m,1}\left(n\right)$

$c_m^2\left(n\right)=g_{m,2}\left(n\right)c_{m,2}\left(n\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;g_{m,D}\left(n\right)c_{m,D}\left(n\right)$

或者根据

在使用简单的或双重的OFDM典型的保护间隔的情况下形成，并且其中所述第一部分信令序列根据

$a_m^1\left(n\right)=g_{m,1}\left(n\right)a_{m,1}\left(n\right)g_{m,2}\left(n\right)a_{m,2}\left(n\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;g_{m,V^{\&prime;}}\left(n\right)a_{m,V^{\&prime;}}\left(n\right)$

并且所述第二部分信令序列根据

$a_m^2\left(n\right)=g_{g,V^{\&prime;}+1}\left(n\right)a_{m,V^{\&prime;}+1}\left(n\right)g_{m,V^{\&prime;}+2}\left(n\right)a_{m,V^{\&prime;}+2}\left(n\right)\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;g_{m,V}\left(n\right)a_{m,V}\left(n\right),$ 其中

a_m，x(n)＝DFT^-1{A_m，x(k)}并且

n＝1，...，N，

以及根据OFDM典型的保护间隔序列

g_m，x(n)＝a_m，x(n+N-N_G)  n＝1，...，N_G

来形成，其中j是OFDM符号c_m，x(n)的重复次数，A_m，x(k)是通过第m个天线所传输的频域中的第x个信令信号，并且I_x ^sig(k)是在第x个OFDM信令符号的第k个子载波上所传输的信令信息，并且其中V′表示传输部分信令信息所需要的OFDM符号的数目，并且V表示传输总信令信息所需要的OFDM符号的数目。

15.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，具有根据权利要求1-7之一的同步序列s_m(n)的同步段(SY)被前置用于形成共同的前导信号和信令结构(PS)。

16.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，矩阵Pk的列向量P_k，x，x＝1，...，D_k这样被排序，使得功率值

$P_x=\underset{\&ForAll;k}{\mathrm{\&Sigma;}}\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2$ x＝1，...，D

的方差在考虑以下关系的情况下尽可能地小：

p_k，m，x＝0，对于x＞D_k。

17.根据权利要求8至10之一的方法，其特征在于，针对每个子载波k，空间预失真矩阵P_k的x＝1，...，D_k的列向量P_k，x在第一步骤中按照大小这样被排序，使得满足

$\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|p_{k,m,x}\right|}^2\&GreaterEqual;\underset{m=1}{\overset{M_T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|p_{k,m,z}\right|}^2$ 对于z＞x

并且在第二步骤中被随机置换。

18.根据权利要求17的方法，其特征在于，列向量的置换根据规则 $P_{k,x}\&RightArrow;P_{k,(x+k)\mathrm{mod}{D}_k}$ 来执行。

19.根据权利要求1至3以及8至10之一的方法，其特征在于，所述OFDM传输系统根据IEEE 802.11标准来设计。

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