CN101023608A - 从ofdm－cdma接收器输出的信号与干扰噪声比的估计 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种估计OFDM－CDMA型传送的RSIB比值的方法，该OFDM－CDMA型传送使用扩展代码(ck)，其中，独立于这些代码值来估计该比值。

Description

从OFDM-CDMA接收器输出的信号与干扰噪声比的估计

技术领域

本发明涉及信号处理领域。

具体地，其目的在于提供一种对具有CDMA型的多路存取的多载波系统中下行链路的信号与干扰噪声比(RSIB)的估计方法。

本发明用于无线电通信，即，使用与OFDM传送相结合的CDMA多路存取技术构成的通信系统：

-MC-CDMA

-MC-DS-CDMA

-二维时间/频率扩展

本发明考虑到同步误差的影响，其中，假设扩频码是正交的。这涉及发送器载波频率与接收器载波频率之间的偏差以及发送器采样时钟与接收器采样时钟之间的偏差。

例如，RSIB(对应英文缩写SINR)用于估计接收器处的二进制误码率，该误码率表示通信的质量。其也可以被功率控制算法所使用。

背景技术

图1示出了传统的数字无线电通信传送的视图。首先，处理将发送的位，并通过数字发送器2格式化。

然后，通过数/模转换器(DAC)4，以频率FS1将数字采样流转换为模拟量。

然后，对生成的信号进行滤波、放大、以及转换成频率F_o1，然后，通过天线8发送。

然后，在接收之前，发送的信号通过传播通道10传送。

然后，对来自接收器的天线12的输出信号进行放大、滤波、以及将其转换到频率为F₀₂的基带中。

然后，通过模/数转换器(ADC)14以频率FS1采样模拟信号，然后，通过数字接收器16处理该信号，以输出接收的位。

下面假设考虑到在全局通道中的发送器和接收器的RF头的滤波器。

对于理想的同步，我们将具有F_s1＝F_s2以及F₀₁＝F₀₂。

在实际系统中，存在发送器载波频率与接收器载波频率之间的偏差ΔF＝F₀₁-F₀₂，以及发送器采样时钟与接收器采样时钟之间的偏差ΔT＝1/F_si-1/F_s2。

下面，我们将提出一种将由专业术语OFDM-CDMA表示的使用时间/频率扩展的系统。该系统模仿下列普通情况：如果仅扩展频率，则结果将是传统的MC-CDMA系统，以及如果仅扩展时间，则结果将为MC-DS-CDMA系统。

我们还描述在模拟基带中通道上的ΔF和ΔT偏差的影响。

图2示出了对于从基站到移动终端的下行链路的OFDM-CDMA数字发送器20的普通模块。

首先，通过扩展模块22处理不同的用户数据，然后通过《芯片》分配模块24来处理扩展信号，将扩展信号放到时间/频率网格上，然后模块25执行串行-并行转换。

然后，使用大小为N的逆向快速傅立叶变换(IFFT)模块28将生成的信号发送到OFDM调制器26。然后，将数据进行串行-并行转换(模块29)。

在由W.Zhendao和G.B.Giannakis所写的文献WirelessMulticarrier Communications-Where Fourier meets Shannon，IEEESignal Processing Magazine，Vol.17，Issue：3，May 2000中给出了典型OFDM技术的描述。

图3示出了发送器的扩展模块22的详细视图。

首先，将幅值

分配到用户k的每个符号d_k(n)。然后，与因子L成比例的增大，最后，通过C_k(z)实现了数字滤波，C_k(z)的系数等于用户k的芯片扩展次序。然后，使扩展的信号相加。

