CN101015181A - 程分复用 - Google Patents

Abstract

一种通用的方法，用于从整体接收到的波形中提取所期望的源的电磁信号或其它波传播信号，该整体接收到的波形包含来自多个这样的源的信号的和，该方法包括如下步骤：首先，按正比于它们的源距离，来扩展接收到的信号和的频谱，以便在频谱上隔离出来自所期望的源的信号；选择该信号频谱；以及在频谱上将所选信号往回压缩成其原始的频带。依赖于距离的扩展是通过扫描该信号频谱的空间梯度来执行的。

Description

程分复用

技术领域

本发明一般涉及源与接收机之间的信息通信。更具体地讲，它涉及在接收机处使用源距离信息以确保最大的通信带宽并避免在相同频率处工作的其它源产生的噪声和干扰。

背景技术

在他题为“A mathematical theory of communication”的经典论文(BellSystem Technical Journal，vol.27，第379-423页、第623-656页，1948)中，ClaudeE Shannon将通信技术的目标定义为能够将信息从源传递到接收机。理想的接收机应该相应地被定义成这样一种接收机，它能够接收来自相对距离r处一发射机的任意信号f(r，t)，同时还不受任何其它源的噪声、畸变或干扰的影响。根据Shannon的理论无法实现这种理想的接收机，但考虑到干扰的标准目前的技术尤其糟糕，因为它以某种方式拆分可用的物理带宽以确保来自多个源的信号一路上都是分开的。分离技术包括：频分复用(FDM)，用在无线电和电视广播中；波分复用(WDM)和模式分离，用在光纤中；扩频编码或码分多址(CDMA)；或时分复用(TDM)及其异步变体，如以太网。该主题最近的变化包括：盲信号处理，题为“Adaptive Blind Signal and Image Processing”一书(Wiley，2002，作者为A Cichocki和S Amari)中对此进行了论述，它使用统计分析来处理原始分离参数沿无线信道的畸变；以及自相关匹配，其中在源处加一“前置滤波器”，R Liu、H Luo、L Song、B Hu和X Ling在其题为“Autocorrelation-a newdifferentiating domain for multiple access wireless communication”的论文中(Proceedings of ISCAS，2002)对此进行了论述。所有这些技术有效地分享了与可用物理带宽相对应的信道容量。

最近，另一个并行使用多个发射和接收天线的想法被称为空分复用(SDM)，这在下列文章中都有论述：“Reduced complexity space division multiplexingreceivers”，G Awater、A van Zelst和R van Nee，Proceedings of IEEE VehicularTechnology Conference，May 2000；以及“Channel Estimation and Signal Detectionfor Space Division Multiplexing in a MIMO-OFDM System”，Y Ogawa、K Nishio、T Nishimura和T Ohgane，IEICE Transactions on Communications，Vol.E88-B，No.1，January 2005。这种使用是可争议的，因为它只涉及使用更大的天线横截面来实现相应更大的信道，即没有实质的空间分割，尽管并行的天线可能正使用互补的极化，这若被用来发射不同的信道则将有资格作为一种空分复用的形式。然而，这与下文所述的本发明的目的和动机相比，仍显得远远不够有挑战性。

如果我们能够在每一个接收机及其选定的源之间铺设单独的电缆或光纤，则信道容量的共享将变得没有必要，并且电缆或光纤链路的全部容量将都可以用于各个接收机及其各自的源。对于持续推进到越来越高的频带的无线技术而言，也期望具有相似的能力，因为多个信道在同一物理空间中相同的频带内进行竞争。主要的挑战在于方向性和范围选择。通过使用高工作频率使得波长可与接收机尺寸相比或更小些，便在部分程度上解决了第一个挑战，通过使用相控阵列技术也在部分程度上解决了第一个挑战，该相控阵列技术能够在不实际移动天线的情况下进行源方向选择。尽管因为范围和角度作为空间的实际维度而互补，并且基于这一点可以直观地想像有可能存在相似的接收机一侧的技术，但是对于第二个挑战目前尚没有任何实际的解决方案。

本发明是一种解决方案，它基于一种方法，该方法通过修改接收机参数能够使电磁波或其它波的接收机确定到波源的距离r，这在题为“Passive distancemeasurement using spectral phase gradients”的共同待批的申请(2004年7月2日提交，申请号为10/884,353)中有论述，该申请全文引用在此作为参考。该方法包括在接收机处以速率α来改变瞬时频率选择器

由此在接收到的波中产生正比于αr的频移δω，所以可以从α和δω中计算出r。该方法避免了往返定时(RTT)和相干相位参照等要求，但它依赖于现有技术已使用的相位分布。例如，

·包括非零带宽扩频的任何种类的调制，并且频率调制(FM)尤其涉及相位调制(PM)，

·PM自身作为正交相移键控(QPSK)也用在例如数据调制解调器中，并且用于PAL和SECAM广播电视格式中的色彩编码，

·无论哪种情况，包括自相关匹配和盲信号处理方法在内的所有信号处理都包括信号相位的操纵。

因此，并不明显的是，该方法可用于源选择，同时不受调制或信号处理的影响，并且还不干扰这些操作。此外，在调制信号存在的情况下，接收到的载波不再是几乎纯粹的正弦，共同待批的申请中看起来已假定了这一点，所以在接收到的调制载频带宽上推断出的距离

将显著变化。

因此，本发明的主要目的是提供一种非常通用的机构，它在很大程度上独立于信号形式和内容，用于分离来自多个源的信号，即使这些源位于从接收机起大致相同的方向上。另一个目的是，在接收机处能够使某一源与该接收机之间大部分物理带宽(若非全部的话)都用于两者之间的通信，同时并不干扰其

事实上通常并不明显的是，任何形式的距离确定是如何可能在信号选择或源隔离方面有所帮助的。独立回顾上述共同待批的申请中的方法，例如，来自全球定位系统(GPS)的定时或坐标信息可以被编码到所发送的信号中，以便能够在无需RTT或相干相位参照的情况下进行源距离确定。尽管该方法可以具有其它应用，但是它将专用于实际携带编码后的坐标或定时信息的那些信号，因此不是很通用。通常，该编码信息只在信号分离之后才能获得，因此对于分离过程本身并无用处。

