CN1006836B

CN1006836B - 多相无刷电机驱动装置

Info

Publication number: CN1006836B
Application number: CN85101863A
Authority: CN
Inventors: 伊藤隆康; 西岛英南; 福岛勇夫
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-04-01
Filing date: 1985-04-01
Publication date: 1990-02-14
Also published as: CN85101863A

Abstract

本发明是一个驱动多相无刷电机装置，在这个装置中电机转矩中出现的波动，被一个信号电流去驱动电机所消除，这个信号的相位与力矩波动相位相反，而波形与力矩波动波形对称，所以无论电机运行在何种速度上，电机可以精确地运行。在本发明中，为了得到如此的信号电流波形，感应在定子绕组中的反电势被测测量，测得反电势的信号指示电平，按照电机的负载和转速；作为控制信号，去控制电机的驱动电流。

Description

本发明涉及到一个驱动多相无刷电机的装置。作为一个例子在录像机中应用。

目前，多相无刷直流电机最经常用在录像机中作主导轴的驱动电机和圆筒驱动电机。在无刷直流电机里，转子由永久磁铁做成，不同相的电枢绕组元件，例如，三相绕组被安置在定子上。当电流提供到定子绕组里，它与安装在转子上的永久磁铁所产生的磁场作用，由于电磁感应原理，便产生推动转子旋转的力矩。在这种电机里，定子各相绕组，依靠转子旋转时所处的角位置，有选择地供电，从而能够连续发出旋转力矩。

三相无刷直流电机是多相无刷直流电机最典型的例子，它的结构和工作方式，将在说明本发明之前，详细地叙述。

以往都是双极性驱动型三相无刷直流电机，其驱动电路示于图1，在这种双极性驱动型无刷直流电机里，电流以两个方向供给定子绕组。参照图1，无刷直流电机包括了一个永久磁铁转子1，和三相定子绕组L₁，L₂和L₃;一个转子位置检测器11用来测量转子1的瞬时角位置，信号发生器12产生一个信号，根据转子位置检测器11的输出，有选择地驱动晶体管4到9的一个组合电路，晶体管4到9的集电极连在一起接到电源10上。在图1中，晶体管4到9的上半部中的一个和下半部中的一个同时接通，致使电流在予定的时间期间，从电源10经过导通的晶体管，送到定子三个绕组L₁到L₃中的两个之中。电流提供给定子上的那两个绕组是由那两个晶体管导通来决定，在予定的时刻（它由转子1转动的角位置决定）。信号发生器12产生晶体管驱动信号，以便驱动晶体管4到9中的一组（两个），供给每个定子绕组L₁到L₃，电流的大小，是由电机所希望的转速来决定。

在以往的无刷直流电机中，永久磁铁产生的磁通密度它横切绕组，以电角度的形式，按严格的正弦变化。从而，由电磁感应所产生的旋转力，也由转子1的旋转角位置来决定，因此，电机转子1，旋转所产生的力距，包含着波动力矩，即，转速是不稳定的，这种力矩波动给电机带来一系列特殊问题，譬如，录像机电机要求精确的恒定速度，但力矩波动问题在多相无刷电机中必然会出现。

现在，我们参照图2和图3来叙述引起力矩波动的机理。

在图1中所示，是三相无刷直流电机的转子1和定子绕组L₁到L₃之间的关系，我们将它展开如图2所示。为了便于解释，我们假设转子固定不动，而定子绕组L₁到L₃是可以运动的，这种情况与实际情况正好相反。借助图2，指示数2和3分别代表转子边的轭和定子边的轭，而且定子绕组L₁到L₃横切由永久磁铁的相邻S和N极流出来的磁力线，这些磁力线经过轭部2和3。在定子绕组L₁到L₃的每个中，黑点符号表示电流流动方向是由图背面正交地流向图面前方，X型符号表示电流流动方向是由图面垂直流向背面。现在，假设定子绕组是可以运动的。因此，图2表明，随着时间由t₁到t₂，t₂到t₃，t₃到t₄的推移，定子绕组L₁到L₃是如何相对转子1移动的。如前面说过的那样，定子绕组L₁到L₃相对转子1移动，是为了便于解释而假设的，而实际情况是转子相对定子绕组L₁到L₃移动，因此，在图2中定子绕组L₁到L₃向右移动，产生一个正向力矩，使电机旋转。换一种方式也可反过来说，即：定子绕组L₁到L₃保持不动，由转子1向左边移动，同样产生一个正向力矩。