然后，芯片分配模块24分配来自时间/频率网格上的扩展模块22的采样。假设扩展因子L＝S_F×S_T，其中，S_F为频域中的扩展因数以及S_T为时域中的扩展因数。

如果S_T＝1，则该系统的特性与传统MC-CDMA系统的特性相同。然后，如图4所示，通过一个OFDM符号中的代码来发送D＝N/S_F数据符号。

如果S_F＝1，则该系统的特性与传统MC-DS-CDMA系统的特性相同。然后，如图5所示，通过S_T OFDM符号中的代码来发送1数据符号。

如果S_F和S_T是任意数字，则其为时间/频率扩展。然后，如图6所示，通过S_T OFDM符号中的代码来发送D＝N/S_F数据符号。

在芯片配置模块24的输出端处，存在与FFT的大小相对应的大小为N的向量：

$x_i\left[q{S}_F+p\right]=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{P_k}{d}_k\left[q\right]c_k[{\mathrm{pS}}_T+i]$

i＝0，...，S_T-1；q＝0，...，D-1，p＝0，...，S_F-1

使用IFFT在时域中变换之后，装置30(图2)可以添加循环嵌缀。其包含N_G≥W-1的采样，其中，W是全局通道脉冲响应的最大持续时间，上文中所述的由W.Zhendao等所著的文献中描述的。

图7中示出了传统数字OFDM-CDMA接收器的结构。

粗略同步模块36：

-检测符号OFDM的开始，

-对偏差ΔF和ΔT进行初步估计。该估计是≤粗略≥的，其中，估计的方差很高。这将使其进入接收器的操作范围，但将需要≤细致≥的校正，以达到需要的性能。因此，在2个步骤中实现了同步。

在≤粗略≥同步之后，循环嵌缀被除去(模块或装置38)并且信号以N采样的向量为条件：M_i(m)，m＝0，...，N-1。下标i表示接收OFDM符号的数量。

进行快速傅立叶变换(FFT)的模块或装置40用于在发射(图2)期间实现逆运算(或逆变换)。

接下来是用于估计每个通道和对应的接收功率的装置42，均衡装置44、和关联装置46。

装置48用于计算RSIB(信号与干扰噪声比)的估计(值)。

通过计算代码的近似值，以已知的方式估计该比值，假设该代码为等于+1和-1的任意值。

因此，系统地低估了RSIB比值。

通过这种估计，也损失了代码的正交信息。

因此，出现了发现更可靠的估计RSIB比值的方法的问题。

发明内容

首先，本发明涉及一种估计使用扩展代码(CK)的OFDM-CDMA型传送的RSIB比值的方法，其中，独立于这些代码的值来估计该比值。

该方法可消除代码的必要近似值的影响，其存在于现有技术中。

具体地，本发明可用于估计RSIB：

-对于使用在时域和频域中的2维扩展的OFDM-CDMA系统，

-或者对于使用具有实时变化通道的2维扩展的OFDM-CDMA系统，

如果代码是正交的，则可以考虑代码的正交性来估计RSIB比值。

如上所述，扩展代码可以是二维或者一维的，例如，MC-DS-CDMA型。

可使用下列公式来计算RSIB比值：

E|I₀|²＝P₀|tr(G(q)A(q，q))|²

$E{\left|I_1\right|}^2=P_0\underset{\underset{n\≠q}{n=0}}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2$

$E{\left|I_2\right|}^2=\mathrm{\α}\stackrel{\‾}{p}\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)A{(n,q)}^{H}G{\left(q\right)}^H\right)-{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2)$

E|I₃|²＝σ²tr(G(q)G(q)^H)

其中，

-I₀是在均衡和关联之后用户的有效信号的幅值，

-I₁表示由在其他次级波段(sub-band)中被考虑的用户的数据产生的干扰，

-I₂是由其他扩展代码生成的多路存取噪声，

-I₃是通过均衡器和被考虑的用户的序列过滤的高斯噪声，

-α是系统负荷并且

是平均接收功率，

-p₀是扩展信号的功率，通过其扩展代码来计算RSIB，

-A和G分别是衰减通道矩阵和均衡矩阵，

-D是ST OFDM符号的每个代码的数据符号数。

本发明还涉及一种根据OFDM-CDMA型的传送所发送的信号的接收方法，其中，进行扩展代码的独立均衡，然后进行如上所述的传送的RSIB比值的估计方法。

其还涉及一种根据OFDM-CDMA型的传送所发送的信号的接收方法，其中，进行MRC或EGC或ZF或者MMSEC型的均衡，然后进行如上所述的传送的RSIB比值的估计方法。