因此，存在一个迄今仍未解决的需求，即需要这样一种方法，它能够分离来自多个源的信号，并不干扰信号相位分布，也不依赖于信号形式或内容，并且能够使某一源的全部可用物理带宽都只用于与该源通信，同时不干扰来自其它源的信号。这种分离过程可以用于从接收机(该接收机使用上述相控阵列天线)起沿不同方向定位的多个源，但不能用于大致沿相同方向定位只是距离有差别的多个源。同时也期望具有这样一种方法，它能够应用于所有工作波长，例如，从无线电波到紫外频率甚至到声波。另外，期望该方法可用于检测多个源的存在性即干涉的存在性，以便使接收机能够锁定到并跟踪选定的源。

发明内容

它源或接收机的通信。次要目的是，提供一种用于检测这种干扰并确定造成干扰的源距离分布的通用手段。

操作原理

接收机用于接收由信号组合∑_jF_j(ω)构成的整体波形，这些信号来自距离分别为r_j的多个源s_j，通过对接收到的信号组合施加一系列变换，上述目的以及其它将变得很明显的目的都在本发明中得以实现，下文将给予简短描述。符号

和

用来表示频率的下限和上限，它们与预定义的阈值振幅α_th有关，即

如果 $\mathrm{\ω}\≤L\left[F_j\right]$ 或 $\mathrm{\ω}\≥H\left[F_j\right],$ 则|F_j(ω)|²＜|a_th|²。    (1)

相应地， $W_j=H\left[F_j\right]-L\left[F_j\right]$ 将表示各个带宽，所以 $(H-L)\left[F_j\left(\mathrm{\ω}\right)\right]\≡H\left[F_j\left(\mathrm{\ω}\right)\right]-L\left[F_j\left(\mathrm{\ω}\right)\right]\≤W_j---\left(2\right)$

可以假定标称带宽W≥W_j，因为该谱的非重叠部分将可以由滤波器来分离。本发明用于提取特定信号F_i的过程包括如下步骤：

A.首先，任选地将组合的接收信号分成n＞1个连续宽度的子频带β₁W、β₂W……β_nW，即通过使用一组子频带滤波器S_μ将其分成多个子频带

$|L+\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W,L+\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W),\mathrm{\μ}=1...n---\left(3\right)$

使得 ${\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{\μ}}^n{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}=1,$ 并且将{F_j}简写为∑_jF_j，我们将得到 $L\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]=L\left[\right\{F_j\left\}\right]+\underset{\mathrm{\μ}=1}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W$ 和 $H\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]=L\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]+{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W---\left(4\right)$

B.对输入信号{F_j}的各个子频带S_μ{F_j}施加上述共同待批的申请中所描述的时变采样或频率选择机构(该机构的特征在于参数α_μ独立于源，因此独立于下标j)，以使子频带频谱线性地移动到H(α_μ)F_μj(ω)＝F_μj(ω[1+α_μr_j])，其中F_μj≡S_μF_j，即移动δω_j≡ωα_μT_j  (5)

C.然后，对所得的移动后的频谱和施加选择滤波器 以便特定地选择H_μF_μi≡H(α_μ)F_μi(ω)并针对所有j≠i的情况拒绝H_μF_μj，即 ${\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}{H}_{\mathrm{\μ}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{F}_{\mathrm{\μj}}\≈H_{\mathrm{\μ}}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{F}_{\mathrm{\μj}}=H_{\mathrm{\μ}}{F}_{\mathrm{\μi}}$ 其中 ${\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}=\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{cc}1& (i=j)\\ 0& (i\≠j)\end{array}\right.---\left(6\right)\end{array}$

并且是大约的，因为真实的滤波器的阻带拒绝无法一致，所以 ${\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}{H}_{\mathrm{\μ}}\≈H_{\mathrm{\μ}}{G}_{\mathrm{\μi}}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}---\left(7\right)$ 其中G_μi≡G_μ表示带宽β_μW的相应的基带滤波器；

D.应用反向机构 $H_{\mathrm{\μ}}^{-1}\≡H^{-1}\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)=H(-{\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}),$ 将上述结果H_μF_μi往回移动到F_μi；

E.最后，将子频带F_μi放一起，返回到步骤A，以获得F_i。

注意到，步骤D和E可以互换，即如果α_μ是相等的，则在应用反向机构之前先对这些子频带求和。这些步骤在接收机中形成了连续的信号处理级。步骤B到D中所包含的分离过程的本质是通过下面的处理流程来总结的：

$\left\{F_{\mathrm{\μj}}\right\}\stackrel{H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)}{\→}{H}_{\mathrm{\μ}}\left\{F_{\mathrm{\μj}}\right\}\stackrel{{\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}}{\→}{\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}{H}_{\mathrm{\μ}}\left\{F_{\mathrm{\μj}}\right\}\≈H_{\mathrm{\μ}}{G}_{\mathrm{\μj}}{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}\left\{F_{\mathrm{\μj}}\right\}\≈H_{\mathrm{\μ}}{F}_{\mathrm{\μi}}\stackrel{H^{-1}\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)}{\→}{F}_{\mathrm{\μi}}---\left(3\right)$

或者可以总结成形式如下的各种运算的乘积

$F_{\mathrm{\μi}}{\≈H}^{-1}\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right){\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{F}_{\mathrm{\μj}}---\left(9\right)$

这对应于正交关系

$H^{-1}\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right){\tilde{G}}_{\mathrm{\μi}}H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)\≈{\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}---\left(10\right)$

上述方法的使用依赖于这样一个事实，即H运算只依赖于α_μ，而α_μ独立于各信号源，在上述方程中用下标i和j来区分各信号源。频谱分离是通过变换的滤波器 ${\hat{G}}_{\mathrm{\μi}}~H_{\mathrm{\μ}}{G}_{\mathrm{\μi}}$ (方程7)获得的，根据方程(9)变换的滤波器作为

被应用于变换空间中，没有使用基带滤波器G_μ，因为G_μ本身无法提供分离。通过使用已知的滤波器设计原理，用α_μr_i来对G_μ的设计进行频率标度变换，便可以从G_μ的设计中获得

的设计；下面将简要描述出于该目的的r_i估计。

子频带处理的效用如下。考虑其不存在的情况，实际上就等于n＝1且β＝1，在接收机处只应用单个参数α。如果r_i≤r_i+1，则下面通用的不等式必须成立，其中

简记为

且

简记为

$(1+\mathrm{\α}{r}_i)H_i\≤(1+{\mathrm{\αr}}_{i+1})L_{i+1}---\left(11\right)$

从第一不等式中对α求解，得到

${\mathrm{\αT}}_i\≥\frac{H_i-L_{i+1}}{(1+{\mathrm{\δr}}_i/T_i)L_{i+1}-H_i}---\left(12\right)$

