CN101014920A - 高频局部增强功率因子校正控制电路和方法 - Google Patents
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Abstract
一种提供功率因子校正的电路，包括增强转换器电路，具有增强电感和与所述增强电感串联耦合的功率因子校正开关，所述增强电感和功率因子校正开关跨接耦合在整流器的输出端，从AC线路提供AC功率给所述整流器，所述增强转换器电路进一步包括耦合到所述电感和所述开关之间的接合点的增强二极管，所述增强二极管的输出耦合到输出电容，通过所述输出电容提供DC总线电压，进一步包括控制电路，接收来自所述整流器的整流后的AC输入电压、与流经所述电感的电流成正比的信号以及所述电容上的DC总线电压作为输入，并且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述PFC开关的开启时间，进一步包括启用/禁用电路，接收整流后的AC输入电压和DC总线电压作为输入，所述电路即时将所述整流后的AC输入电压与所述DC总线电压比较，并且控制所述控制电路，从而所述控制电路在所述整流后的AC输入电压小于所述DC总线电压时提供脉冲宽度调制信号以控制所述PFC开关，并且在所述整流后的AC输入电压大于所述DC总线电压时禁止对所述PFC开关产生脉冲宽度调制信号。
Description
相关申请
本申请要求2004年6月28日提交的名称为“A NEW HIGH-FREQUENCYPARTIAL BOOST POWER-FACTOR-CORRECTION CONTROL METHOD”的临时申请No.60/583,752的优先权，其公开内容作为引用而完整结合于此。
背景技术
本发明涉及功率因子校正电路，即减少提供电源特别是开关模式电源的功率线路中产生的失真和谐波的电路。利用功率因子校正(PFC)电路以减少功率线路上的谐波，特别是使得具有负载的电路看起来完全具有纯阻性负载。功率因子校正电路的目标是确保AC电压和电流完全同相。这样提高了效率并且同时消除了不利的谐波。
过去，采用了图1所示的无源解决方案。在整流器的输出提供了电感。由于电感在线频率下工作，其物理尺寸和电感大小通常非常大，要求很高的成本并且增加了电路尺寸。输入电流波形被平滑，并且通常不满足当今的规定要求。
图2显示了另一种现有技术方法，该方法提供了有源解决方案，其中将可控开关S与串联电感一起添加在整流器前端。所述开关在线频率例如120Hz或者100Hz的每个半周期内的很短时间内被开启。制造商使用该方法以平滑输入电流，能够满足某些应用的规范标准，特别是日本，但是并不满足欧洲市场的严格IEC标准。电感同样工作在线频率下，并且其物理尺寸和电感仍然很大，导致很高的成本和电路尺寸。
第三种方法是另一种有源解决方案，其中使用高频全局增强功率因子校正。这是最常见的PFC控制方法，如图3所示，提供DC电压给驱动电机ML的电机驱动逆变器INV。开关例如IGBT Q1在高开关频率下切换，通常为50KHz至100KHz的范围。这样可以达到接近100％的功率因子，实际上超过了多数规范标准的要求。由于所述高频PWM，因此需要较小物理尺寸的电感和较小的电感值。然而，该电路仍然具有缺陷。特别的，所述高频PWM开关导致了高开关损耗，更低的效率，并且产生了电磁干扰(EMI)噪声，并且100％的PFC对于多数设计应用的要求来说过高了。
本发明的一个目标是满足应用规范标准但是并不一定超过这些标准，从而在降低损耗的功率因子和通过降低开关损耗和噪声而增加效率之间平衡。图4显示了图3所示的传统有源高频全局增强PFC电路的波形图。
发明内容
本发明提供了一种可替换的PFC电路和方法。依赖于规范要求，可以在PFC性能(功率因子和谐波产生)与开关损耗和效率之间折衷平衡。该方法使用与图3所示的传统高频增强PFC电路类似的电路拓扑，但是具有不同的控制概念。
根据本发明，采用了局部增强PFC，将AC输入电压与DC总线电压进行即时比较，并且在有源增强PFC控制环的上层对各个线周期的特定时间段启用和禁用PFC PWM开关。当输入电压低于DC总线电压时，PWM开关信号的产生被启用，并且开关在高频例如50KHz下切换。由于高带宽的电流回路，输入电流被构建为由电压回路产生的正弦参考的形状。当输入电压大于DC总线电压时，PWM开关信号的产生被禁用。依赖于输入电压和DC总线电压的差值，整流器和PFC二极管均会接通，并且输入电流持续流通。在此局部PFC操作中，在PWM开关被启用的时间段内保持闭环电流控制，并且保持全局闭合的电压环控制。
附图说明
在下文中参考附图详细描述本发明，其中：
图1显示了现有技术的无源PFC电路；
图2显示了现有技术的有源PFC电路；
图3显示了另一种有源PFC电路；
图4显示了图3所示电路的波形；
图5显示了根据本发明的高频局部PFC电路；
图6显示了图5所示电路的波形；以及
图7显示了图5所示电路的进一步波形。
本发明的其他目标、特征和优点通过下面的详细描述可以更加明白。
具体实施方式