其还涉及一种发送信号的方法，其中：

-通过发送装置将信号向无线电话装置发送，

-所述装置中的至少一个计算或估计如上所述的传送的RSIB比值，

-该比值被重新发送到发送装置。

本发明还涉及一种无线电话装置，其包括使用扩展代码(C_k)的OFDM-CDMA型传送的RSIB比值的计算装置，其中，独立于这些代码值来估计该比值。

如果扩展代码是正交的，则可以考虑这些代码的正交性来估计RSIB比值。

在这种装置中，可使用上述公式来估计RSIB比值。

附图说明

图1示出了根据现有技术的数字无线电通信传送的示意图。

图2示出了根据现有技术的MC-CDMA发送器的示意图。

图3示出了扩展装置的示意图。

图4至图6示出了分别对于MC-CDMA扩展、MC-DS-CDMA扩展、和时间频率扩展的示意图。

图7示出了对于OFDM-CDMA接收器的示意图。

图8示出了由移动电话装置接收的信号的频谱。

图9和图10示出了移动电话装置上的信息传播系统的结构，以及移动电话装置中组件的示意图。

具体实施方式

我们将描述根据本发明的估计RSIB比值的方法。

第一步骤是进行来自FFT的输出可见的通道的模块化，然后进行在关联装置(图7中的模块46)的输出端处接收的信号的模块化。

然后，我们将说明根据本发明的估计RSIB的方法。

在本说明书的其余部分中将使用下列元素：

-gi(k)：对于第i个OFDM符号的第k个副载波的均衡器的系数，

-p0：用于计算RSIB比值的扩展代码的扩展信号的功率，，

扩展代码的平均功率，

-ΔF＝F₀₁-F₀₂：发送器和接收器之间的载波频率的偏差，

-ΔT：发送器和接收器之间的采样时钟的偏差，

-σ²：附加高斯噪声的方差，

-L：扩展代码的长度，

-K：发送的扩展代码的数量，

-N：FFT的大小。

还指出系统载荷表示为α＝K/L以及平均接收功率表示为 $\stackrel{\‾}{p}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k.$

在估计RSIB之前通常已知这些值中的大部分。

可通过信号法得知一些参数，其他参数可使用通道估计机构获得，该通道估计机构例如在文献《Channel Tracking in WirelessOFDM System》，H.Schmidt et al.，SCI 2001，Orlando，Florida，22-25July 2001中所描述的。

首先，如上所述，参照图2至图7发送信号，优选地，本发明应用于一维扩展系统(具有如图5所示的扩展示意图的MC-DS-CDMA或者具有如图4所示的示意视图的MC-CDMA)，或者时间频率扩展系统(因此具有图6所示的扩展示意图，其中S_F和S_T均≠1)。

使通道模块化：

如H.Steendam和M.Moeneclaey所著的文献“The Effect ofSynchronization Errors on MC-CDMA Performance”，Proceedings ofICC’99，Vancouver，Canada中所述，H_nL+s(_ti，m)表示当采样时刻t_i，m＝i(N+N_G)(T_S+ΔT)+m(T_S+ΔT)(m＝0，...，N-1和T_s＝1/F_S2)，从FFT输出的副载波nL+s的衰减：

$H_{n{S}_F+s}\left(t_{i,m}\right)=\underset{u=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{i,m}}H(\frac{n{S}_F+s}{{\mathrm{NT}}_S}+\frac{u}{T_S},i)e^{j2\mathrm{\π}(\frac{{\mathrm{nS}}_F+s}{N}+u){\mathrm{\ϵ}}_{i,m}}---\left(1\right)$

n＝0，...，D-1，s＝0，...，S_F-1

该公式对于不完全同步有效。对于完全同步(或理想的同步)， $H(\frac{e({\mathrm{nS}}_F+s)}{{\mathrm{NT}}_S},i)$ 是第i个OFDM符号的副载波nS_F+s的通道衰减。因此，(根据i)假设通道可以从一个OFDM符号变为另一符号。

假设通道的频率响应集中在零频率附近：

$e\left(k\right)=\left\{\begin{array}{c}\mathrm{k\; if\; k}\≤N/2\\ k-\mathrm{N\; if\; k}\≥N/2\end{array}.\right.$