普通情况下这些源具有完全一样的组成带宽分配，上式便简化为

$\mathrm{\α}{r}_i\≥\frac{W}{({\mathrm{\δr}}_i/r_i)L-W}={[\frac{{\mathrm{\δr}}_i}{r_i}\frac{L}{W}-1]}^{-1}---\left(13\right).$

该边界在小的

处发散，仅在下列条件下为正 $L>\frac{r_i}{{\mathrm{\δr}}_i}W,$ 或等价地， $\mathrm{\δ}{r}_i>r_i\frac{W}{L}---\left(14\right)$

但当

小于该值时，没有α能满足要求。

例如，在

处，上述边界为负，但前述过程无法分离这些信号，因为根据方程(23)的H(α)F_j(0)＝F_j(0[1+αr_j])＝F_j(0)，各个d.c.(ω＝0)分量将根本不移动。问题在于，下限和扩频 $W\≡H-L$ 也被乘以H(α)，所以信号频谱中较低的部分往往仍保持在任何较近的源的“频谱阴影”中。这不是上述方法的特别限制-非常低的频率通常提出一些问题，比如电抗元件的额定性能需要d.c.隔离，因为这一点基带音频和视频系统总是被设计成具有大于0的频率下界。使用调制射频信号时，限制性的约束变为实际的源分离δr_i，而非

对于任何给定的

和W，将存在范围相当大的δr_i，在该范围中各信号的完全分离是不可能的。然而，如果 $L>0$ ，则带宽的一部分β∈[0，1]的部分分离变得不可能，α的下限由下列条件设置 ${\mathrm{\αr}}_i\≥{[\frac{{\mathrm{\δr}}_i}{r_i}\frac{L}{\mathrm{\βW}}-1]}^{-1}$ ，只要求 ${\mathrm{\δr}}_i>{\mathrm{\βr}}_i\frac{W}{L}$ (15)

尽管β意味着在信号频谱的完全分离方面有所折衷，但是该分离仍是有用的，因为分离后的部分包括来自较近的源的低频带

以及来自较远的源的高频带 ，它们很可能包含许多信息。特别是，如果通过自相关对信号进行预处理以便分离，则分离后的高频带

将充当信号带宽

的剩余部分的自相关分离过程的强引用。然而，使用这种子频带处理时，条件(15)变为

${\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}{r}_i\≥{[\frac{{\mathrm{\δr}}_i}{r_i}\frac{L_{\mathrm{\μ}}}{{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W}-1]}^{-1}$ 只要求 ${\mathrm{\δr}}_i>{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}{r}_i\frac{W}{L_{\mathrm{\μ}}}$ (16)

其中

是第μ个子频带的频率下限。这些条件比(13)和(14)弱了一个因子β_μ，并且确保了所有子频带在μ＞1甚至 $L=0$ 时的可分离性，因为根据方程(3)子频带下限被提升到 $L_{\mathrm{\μ}}\≡L+{\mathrm{\Σ}}_{\mathrm{\μ}=1}^{N-1}{\mathrm{\β}}_{\mathrm{\μ}}W.$

因此，使用子频带处理，在所有情况下都能确保近乎完美的可分离性，同时无需自相关或其它涉及信号调制或内容的技术。然而，通常期望使子频带尽可能宽且数目尽可能少，因为每一个子频带都需要移动、过滤和反向移动等操作，从而线性地增大接收机的复杂性。因此，通常最好使n保持很小，且尽可能较近1。

检测干扰并估计源分布这一次要目的可以通过该过程的简单变体来实现，在步骤B之后，包括下列替换步骤：

C’.测量下限

以便计算最近的源的距离r_min，

$r_{\min }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}={\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}^{-1}(\frac{L\left[H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]}{L\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]}-1)---\left(17\right)$

上式是从下列关系中获得的

$L\left[H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]=(1+{\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}{r}_i)L\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]---\left(18\right)$

从而识别移动后的组合频谱的第μ个子频带的最小值，其中该子频带的频率下限也移动了，如果 $L>0$ 或μ＞1则该结果将是非零；

D’.同样地，测量上限

以便从下列关系中计算最远的源的距离r_max，

$r_{\max }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}={\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}^{-1}(\frac{H\left[H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]}{H\left[S_{\mathrm{\μ}}\right\{F_j\left\}\right]}-1)---\left(19\right)$

所以源的扩频将由距离间隔{δr^(μ)}的向量给出，其中

${\mathrm{\δr}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=r_{\max }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}-r_{\min }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\≥0---\left(20\right)$

在方程(17)和(19)的分子中，

和 是从频谱中测得的，而在这些方程的分母中以及在主要发明过程的步骤A-E中，

和

很可能是已知的设计参数。边界测量可以按相反的方向进行。重要的是，因为它们涉及频谱分布的导数，所以如果频谱是不连续的，则各种测量将很困难。相应地，可以使用平滑插值和相关技术。

最大和最小扩频可以清楚地从这些子频带专用的数值中估计出来， ${\mathrm{\δr}}_{\max }=\underset{\mathrm{\μ}}{\max }\left\{r_{\max }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right\}-\underset{\mathrm{\μ}}{\min }\left\{r_{\min }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right\}$ 和 ${\mathrm{\δr}}_{\min }=\underset{\mathrm{\μ}}{\min }\left\{r_{\max }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right\}-\underset{\mathrm{\μ}}{\max }\left\{r_{\min }^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right\}---\left(21\right)$

检测干扰并分离干扰源的似然性将随着子频带变窄而清晰地提高，因为干扰可能出现在信号带宽W内，并且不影响信号频谱的末端，即只对某些指数μ(比如1＜μ＜n)才有δr^(μ)＞0。这对相似的频带扩频的干扰源而言不是问题。然而，该技术也可用于消除窄带噪声或其它出现在预期信号频谱内的窄带信号，为此，较大的n和较小的β_μ将是必需的。

如果目标仅是检测所有这样的干扰，则更有效的做法是，使用单个足够大的移动因子α和具有可变中心频率

和窄通带δW＜＜W的单个可调谐的子频带滤波器

以便周期性地扫描接收到的信号频谱以检测干扰。在这种情况下，修改后的过程将是

A^*.对总的接收信号F(ω)(对应于{F_j})应用可调谐滤波器

为此

在

处获得滤波后的子频带 $S\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)F\left(\mathrm{\ω}\right)\≡\left(\mathrm{SoF}\right)\left(\mathrm{\ω}\right)\≈F\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right),$ 并且在