再次参考附图，图5显示了根据本发明的PFC电路。所述电路包括由AC电源供电的桥路整流器BR1。整流后的AC被提供给增强电感L1。PFC开关Q1串联耦合到所述电感并且在电感之后跨接到所述桥路整流器的输出端。增强二极管BD与电感L1串联耦合，并且输出电容C1通过公知方式耦合在增强转换器电路的输出端。电容C1上的电压包括提供给负载的DC总线电压，所述负载例如可以包括驱动三相电机负载ML的DC-AC逆变器。
DC总线的输出VDC被提供给A-D转换器10，A-D转换器10利用DC总线电压VDC，通过电阻R1或者其他检测设备而检测的电感L1中的电流IIN以及整流后的AC输入电压VIN作为输入。A-D转换器产生三个输出，包括DC总线电压的数字实现，VdcFdb，输入电压VIN和电感电流IIN。尽管在电路中显示了数字实现，所述电路也可以通过模拟元件实现。如下文所述，VIN和VDC也提供给电路40。
所述电路包括斜坡产生器20，用于接收DC目标电压VdcTgt。将斜坡产生器的输出提供给差值电路22，其中从所述斜坡电压减去DC总线电压。将斜坡产生器的输出提供给电压调节器，其中可以包括PI控制器24。将PI控制器24的输出提供给乘法电路26，其中将来自电压调节器(PI控制器)的电压输出和输入电压VIN相乘。相乘的结果为参考PFC信号IREF_PFC28，在差值级30中从其中减去电感电流。将差值级30的输出提供给包括PI控制器的电流调节器32。将控制器32的输出提供给比较器34，其中通过将振荡器信号(通常为振荡器产生的斜坡或者锯齿信号36)与控制器32的输出比较而产生PWM信号。所述PWM信号控制PWM信号的占空比，从而控制开关QI并且控制功率因子校正。
将PFC启用信号提供给模块20、24、32以及34以禁用来自其他电路的PFC操作。
所述控制电路基本为图3所示的传统电路。图3中的电压调节环包括元件20和24，其中将DC总线电压与目标电压相比较而提供电压调节控制信号给乘法器26。电流环包括元件32和PWM比较器34，PWM比较器34的输出被耦合以控制开关Q1。
根据本发明，提供优选的数字形式的控制信号VIN和VDC给局部PFC控制电路40。在本发明的范围之内，所述控制信号也可以以模拟形式实现。如前所述，VIN是即时整流后的AC输入电压并且VDC是即时的DC总线电压。局部PFC控制电路40按照如下方式工作。电路40将整流后的AC输入电压VIN与DC总线电压VDC比较。当整流后的AC输入电压小于DC总线电压时，局部PFC控制电路40提供信号给PWM比较器34以启用PWM比较器，从而提供PWM信号以控制开关Q1的开启时间。如同现有技术一样，这是在高频例如50KHz下进行的。由于高带宽的电路环，输入电流被构建为通过电压环产生的正弦参考IREF PFC的形状。当VIN大于VDC时，即整流后的AC输入电压大于DC输入电压时，开关Q1的PWM切换在很多应用中并不必要，因此PWM切换信号的产生被禁用。局部PFC控制电路40提供关断信号给PWM比较器34以禁用PWM操作并且由此开关Q1保持在关断状态。然而，由于整流后的AC输入电压比DC总线电压更大，桥路整流器和增强二极管BD会继续接通并且输入电流会持续流通。
在所述局部PFC操作中，当启用PWM开关并且保持全局闭环电压环控制时，闭环控制电流被保持。
图6显示了图5中的高频局部PFC电路的控制时序。图6显示了整流后的AC输入电压VIN和DC总线电压VDC。如图所示，当整流后的AC输入电压大于DC总线电压时，PWM开关被禁用。当整流后的AC输入电压小于DC总线电压时，PWM开关被启用。图6还显示了电感电流IIN。
图7显示了图5所示电路中的信号，包括PWM控制信号，DC总线电压，AC输入电压和AC输入电流。如同PWM控制信号所示，当整流后的AC输入电压超过DC总线电压时，PWM开关被禁用。
表1比较了测量的功率因子THD(总谐波失真)和效率，将简单的二极管桥路整流器电路、本发明的局部增强PFC电路和图3所示的传统全局增强PFC电路进行比较。根据本发明的电路的主要特征如下：与桥路整流器电路相比，改善的波峰因子和THD。
由于当PWM开关被启用时开关频率很高，PFC电感尺寸和成本大大低于图1和图2所示的PFC开关频率仅为线频率的现有技术解决方案。
由于与图3所示传统增强PFC相比产生更少的切换动作，因此具有更低的开关损耗和噪声。这样可以提高效率，同时实现相对好的PFC性能。
尽管参考特定实施例描述了本发明，本领域技术人员可以做出各种变化和修改。因此，本发明并不限于在此公开的特定内容，而是仅由所附权利要求书限定。
表1测量的功率因子和效率的比较
| 二极管桥路整流器 | 本发明的局部增强PFC | 传统的全局增强PFC | |
| Vdc(V) | 295.8 | 308.5 | 307.5 |
| Vin_rms(V) | 231.8 | 224.3 | 192.3 |
| 输入功率Pin(W) | 528 | 584 | 591 |
| 输出功率Po(W) | 521 | 567 | 563 |
| Iin_peak(A) | 7.42 | 5.15 | 4.92 |
| Iin_rms(A) | 3.21 | 2.69 | 3.10 |
| 波顶因子 | 2.31 | 1.91 | 1.59 |