对粗略同步之后的剩余偏差进行如下考虑：

φ_i，m＝2πΔF(m+i(N+N_G))T_S

${\mathrm{\ϵ}}_{i,m}=(m+i(N+N_G))\frac{\mathrm{\ΔT}}{T_S}---\left(2\right)$

图8示出了在以频率FS2采样之后接收的信号的频谱。通常，在频谱的每一侧都消除了副载波，以消除折叠(repliement)问题。

因此，上述通道模块(1)可以简化为：

$H_{{\mathrm{nS}}_F+s}\left(t_{i,m}\right)=e^{{\mathrm{j\φ}}_{i,m}}H(\frac{e({\mathrm{nS}}_F+s)}{{\mathrm{NT}}_S},i)e^{j2\mathrm{\π}\frac{e({\mathrm{nS}}_F+s)}{N}{\mathrm{\ϵ}}_{i,m}}---\left(3\right)$

使(通过装置44)均衡和(通过装置46)关联之后的信号模 块化：

在这一部分中，我们将展示用于解码用户k＝0的符号的处理。然后，使获得的结果与其他用户相同。

还假设独立于扩展代码来计算均衡器的系数。

其可以是文献《Multicarrier CDMA techniques for futurewideband wireless networks≥，Maryline Hélard，Rodolphe Le Gouable，J.F Hélard，J.Y.Baudais，Ann.Telecom 56，n°5-6，pp.260-274.2001中所述的均衡器MRC、EGC、ZF、或者MMSEC。

在接收器中，在消除了保护间隔之后，然后FFT，然后使用系数g_i[qS_F+p]通过副载波和关联进行均衡，估计的符号为：

${\hat{d}}_0\left[q\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{p=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{S_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i[{\mathrm{qS}}_F+p]c_0^{*}[{\mathrm{pS}}_T+i]\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_i\left[m\right]e^{j\frac{2\mathrm{\πm}({\mathrm{qS}}_F+p)}{N}}$

$+\underset{p=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{S_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i[{\mathrm{qS}}_F+p]c_0^{*}[{\mathrm{pS}}_T+i]w_i[{\mathrm{qS}}_F+p]---\left(4\right)$

其中， $r_i\left[m\right]=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{D}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i[{\mathrm{nS}}_F+s]H_{{\mathrm{nS}}_F+s}\left(t_{i,m}\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{m({\mathrm{nS}}_F+s)}{N}}$ 是在时间t_i，m=i(N+N_G)(T_S+ΔT)+m(T_S+ΔT)(m＝0，...，N-1)采样的接收信号，以及w_i[p]是具有方差σ²的复合高斯噪声的实例。

我们将定义元素T_u(n，q)(s，p)：

$T_u(n,q)(s,p)=\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{{\mathrm{j\φ}}_{u,m}}H(\frac{e({\mathrm{nS}}_F+s)}{{\mathrm{NT}}_S},u)e^{j2\mathrm{\π}\frac{e({\mathrm{nS}}_F+s)}{N}{\mathrm{\ϵ}}_{u,m}}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{m((q-n)S_F+p-s)}{N}}---\left(5\right)$

对于理想的同步，除了当n＝q，这项为零。这个表达式考虑由函数H表示的通道衰减。

然后，可将接收的信号写为下列等式：

${\hat{d}}_0\left[q\right]=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{u=0}{\overset{S_T-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{s=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{P_k}{c}_0^{*}[{\mathrm{pS}}_T+u]g_u[{\mathrm{qS}}_F+p]T_u(n,q)(s,p)c_k[{\mathrm{sS}}_T+u]d_k\left[n\right]$

$+\underset{p=0}{\overset{S_F-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{S_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_i[{\mathrm{qS}}_F+p]c_0^{*}[{\mathrm{pS}}_T+i]w_i[{\mathrm{qS}}_F+p]---\left(6\right)$

然后，我们将尝试以矩阵和向量的形式写出该等式。

这将使我们可以应用来自随机矩阵理论的结果。

首先，我们将定义矩阵G(q)(大小为L×L的均衡矩阵)、Q(大小为(K-1)×(K-1)的除用户≤0≥的功率之外的功率矩阵)、U(大小为L×(K-1)的除用户≤0≥的代码之外的代码矩阵)、以及向量