以外为零。

B^*.针对距离为r的每一个有贡献的噪声或信号源，对滤波后的子频带(SoF)(ω)应用共同待批的申请中所描述的时变采样或频率选择机构(其特征在于参数α)，以使滤波后的子频带的频谱线性移动到

$H\left(\mathrm{\α}\right)\left(\mathrm{SoF}\right)\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{r}{\mathrm{\Σ}}F\left(\mathrm{\ω}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right)\≈\underset{r}{\mathrm{\Σ}}F\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right),$ 即移动了 $\mathrm{\δ\ω}\≈\widehat{\mathrm{\ω}}\mathrm{\αr}---\left(23\right)$

C^*.分别测量上述移动后的子频带的下限

和上限

以便分别计算最小和最大的有贡献的源距离

$r_{\min }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)={\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{L\left[H\left(\mathrm{\α}\right)\left(\mathrm{SoF}\right)\left(\mathrm{\ω}\right)\right]}{\widehat{\mathrm{\ω}}-\mathrm{\δW}/2}-1)\≈{\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{L\left[{\mathrm{\Σ}}_{r}F\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right)\right]}{\widehat{\mathrm{\ω}}-\mathrm{\δW}/2}-1)$

$r_{\max }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)={\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{H\left[H\left(\mathrm{\α}\right)\left(\mathrm{SoF}\right)\left(\mathrm{\ω}\right)\right]}{\widehat{\mathrm{\ω}}-\mathrm{\δW}/2}-1)\≈{\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{H\left[{\mathrm{\Σ}}_{r}F\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right)\right]}{\widehat{\mathrm{\ω}}-\mathrm{\δW}/2}-1)---\left(24\right)$

该最大和最小值是子频带中心频率

的函数。我们可以同样地计算 ${\mathrm{\δr}}_{\max }\left(\mathrm{\δW}\right)=\underset{\widehat{\mathrm{\ω}}}{\max }{r}_{\max }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)-\underset{\widehat{\mathrm{\ω}}}{\min }{r}_{\min }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)$ 和 $\mathrm{\δ}{r}_{\min }\left(\mathrm{\δW}\right)=\underset{\widehat{\mathrm{\ω}}}{\min }{r}_{\max }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)-\underset{\widehat{\mathrm{\ω}}}{\max }{r}_{\min }\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right)---\left(25\right)$

这对应于方程(21)，但通常表示所选的滤波器带宽δW，或根据应用表示来自

和

的其它统计量。

实现过程

上述本发明的过程不依赖于信号的物理本质以及信号的波长范围。上述共同待批的申请提供了一种同样适用于本发明的方法，该方法根据方程(23)在接收到的波形中引起频移并且与它们的调制信息正交。该方法涉及信号的频谱相位分布，它可以通过使用任何合适的光谱测定装置(比如谐振腔或电路、用于光信号的衍射光栅、用于电子媒介的数字信号处理)来获得。具体来讲，如背景技术所述，它包括：通过以相同的标准化速率 ${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{-1}d\widehat{\mathrm{\ω}}/\mathrm{dt}\≡{\widehat{\mathrm{\λ}}}^{-1}d\widehat{\mathrm{\λ}}/\mathrm{dt}\≡T^{-1}\mathrm{dT}/\mathrm{dt}$ (等于cα或cα_μ，c表示波速)来连续地改变谐振腔或电路的瞬时调谐 光栅的间隔 $d\≡n\widehat{\mathrm{\λ}}\sin \mathrm{\θ}$ (对于任何给定的衍射角θ)、或数字处理系统的采样间隔 $T\≡1/\widehat{\mathrm{\ω}},$ 在信号频谱上扫描该相位分布的梯度。上述共同待批的申请示出了，线性频移符合方程(23)的结果，同时不影响振幅或相位。步骤D中的反向机构遵循上述移动公式ω→ω(1+αr)。该公式也允许选择负的α，但是只有正值才使频谱增宽，这是本发明的过程所必需的。

信号内容的正交性来自下列事实：相位梯度中的距离信息本质上是空间贡献，这源自行波的总瞬时相位的表达式φ＝k·r-ωt中的空间贡献k·r，而信号内容和调制通常严格地涉及时间项ωt。如果r发生变化以便干扰信号贡献，则该变化将是多普勒移动的形式(这不是新的)，并且可以在必要时给予校正。如果r变化是随机或摆动的且其变化频率可以和信号的频率相比，则它将干扰接收过程，即使不存在其它的源。所以借助上述方法，如果一组信号可以被单独地接收，则距离信息r可以被用来分离或提取该组信号。

调制信号可以被相反地视为载波的源距离指示中的抖动，与移动后的未调制载波相比，这种抖动使移动后的调制载波频率变得不确定，这种不确定体现为扩频{ω_c(1+αr₁)，ω_c(1+αr₂)}，其中r₁和r₂分别是由频谱相位梯度揭示的r的最小值和最大值，而ω_c是载波频率。其频谱覆盖区是间隔 $\left[L\right[\mathrm{HF}],H[\mathrm{HF}\left]\right]=H\left[L\right[F],H[F\left]\right],$ 即调制载波未移动的原始覆盖区的H倍，这是因为H的线性。根据傅立叶分析的原理，这些频谱边界简单地等价于包括调制结果在内的无限平稳的各正弦成分，并且不包括任何额外的不确定性。

实施方式

通常，实施本发明的接收机会包括

·零或更多的可随意调谐的输入滤波器{S_μ}以及至少一个可随意调谐的选择滤波器

·以及一个或多个用于移动H(α)且反向移动的H(-α)固定的或可变的机构。

该接收机将另外包括下列任一个

·用于设置α或

或两者都可设置的固定的或可变的装置，该装置根据步骤A到E来选择所期望的信号F_i并拒绝干扰信号或噪声源；或者

·频谱上下限检测器装置，根据本发明的过程中可选步骤C’和D’，该装置与用于改变一个或多个子频带滤波器S的可选装置一起，用于在步骤C’和D’中特别确定移动后的频谱H_μ{F_μj}≡H(α_μ)S_μ{F_j}的