| THD(％) | 90.66 | 19.03 | 8.26 |
| 功率因子 | 0.710 | 0.967 | 0.991 |
| 效率(％) | 98.7 | 97.1 | 95.3 |
Claims (6)
1.一种提供功率因子校正的电路，包括：
增强转换器电路，具有增强电感和与所述增强电感串联耦合的功率因子校正开关，所述增强电感和功率因子校正开关跨接耦合在整流器的输出端，从AC线路提供AC功率给所述整流器，所述增强转换器电路进一步包括耦合到所述电感和所述开关之间的接合点的增强二极管，所述增强二极管的输出耦合到输出电容，通过所述输出电容提供DC总线电压，
进一步包括控制电路，接收来自所述整流器的整流后的AC输入电压、与流经所述电感的电流成正比的信号以及所述电容上的DC总线电压作为输入，并且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因子校正开关的开启时间，
进一步包括启用/禁用电路，接收整流后的AC输入电压和DC总线电压作为输入，所述电路即时将所述整流后的AC输入电压与所述DC总线电压比较，并且控制所述控制电路，从而所述控制电路在所述整流后的AC输入电压小于所述DC总线电压时提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因子校正开关，并且在所述整流后的AC输入电压大于所述DC总线电压时禁止对所述功率因子校正开关产生脉冲宽度调制信号。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述启用/禁用电路从A/D转换器或者从模拟信号处理电路接收包含整流后的AC输入电压和DC总线电压的数字输入或者模拟输入，并且提供启用/禁用输出给所述控制电路的脉冲宽度调制比较器。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述控制电路包括电压调节器回路，接收输入目标电压和DC总线电压，并且提供误差电压输出，并且进一步包括电流调节器，接收所述误差电压输出、整流后的AC输入电压以及电感电流信号作为输入，并且提供输出信号给所述脉冲宽度调制比较器。
4.一种在增强转换器电路中提供功率因子校正的方法，其中所述增强转换器电路具有增强电感和与所述增强电感串联耦合的功率因子校正开关，所述增强电感和功率因子校正开关跨接耦合在整流器的输出端，从AC线路提供AC功率给所述整流器，所述增强转换器电路进一步包括耦合到所述电感和所述开关之间的接合点的增强二极管，所述增强二极管的输出耦合到输出电容，通过所述输出电容提供DC总线电压，进一步包括控制电路，接收来自所述整流器的整流后的AC输入电压、与流经所述电感的电流成正比的信号以及所述电容上的DC总线电压作为输入，并且其中所述控制电路提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因子校正开关的开启时间，
所述方法包括即时将所述整流后的AC输入电压与所述DC总线电压比较，并且控制所述控制电路，从而所述控制电路在所述整流后的AC输入电压小于所述DC总线电压时提供脉冲宽度调制信号以控制所述功率因子校正开关，并且在所述整流后的AC输入电压大于所述DC总线电压时禁止对所述功率因子校正开关产生脉冲宽度调制信号。
5.根据权利要求4所述的方法，其进一步包括从A/D转换器或者从模拟信号处理电路接收包含整流后的AC输入电压和DC总线电压的数字输入或者模拟输入，并且提供启用/禁用输出给所述控制电路的PWM比较器。
6.根据权利要求5所述的方法，其进一步包括接收输入目标电压和DC总线电压，并且提供误差电压输出，并且进一步包括接收所述误差电压输出、整流后的AC电压以及电感电流信号作为输入，并且提供输出信号给所述脉冲宽度调制比较器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US58375204P | 2004-06-28 | 2004-06-28 | |
| US60/583,752 | 2004-06-28 | ||
| US11/165,939 | 2005-06-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101014920A true CN101014920A (zh) | 2007-08-08 |
Family
ID=38701553
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN 200580021702 Pending CN101014920A (zh) | 2004-06-28 | 2005-06-28 | 高频局部增强功率因子校正控制电路和方法 |
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| Country | Link |
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