[n]包含在第n个次级波段中干扰用户0的用户的(K-1)个符号：

$G\left(q\right)=\left[\begin{array}{ccccc}{G}_0\left(q\right)& & & & \\ & G_1\left(q\right)& & & \\ & & O& & \\ & & & O& \\ & & & & G_{S_F-1}\left(q\right)\end{array}\right]$

$G_p{\left(q\right)}_{\mathrm{iv}}=\left\{\begin{array}{c}{G}_p{\left(q\right)}_{\mathrm{ii}}=g_i({\mathrm{qS}}_F+p)\mathrm{for\; i}=0,...,S_T-1\\ G_p{\left(q\right)}_{\mathrm{iv}}=0\mathrm{for\; i}\≠v\end{array}\right.$

$Q=\left[\begin{array}{ccccc}{P}_1& & & & \\ & P_2& & & \\ & & O& & \\ & & & O& \\ & & & & P_{K-1}\end{array}\right]---\left(7\right)$

U＝(c₁.....c_k-1)

$\tilde{d}\left[n\right]={\left(d_1\right[n],...,d_{k-1}[n\left]\right)}^T$

(C_k是列向量)。

现在，我们将定义矩阵A(n，q)(大小为L×L)：

$A{(n,q)}_{{\mathrm{pS}}_T+u,{\mathrm{sS}}_T+v}=\left\{\begin{array}{c}{T}_u(n,q)(s,p)\mathrm{if\; u}=v\\ 0\mathrm{else}\end{array}\right.,$ for{p，s}＝0，...，S_F-1and{u，v}＝0，...S_T-1  (8)

该矩阵表示通道的衰减。

注意，Tu的表达式考虑到该表达式中的函数H表示的通道衰减(见等式(5))。

对于理想同步，除了当n＝q，该表达式(8)为零。

通过这些符号(notation)，等式(4)可以写为：

${\hat{d}}_0\left[q\right]=I_0{d}_0\left[q\right]+I_1+I_2+I_3$

$I_0=\sqrt{P_0}{c}_0^{H}G\left(q\right)A(q,q,)c_0$

$I_1=\sqrt{P_0}\underset{\underset{n\≠q}{n=0}}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_0^{H}G\left(q\right)A(n,q)c_0{d}_0\left[n\right]---\left(9\right)$

$I_2=\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_0^{H}G\left(q\right)A(n,q,)U\sqrt{Q}\tilde{d}\left[n\right]$

$I_3=c_0^{H}G\left(q\right)w\left[q\right]$

其中，

-I₀是在均衡和关联之后有效信号的幅值，

-I₁表示由在其他次级波段中的用户0的数据产生的干扰，

-I₂是由其他扩展代码生成的多路存取噪声，

-I₃是通过均衡器和用户0的序列过滤的高斯噪声

假设数据源为独立且分配相同(iid)的，并且数据源具有零平均值。此外，还假设由任一个用户在不同次级波段中发送的符号为iid。

通过这种假设，I₁、I₂、和I₃是独立的，并且在次级波段q中用户0的RSIB为：

${\mathrm{RSIB}}_0\left[q\right]=\frac{E{\left|I_0\right|}^2}{E{\left|I_1\right|}^2+E{\left|I_2\right|}^2+E{\left|I_3\right|}^2}---\left(10\right)$

然后，可以估计同时使用时域和频域中扩展的OFDM-CDMA系统的RSIB。

假设： $E{\left|d_0\right[n\left]d_0\right[n{]}^{*}|}^2=\left\{\begin{array}{c}1\sin =p\\ 0\sin \mathrm{on}\end{array}\right.$ 以及 $E{\left|\tilde{d}\left[n\right]\tilde{d}{\left[p\right]}^H\right|}^2=\left\{\begin{array}{c}{I}_K\sin =p\\ 0\sin \mathrm{on}\end{array}\right.$

(该假设在移动通讯系统中也有效)，并且其可以被示为：

$E{\left|I_0\right|}^2=P_0{\left|c_0^{H}G\left(q\right)A(q,q,)c_0\right|}^2$

$E{\left|I_1\right|}^2=P_0\underset{\underset{n\≠q}{n=0}}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c_0^{H}G\left(q\right)A(n,q,)c_0\right|}^2---\left(11\right)$