和

以改变相应的子频带间隔并从而检测信号频谱内的干扰。

或者，通过使用修改后的本发明的过程即步骤A^*到C^*，接收机可以使用单个可调谐子频带滤波器

和一组频谱边界检测器装置，它们根据方程(24)应用于H(α)(SoF)(ω)，以便连续地扫描整个信号带宽W。

本发明的两个功能(从期望的源中分离出信号的功能以及在信号频带内检测干扰的功能)可以实现在给定的接收机中，一次使用一个功能或者并行地使用。为了测量的精确度，频谱边界检测器也可以应用于未移动的频谱，在这种情况下必须使用相同的阈值α_th(方程1)。原则上，子频带滤波器应该足以确保子频带内的频谱不连续性并不紧要-它应该足以从频谱的极端向内扫描到阈值大小±α_th的第一交叉。然而，因为噪声可以产生伪阈值交叉，所以一个或多个下列方案通常是必需的：将阈值|α_th|设置在足够高的依经验确定的值之上；比较若干连续的样本以跳过较窄的噪声尖峰信号；或者对若干连续的帧求平均，这在频谱测量过程中很常见。也可以使用更成熟的技术，其中包括频谱上的平滑化、插值或自相关。然而，这些方案通常都不是用于选择期望信号的步骤C和D的任选项。

基本的接收机根本不需要使用子频带，因此跳过步骤A和E。更成熟的接收机可以使用子频带，并且会需要许多输入子频带滤波器{S_μ}。使用子频带时，通常较有用的做法是，针对较高的子频带使用较小的α_μ，同时对较低的子频带使用足够高的值，以便使移动后的频谱保持在电路的处理范围中；对于数字信号处理而言这不是问题。对于预期的工作距离范围，移动参数α可以固定在一个足够大的数值上。大数值的α可以通过在移动机构中使用短时间帧来实现，在共同待批的申请中也描述了这一点。通过改变

或者在一组固定的滤波器

中进行切换，可以选择所期望的信号F_i。可选的方法是，使用单个固定的选择滤波器

并改变α，以使Fi进入

的通带。无论哪种情况，该变化都可以通过以适当方式实现的控制或旋钮来手动地执行，或者通过针对符合某一选择标准的信号(比如扩频码、专用的副载波、签名图案等，这些信号可以被预先定义好、交互式地设置、或从先前选择的信号中获取，以便锁定到该源)扫描组合移动频谱{H(α)F_j}来自动地执行。

通过使用单独的检测模块和源分离模块(各模块包含其自身的副子频带滤波器S和频率扩展移动机构H)，便可以在接收机中将选择功能和检测功能组合起来。在这样的接收机中，检测模块可以使用相对较窄的子频带，以动态地确定信号频谱的最粗糙的子频带划分，从而简化了源选择模块的操作配置并由此确保性能更佳或总功耗更低。另一种变化将是，使本发明的选择模块处于待命状态，以便仅在干扰存在的时候再启动它。通过使用本发明的步骤C’和D’，便可以自动地检测干扰的攻击，同时无需像步骤A^*到C^*中那样要划分成若干子频带、或特别地使用这些子频带、或更精确地使用单个扫描子频带。一种可选的安排方式也可以用于干扰检测，以便激活本发明的源选择过程。对于音频或视频通信的情况，可以基于干扰的观测，来手动地启动或关闭本发明的信号选择过程。

如果可以使用多个天线或孔径馈送(例如像立体或阵列天线或麦克风那样)，则范围分离可以和来自各馈送的角度信息组合起来用于确定两维或三维空间中的各个源位置，这与可以用单个馈送来确定的各个源的一维范围分布相反。在所有这些情况下，所确定的各个源的空间分布可以显示给用户，以允许干扰和交互选择的视觉观察。

更具体地讲，在这些情况下，本发明的干扰检测过程即步骤C’和D’或步骤A^*到C^*都不是必需的。使用立体或四声道声音馈送时，源的两维或三维空间分布将由圆圈图或球形表面图来揭示，这些圆圈图或球形表面图的半径对应于移动后的频谱中的峰值并且中心位于上述馈送或麦克风的几何表示上，其强度正比于移动后的频谱H(α)S{F_j}的(模拟)能量分布即|H(α)S{F_j}|²。相应地，自动(非交互式)源选择系统可以使用各馈送之间的相位差，以区分方向和距离。

变化

本发明的过程的大量变化都是可能的并且都在本发明之内。

例如，也可以使用前置滤波来改变期望频带上的频谱分布，从而简化或校正选择滤波器G_i的设计方面的局限。前置滤波可以包括用频率调制来压缩信号频谱，例如通过“混合”即通过乘以所产生的中频信号或通过频率调制也可以实现步骤D。如果在步骤B中对每一个子频带使用数值相同的α，则步骤E可以在步骤D之前执行，其好处在于只需要一个反向移动机构，尽管它必须处理所有子频带的组合移动带宽。

此外，可以在步骤B之前用频率调制来扩展输入信号频谱，从而限制后续各级中出现的噪声。最后一级可以包括一种更复杂的、混合与频谱扩展或压缩的组合。另外，通过使用步骤B中的共同移动机构以及多个选择器G_i(各个选择器G_i设计不同但并行地馈入相同的移动机构输出)或者通过使用完全相同的选择器但由区别化设计或调谐的移动机构来馈入(后一种情况下，各自馈入相同的输入信号组合)，便可以设计一种需要监控多个源的接收机。当较佳实施例的详细描述与附图一起考虑时，本发明的其它目的、特征、应用、变化和优点将变得很明显，这些附图应该按解释说明来理解并且没有限制的意思。

附图说明

图1示出了在接收机处使用依赖于距离的频移机构时多个“波-传播”信号的可分离性，这些“波-传播”信号来自从接收机起位于不同距离处的两个或更多个源。

图2示出了本发明的简化过程，用于在图1的情形中选择期望的信号。

图3证明了频谱阴影的问题，当多个源靠得很近时、或多个信号具有低频内容时、或依赖于距离的频移不足够时都会出现该频谱阴影问题。

图4示出了在图3的情形中信号带宽较低的那一半的可分离性。

图5示出了在图3的情形中信号带宽较高的那一半的可分离性。

图6总结了在图3的情形中用于选择所期望的信号的本发明的过程。

图7是一接收机的方框图，用于实现图6所示的本发明的过程。

图8是图6所示接收机的简化版本的方框图。

图9是一接收机的方框图，用于实现图2所示简化过的本发明的过程。

图10示出了在简化的本发明过程中用于确定各个源的扩展的可选步骤。

图11示出了修改后的本发明的过程，该过程通过使用扫描滤波器来测量各个源的扩展。

图12是一接收机的方框图，用于实现图11所示修改后的本发明的过程。

图13示出了“散射图”方法，用于显示各个源的扩展。

具体实施方式

图1示出了本发明的过程，该过程通过使用频谱移动和距离的函数关系图，来分离从离接收机距离不同的多个源那儿接收到的多个信号。输入的频谱信号F(ω)和F′(ω)分别来自源[520]和[530]，两个源离原点处的接收机[600]的距离分别为r和r′＝r+δr，通常假定输入的频谱信号F(ω)和F′(ω)占据相同的频带W。在接收机处，这两个信号通常作为组合信号∑_jF_j(ω)≡{F_j}[100]被一起接收，并且相互干扰彼此的接收过程。