${\left|I_2\right|}^2=\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_0^{H}G\left(q\right)A(n,q,){\mathrm{UQU}}^{H}A{(n,q,)}^H{G\left(q\right)}^H{c}_0$

E|I₃|²＝σ²tr(G(q)G(q)^H)

因此，RSIB的计算包括将等式(11)的结果引入(10)中。

然而，应当注意到，计算根据使用的芯片的不同扩展代码的值。

其考虑代码的正交性。

不幸地，这在实际中非常不利，这是因为等式(11)的计算非常复杂(导致很长的计算时间)并且由于c0、c0H、和矩阵U的存在，每次扩展代码改变时计算不得不重新开始。

因此，可以期望独立于扩展代码的值，同时考虑代码正交特性来计算这些表达式。

这一结果通过使用源自随机矩阵理论的两个结果来获得。

第一步骤将应用最初在文献《Large System Performance ofLinear Multiuser Receivers in Multipath Fading Channels》，J.Evansand D.N.C Tse，IEEE Trans.on Information Theory，pages 2059-2078，September 2000中使用的特性。

如果A是大小为L×L一致有界确定矩阵，并且c_k＝(c_k(0)，...，c_k(L-1))，其中，c_k(i)是具有零平均值、单位方差、并具有8阶有限矩的随机复变数，而不管值k，特别是对于k＝0：

该特性被应用于估计EI₀|²和EI₁|²。

然后，我们应用M.Chaufray，W.Hachem和Ph.Loubaton发表于Trans.On Information Theory的题为“Asymptotical Analysis ofOptimum and Sub-Optimum CDMA Downlink MMSE Receivers”的文献中的附录IV中证实的辅助定理(Lemme)，如果C＝(COU)是具有Haar分配的随机矩阵，则：

该公式考虑所使用代码的正交性。

α＝K/L是系统载荷，以及

$\stackrel{\‾}{p}=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k$ 是平均接收的功率。

Haar分配的假设是纯技术方面的。然而，获得的结果是非常独立于该假设的。通过从Walsh-Hadamard矩阵中提取的矩阵U而获得的仿真结果与由理论预测的结果非常接近。

该辅助定理(Lemme)用于估计EI₂|²。

如果均衡器系数独立于扩展代码(例如，传统的MRC、EGC、ZF或MMSEC)，则获得下列表达式：

E|I₀|²＝P₀|tr(G(q)A(q，q))|²

$E{\left|I_1\right|}^2=P_0\underset{\underset{n\≠q}{n=0}}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2---\left(14\right)$

$E{\left|I_2\right|}^2=\mathrm{\α}\stackrel{\‾}{p}\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)A{(n,q)}^{H}G{\left(q\right)}^H\right)-{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2)$

E|I₃|²＝σ²tr(G(q)G(q)^H)

当不存在同步误差时该公式简化，这是因为如果n≠q则A(n，q)＝0。

然后，对包含在RSIB计算中的不同元素的计算包括计算矩阵的迹(trace)，这很容易实现。

该计算仅使用矩阵G和A，其中，在任何情况下接收器都已知：A是通道的估计，且G是对角均衡矩阵。

这种计算保持所使用代码的独立性，同时保持正交性。

因此，在根据本发明的用于估计RSIB的方法的一个实施例包括使用来自(8)的矩阵A(n，q)根据等式(11)或(14)来计算变量E|I0|²，E|I1|²，E|I2|²，E|I3|²。

根据本发明的估计方法可以容易地设置在诸如移动电话的接收装置中，如上所述，该接收装置可包括关于矩阵A和G的数据。

现在，将参照图9和图10描述使用本发明的移动装置和传送系统。

该系统包括移动电话传播网络60(RTM)，包含网络服务器和诸如无线电广播的传送基础部件；以及一组无线、移动、或便携的接收装置，例如，与网络结合的移动电话80、100等。