通过应用发明内容中所给出的本发明的过程中的步骤B，接收机通过使用上述共同待批的申请中所描述的方法使这些成分信号的频谱按正比于源距离而移动，即移动了频率因子(1+αr)[220]和(1+αr′)[230]。然后，组成频谱分别占据了移动后的频带F₁(ω₁)≡H(α)F₁(ω)≡HF₁[320]和F₂(ω₁)≡H(α)F₂(ω)≡HF₂[330]。如果移动后的组成频谱不再重叠，则根据步骤C，通过应用合适的带通滤波器 或

便可以分离任一信号，以便相应地选择HF₁[320]或HF₂[330]。

所提取出的信号(比如说HF₁≡G₁H∑_jF_j)必须往回移动到其原始的频带F₁(ω)[120]才能被使用。根据步骤D，该移动最好通过使用反向移动机构H^-1(α)≡H(-α)来实现。上述诸多步骤构成了本发明的基本过程，并且在图2中被总结成各种操作的时间序列，它们可应用于相互之间距离足够大的多个窄带源。如发明内容所描述的那样，在步骤B和D中可以另外应用频率调制或与中频信号混合，并且步骤D中的返回移动操作H^-1可以被这些方法替代。

图3示出了频谱阴影的问题，当各个源靠得太近(δr_i＜＜r_i)、所加的时间倾斜线(α)太小、或该信号包含非常低的频率(

或

使得方程(13)不满足时就会出现该问题。该图示出了，在任何上述情况下，移动后的频谱依然重叠并且无法用带通滤波器来分离这些频谱。此外，如果这些源强度几乎相等，则较近的源移动后的频谱F₁(ω₁)[320]在较远的源移动后的频谱F₂(ω₂)[330]上有效地投射出阴影[322]，即后者F₂(ω₂)[330]落在该阴影中的那些部分将受到较近的源的干扰。如果这些信号是频率或扩频调制的(为此接收机通常用锁相电路来相干地恢复载波)，则较远的或较弱的源很可能被完全拒绝，而不管哪一个源是想要的。

此外，图3还示出了H算子的频谱展宽特性，这使阴影问题更严重。出现展宽是因为，移动后的频谱下限[321]移动了

这比移动后的频谱上限[323]中所包含的移动 要小一些，所以移动后的带宽大于W，并且上述源所投射的频谱阴影[322]变得比W大一个相同的因子(1+αr)。

对于频谱阴影问题，本发明的解决方案就像发明内容中所正式讨论的那样，将输入的组合信号划分成两个或多个子频带，然后对各个子频带单独应用图2的过程，最后将这些子频带重新组合起来以获得分离后的信号频谱。在图3的示例中，因为阴影[322]大致覆盖第二源频谱[330]的一半，所以通过将输入信号划分成两个子频带便可以实现分离过程，图4和图5为此显示了分别对下子频带和上子频带施加步骤B的结果。

如图4所示，组合输入信号的较低的子频带S₀∑_jF_j[105](它是在步骤A中从较低的子频带滤波器S₀中获得的)在本发明的操作H(α)的作用下，分离成移动后的组成频谱S₀HF₁[325]和S₀HF₂[335]。如果正好分离开，则第二信号移动后的下限[331]将与第一信号移动后的上限[327]相一致。较低的子频带变得可分离，因为第一源的较低的子频带不再在第二源的较低的子频带上投射出阴影，尽管两者都移动了相同的倾斜线因子α。

图5示出了组合输入信号较高的子频带S₁∑_jF_j[106](它是在步骤A中从较低的子频带滤波器S₁中获得的)分离成移动后的组成频谱S₁HF₁[326]和S₁HF₂[336]的过程。如果正好分离开，则第二信号移动后的下限[337]将与第一信号移动后的上限[323]相一致。阴影的范围将从移动后的下限[327]到移动后的上限[323]，并且没有覆盖第二源移动后的子频带[336]。

图6总结了本发明完整的过程，其中包括在步骤A中借助较低的子频带滤波器[400]和较高的子频带滤波器[402]分离成较低的子频带[105]和较高的子频带[106]，最终获得提取出的较低的子频带[125]和较高的子频带[126]，[125]和[126]来自第一源的期望的信号F₁[120]，在步骤E中将这些提取出的子频带重新组合起来。如发明内容所提到的，步骤E可以在应用反向移动之前即步骤D之前先执行，这将有利于减少操作的次数。该图也示出了可以用较窄的滤波器来进行源选择而并不使用

并且也可以使α很小。

图7是一接收机的方框图，它包含了图6所示本发明的完整过程。它示出了输入的电磁波(或声波)[610]被天线(或麦克风)[620]收集，以产生组合输入信号{F_j(ω)}。该组合信号被馈入一组输入子频带滤波器[630]，以便像步骤A那样产生组合子频带信号S_μ{F_j}。然后，根据共同待批的申请，通过使用一组频移机构[640]，这些组合子频带信号经历步骤B，以获得移动后的子频带信号H(α_μ)S_μ{F_j}，其中各个单独的源的贡献已经在频率方面分离开，就像前面的图所示的那样。为了选择期望的源s_i并抑制其余的源的贡献，这些移动后的子频带信号H(α_μ)S_μ{F_j}接下来在步骤C中被馈入带通选择滤波器组[650]，以便根据方程(6)和(7)获得所期望的信号F_i移动后的子频带 ${\tilde{G}}_{i}H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)S_{\mathrm{\μ}}\left\{F_j\right\}\≈H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)G_i{S}_{\mathrm{\μ}}\left\{F_j\right\}\≈H\left({\mathrm{\α}}_{\mathrm{\μ}}\right)S_{\mathrm{\μ}}{F}_i.$ 然后，用一组反向移动机构[660]使这些移动后的子频带“降频移动”(步骤D)，从而产生H(-α_μ)H(α_μ)S_μF_i≈S_μF_i即预期信号的子频带，并且由求和设备[670](它可能就是一个简单的运算放大器即op—amp)将它们重新组合起来，以获得想要的信号∑_μS_μF_i＝F_i。