消息130、150被发送到移动电话80、100，移动电话80、100作为回复发送信息70、90(例如，关于通过他们中的每一个计算的RSIB比值的消息)。

每个移动通信装置均提供如图10所示的结构，并安装有微处理器和存储区。

该联合装置包括至少一个处理器122、一组RAM存储器124(用于数据存储)、以及ROM存储器126(例如用于程序指令的存储)。通过总线128连接这些不同的元件。

诸如键盘(通过图9中的参考标号81和101表示)的外部元件例如响应于在显示屏上显示的消息使用户可以输入数据。

其他外部元件(例如，声控装置或触摸屏)可用于输入数据。

也可以使用如上述实例的外部装置的组合来输入数据。

参考标号125表示输入管理装置127和输出管理装置129。

也可以认为每个装置都使用上述参照图7的功能。

关于操作系统的数据存储在每个移动装置的存储区域中。

在移动电话的情况下，可以加入SIM卡(GSM)或者USIM卡(UMTS)和读取这些卡的装置。

用于计算上述RSIB比值的程序数据被载入每个移动装置的存储区中。

诸如装置81、101的移动装置配置有存储装置，以存储关于矩阵A和G的数据，以及用于上述公式(14)中的各种参数。

可通过每个移动装置自身来计算RSIB，然后将其发送到基础发送站(或广播电台)60，该基础发送站将使用来自不同用户的RSIB信息以调整各种发送参数(例如，分配给特定用户的功率或者分配给每个用户的流)。

如前所述，根据本发明进行的估计比用现有技术进行的估计更可靠。

因此，其可以改善基础发送站操作参数的管理，这是由于基础发送站可具有更可靠的信息。

尽管进行了各种假设来获得上述公式(14)，但通常它们更有效，并且提供了比现有技术更好的RSIB比值估计。

Claims (9)

1.一种估计使用扩展代码(ck)的OFDM-CDMA型传送的RSIB比值的方法，其中，独立于这些代码的值来估计所述比值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述扩展代码为正交的，并且考虑代码的正交性来估计所述RSIB比值。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，所述扩展代码是二维的或者是一维的。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的方法，其中，使用下列公式来计算所述RSIB比值：

$E{\left|I_0\right|}^2=P_0{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(q,q)\right)\right|}^2$

$E{\left|I_1\right|}^2=P_0\underset{\underset{n\≠q}{n=0}}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2$

$E{\left|I_2\right|}^2=\mathrm{\α}\stackrel{-}{p}\underset{n=0}{\overset{D-1}{\mathrm{\Σ}}}(\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)A{(n,q)}^{H}G{\left(q\right)}^H\right)-{\left|\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)A(n,q)\right)\right|}^2)$

$E{\left|I_3\right|}^2={\mathrm{\σ}}^2\mathrm{tr}\left(G\left(q\right)G{\left(q\right)}^H\right)$

其中：

-I₀是在均衡和关联之后用户的有效信号的幅值，

-I₁表示由在其他次级波段中被考虑的用户的数据产生的干扰，

-I₂是由其他扩展代码生成的多路存取噪声，

-I₃是通过均衡器和被考虑的用户的序列过滤的高斯噪声，

-α是系统负荷并且

是平均接收功率，

-p0是扩展信号的功率，将通过所述扩展信号的扩展代码计算所述RSIB，

-A和G分别是衰减通道矩阵和均衡矩阵，

-D是每个S_T OFDM符号的代码的数据符号数。

5.一种使用OFDM-CDMA型传送所发送的信号的接收方法，其中，进行均衡，然后实施根据权利要求1至4中任一项所述的独立于扩展代码估计所述传送的RSIB比值的方法。

6.一种根据OFDM-CDMA型传送所发送的信号的接收方法，其中，进行MRC或EGC或ZF或者MMSEC型的均衡，然后实施根据权利要求1至4中任一项所述的估计所述传送的RSIB比值的方法。

7.一种发送信号的方法，其中：

通过发送装置(60)将信号向无线电话装置(80，100)发送，

所述装置中的至少一个根据权利要求1至4中任一项所述的方法计算或估计所述传送的RSIB比值，

所述比值被重新发送到所述发送装置。

8.一种无线电话装置(80，100)，包括计算OFDM-CDMA型传送的RSIB比值的装置(122，124，126)，所述OFDM-CDMA型传送使用扩展代码(ck)，其中，独立于所述代码的值来估计所述比值。

9.根据权利要求8所述的装置，其中，所述扩展代码是正交的，考虑所述代码的正交性来估计所述RSIB比值。

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