图8是图7所示接收机的更简单的样子，其中在降频移动之前就应用求和设备，这仅仅在当频移机构[640]都使用相同数值α的情况下才是可行的。在这种情况下，带通选择滤波器组[650]的各个输出立刻就被求和设备[670]重新组合起来以产生想要的信号，除非它仍然在频率方面扩展并移动成∑_μH(α)S_μF_i＝H(α)F_i并需要通过单个反向移动机构[662]来降频移动，从而产生想要的信号H(-α)∑_μH(α)S_μF_i＝F_i。

图9示出了更简单的接收机，它将整个信号带宽W视为一个子频带，由此跳过了步骤A和E。当多个源彼此很好地分离开并且信号带宽W不包括d.c.时，这种接收机就足够了，上文对此己进行过解释。通常，它对于广播无线电和移动(蜂窝)电话而言已足够了，因为基站通常散布得很开。然而，通常在蜂窝基站处需要图7这种更复杂的接收机，因为移动(蜂窝)电话可能并排放置。

图10解释了本发明用于检测干扰并估计源分布的相关方法，这在发明内容中由步骤C’和D’给出，其中使用了与前面几幅图相同的组合输入信号[100]。在步骤B之后，通过使用任何可应用的频谱分析手段(其中包括通常用于无线电或声音信号的数字信号处理，以及用于光信号、微波信号或声纳信号的折射或衍射)，接收机可以获得原始组合输入信号频谱[100]及其移动后的频谱(包括移动后的分量[320]和[330])。在后一种情况下，在像现代天文学这样的相关领域中，通常的做法是将所得的频谱转换成数字形式，以便于进一步处理、存储和观看。因此，直接的做法是应用平滑化和插值，以便计算频谱分布的自相关并在若干个连续的帧上求平均，这是对频谱分布做出很好的估计所必需的。

接下来，步骤C’包括：从测量域的低频端起搜寻所获得的分布在某一适当选择的阈值α_th[700]之上的第一交叉，如箭头[710]和[720]所示，由此获得了作为各个横坐标的数值

和

。然后，从下列关系中计算出到最近的源的距离r_min，

$r_{\min }={\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{L\left[H\left(\mathrm{\α}\right)\right\{F_i\left\}\right]}{L\left[\right\{F_j\left\}\right]}-1)$ (26)

这是方程(17)针对单个子频带包括全部信号带宽W这一情况的特定化结果。步骤D’相应地包括：从测量域的高频端起搜寻所获得的分布在同一阈值α_th[700]之上的第一交叉，如箭头[730]和[740]所示，由此获得了作为各个横坐标的数值

和

然后，从下列关系中计算出到最远的源的距离r_max，

$r_{\max }={\mathrm{\α}}^{-1}(\frac{H\left[H\left(\mathrm{\α}\right)\right\{F_j\left\}\right]}{H\left[\right\{F_j\left\}\right]}-1)---\left(27\right)$

这是方程(19)针对单个子频带包括全部标称信号带宽W这一情况的特定化结果。如发明内容所示，这两个步骤可以按相反的顺序执行，即步骤D’在步骤C’之前，因为交叉检测是独立的，并且因同一原因，在接收机中作为软件实现中执行的独立线程而同时或按随机的顺序执行这些步骤并不重要。

同样并不重要的是，将测量r_min和r_max的上述过程完全一样地延伸到组合接收信号中的每一个子频带S_μ{F(ω)}≡{F_μ(ω)}，以计算每一个子频带相应的数值r_min ^(μ)和r_max ^(μ)，并由此达到方程(21)所定义的最小和最大扩展估计或来自这些测量的其它合适的统计量。

根据发明内容中所给出的本发明的修改过程即步骤A^*到C^*，用单个窄子频带滤波器进行的扫描将优于在信号频带W内检测干扰信号或噪声的做法。这在图11中有示出，其中使用了通带非常窄(δW＜＜W)的单个子频带滤波器[450]，以在滤波器[450]的每一个瞬时部分处获得滤波后的信号(SoF)(ω)[150](步骤A^*)。在步骤B^*中，该滤波后的信号经历共同待批的申请中的频移机构，以产生移动后的频谱分布 $H\left(\mathrm{\α}\right)\left(\mathrm{SoF}\right)\left(\mathrm{\ω}\right)={\mathrm{\Σ}}_{r}F\left(\mathrm{\ω}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right)\≈{\mathrm{\Σ}}_{r}F\left(\widehat{\mathrm{\ω}}\right[1+\mathrm{\αr}\left]\right)\left[350\right].$ 如步骤C^*，再次应用阈值频率边界检测器，像箭头[710]和[730]所示的那样，以确定移动后的分布的频率下限和频率上限，以便于根据方程(24)计算源分布函数δr_min(δW)和δr_max(δW)。

图12是一接收机的方框图，它包括图11所示的扫描过程。在该接收机中，根据步骤A^*，通过子频带滤波器[450]，从天线[620]处接收到的信号(或信号组合)首先经过窄带滤波处理，其中通过扫频控制器[634]使子频带滤波器[450]的中心频率周期性地扫过输入频带。根据步骤B^*，所得的滤波后的信号被输入到频移机构[642]，根据步骤C^*测量其频率边界，分别为较高的[732]和较低的[712]。所获得的边界值被用于计算r_min和r_max，从而由源分布计算机[680]应用方程(24)或其它相关统计量。

涉及扫描过程是发明内容中所提到的“散射图”，针对收发分置的(立体的)天线(麦克风)馈送[622]和[624]分别提供两个输入信号F_L(ω)[102]和F_R(ω)[104]的情形，图13示出了该“散射图”。根据步骤A^*，首先用完全一样的窄子频带滤波器[452]和[454]同时扫描这些信号，然后根据步骤B^*，用完全一样的频移机构来移动上述这些信号，从而产生移动后的分布

接下来，不再根据步骤C^*来测量频率边界，而是在单独的图上画出用于表示可能的源位置轨迹的圆圈[552]和[554]，这些圆圈的中心对应于上述两个馈送而半径则正比于上述移动。所得的稀疏和稠密区域的集中情况与衍射理论公知的双缝干涉图案很相似，因为(信号或噪声)源的每一集中处产生了多个像[562]和[564]那样的稠密区域。图13还示出了“散射图”真是一种用于将来自多个天线馈送的源距离分布数据组合起来的技术，因为来自单个馈送的分布信息已经由移动后的频谱分布[352]和[354]来揭示了。

“散射图”和衍射干涉图案之间的差异在于，散射图表示多个源的实际空间分布，尽管带有多个假信号，而衍射干涉只表示它们的谱分布。这是因为散射图始于频谱分布，而在衍射理论中则始于源或狭缝的空间分布。在这层意义上考虑，该方法与衍射干涉相反。

上文已经参照较佳实施例对本发明进行了描述，但是普通物理、电子和通信技术等领域的技术人员应该理解，根据上述内容可能产生大量的修改和变化。例如，本发明可以应用于声音和水下通信，还可以应用于传输线或光纤。事实上，因为滤波、重新组合、降频移动以及按正比于有贡献的源距离来移动频谱的关键操作等都可以应用于任何种类的传播波上的信号，只要它们符合共同待批的申请中针对移动操作所特别描述的波动方程就可以，所以本发明甚至可以应用于物质波信号或重力波信号。

如发明内容所述，步骤D可以被降频转换器替代，它可选地具有调制-解调级，以便使带宽往回调节一个因子(1+αr)。通过在步骤A或B之前移动调制-解调级，便可以避免降频调节，使得对于期望的源而言带宽已经降频调节了大约一个因子(1+αr)。这也将需要更窄的子频带滤波器S_μ和源选择滤波器G_i，这一点从在滤波器频谱上确保恒定或线性相位这一观点来看可能是有用的，因为相位畸变可以影响到频谱相位梯度和图1、3、4、5中所假定的分离过程的线性。

同样，上文通过使用两个子频带解释了频谱阴影问题以及本发明用子频带来克服该问题，但是相关领域的技术人员应该清楚，通常不止两个子频带是必需的，并且最低的子频带尤其是如果包括0频率(d.c.)时，可能需要完全抛弃，就像发明内容中所提到的那样。

如背景技术和发明内容所述，本发明可以使用对方向敏感的天线技术，以便对从接收机起距离大致相同但方向各不相同的多个源的信号提供分离。本发明的方法可以相反地用作方向性天线的替代，以便分离那些在方向上靠得太近的源。本发明可以与基于内容的分离方法组合起来，其中包括但不限于振幅、频率、相位和扩频调制或TDM以及自相关方法。所有这些修改、泛化和变化都旨在处于所附权利要求书所定义的本发明的精神和范围之内。

Claims (20)

1.一种用于在接收机处从自多个源处接收到的信号组合中分离出所期望的信号的方法，

·每一个源位于从所述接收机处起不同的距离处，

·所期望的信号是由位于某一距离处的所期望的源贡献的，

·并且每一个信号以及它们的组合占据着原始频带，

所述方法包括如下步骤：

·将接收到的信号组合划分成一个或多个频谱子频带；

·将每一个频谱子频带扩展成相应的多个组成子频带频谱，每一多个组成子频带频谱对应于所述多个源之一并且按正比于该源到所述接收机之间的距离而进行频移；

·在每一多个组成子频带频谱中选择与所期望的源相对应的频移后的组成子频带频谱；

·对每一个选中的频移后的组成子频带频谱进行降频变换，使其回到所述原始频带；

·以及重新组合所选中的频移后的组成子频带频谱，以恢复所期望的信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述频谱子频带的数目精确地是一，所以所述第一步骤和最后的步骤都没有意义了。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述降频变换步骤在所述重新组合步骤之后进行。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述选择频移后的组成子频带频谱的步骤是通过使用一个或多个带通滤波器而执行的。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每一个选中的频移后的组成子频带频谱进行降频变换的步骤是通过扫描其相位分布而实现的。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对每一个选中的频移后的组成子频带频谱进行降频变换的步骤是通过将所选中的频移后的组成子频带频谱乘以中频载波信号而实现的。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是通过声波来传播的。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述信号是通过物质波或重力波来传播的。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩展每一个频谱子频带的步骤是通过扫描所述频谱子频带的相位分布来实现的。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述扫描步骤是通过数字信号处理来执行的。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述扫描步骤包括改变衍射光栅的光栅间隔或改变谐振腔的尺寸。

12.一种用于从在接收机处接收到的、来自多个源的信号组合中获取到所述多个源的距离分布的方法，每一个信号以及它们的组合占据着原始频带，所述方法包括如下步骤

·将所接收到的信号组合划分成一个或多个频谱子频带，每一个频谱子频带具有已知的或测得的频率上限和频率下限；

·将每一个频谱子频带扩展成相应的多个组成子频带频谱，每一多个组成子频带频谱对应于所述多个源之一并且按正比于该源到所述接收机的距离而进行频移；

·以及从扩展后的多个组成子频带频谱中计算到所述多个源的距离分布。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述频谱子频带的数目精确地是一。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述频谱子频带是用与所述原始频带相对应的频率上限和频率下限来固定的。

15.如权利要求13所述的方法，其特征在于，所述频谱子频带具有可变的中心频率并且所述中心频率在所述原始频带中变化。

16.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述计算距离分布的步骤包括如下步骤：

·测量每一多个组成子频带频谱的频率上限和频率下限；

·以及根据测得的各多个组成子频带频谱的频率上限和频率下限与相应已知的或测得的频谱子频带的频率上限和下限的比，分别计算到所述多个信号源的最小和最大距离。

17.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述计算距离分布的步骤包括在图中画出扩展后的多个组成子频带频谱。

18.一种用于从多个源发出的信号组合中分离出所期望的源发出的电磁信号或其它波传播信号的设备，所述多个源分别位于从所述设备起不同的距离处，每一个信号以及它们的组合占据着原始频带，所述设备包括：

·一个或多个频谱扩展装置，用于分别扩展所述信号组合或所述信号组合的子频带，以形成多个组成频谱或组成子频带频谱，每一多个组成频谱或组成子频带频谱对应于所述多个源之一并且按正比于该源到所述设备的距离而进行频移；

·一个或多个带通滤波器装置，用于选择与所期望的源相对应的、扩展后的组成频谱或组成子频带频谱；以及

·一个或多个降频变换装置，用于分别使所选择的扩展后的组成频谱或组成子频带频谱往回频移到所述原始频带，以形成所期望的信号或所期望的信号的子频带。

19.如权利要求18所述的设备，还包括子频带滤波装置和求和装置，所述子频带滤波装置用于将所述信号组合划分成一个或多个子频带，所述求和装置用于重新组合所期望的信号的子频带频谱使其返回成所期望的信号。

20.如权利要求19所述的设备，还包括单个降频变换装置，它跟在所述求和装置后面。

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