由永久磁铁所建立的磁场，象图2中表示的那样，按严格正弦形式分布，这里横座标代表电角度Q，纵轴代表磁通密度φ，定子绕组L₁，L₂和L₃的每个线圈其跨距是180°电度（即，高于永久磁铁的N或S极的任何一个之宽度）。并且定子绕组L₁，L₂和L₃以彼此之间相差120°电度安置在定子上。

图3示出电流I₁到I₃是如何分别送到定子绕组L₁到L₃中，由于各电流I₁到I₃供电的结果产生力矩T₁到T₃，示于图1中的电机合成力矩To（＝T₁+T₂+T₃）它随着时间而波动。

现在，假设时间为t₁时刻，电机驱动电流I₁和I₂，提供到各自对应的定子绕组L₁和L₂中，如图2所示，在t₁时刻定子绕组L₁的导入端取在电角度为Q₁的位置上，即，假设予定的基极驱动电流，由信号发生器12供给晶体管6和8，那么，当基极驱动电流送到它们（例如6和8）的基极时，晶体管6和8被导通，一个确定的电流从电源10→晶体管6→绕组L₁→绕组L₂→晶体管8到地的路径流通。与此同时，剩余的其他晶体管全部处于断开状态，当定子绕组L₁的导入端在时刻t₂达到电角度Q₂位置时，定子绕组L₂被切断而定子绕组L₃被接入，即，现在晶体管6和7导通，一个确定的电流从电源10→晶体管6→绕组L₁→绕组L₃→晶体管7到地的路径流通，当定子绕组L₁的导入端，在时间t₃到达电角度位置Q₃时，晶体管5和7导通，而其余的晶体管全部断开，一个确定的电流被送到定子绕组L₂和L₃中。在上述方法中，晶体管由信号发生器12发出的信号进行控制，使它们有选择地导通和断开，在每一时刻，定子绕组与转子之间的位置关系是固定的，一个确定的电流送到相应的定子绕组中，使电机连续旋转。在所指的例子中，供电到定子绕组，是在每隔60°电度的角距间隔进行切换。因此绕组有六种接通方式，电机转一转（360°）这些状态变化一个周期（对两极电机而言）。为了测量定子绕组与转子之间的位置关系，一种大家熟悉的霍尔效应位置检测器可以采用。也可采取在位置Q₁到Q₃之间的电角度中，供电给定子绕组，采取绕过Q₂在120°电度的范围内通电的方式更为可取，因为这儿磁通密度最大，从而可获得高效率。

如图3所示，在时间T₁到T₂期间，力矩T₁由送到定子绕组L₁的电流，和由转子1发出的磁通密度相互作用而产生。还看到，力矩T₁的幅值依赖于横切绕组L₁导入端的磁通密度φ₁。在图3中，Io指的是一个主要对应于某个固定电机转速的电流值。同样，在图3中的T₁到T₂的期间，力矩T₂是由送到定子绕组L₂中的电流I₂，和转子1产生的磁通互相作用而产生，（在这种情况，横切定子绕组L₂导入端的磁通密度φ₂，相对φ₁相移了120°电度）。在这个期间中，定子绕组3没有通电，所以力矩T₃等于零。

在由T₂到T₃的时间期间中，通过晶体管切换定子绕组使L₁断开，L₃接通，从而产生力矩T₁和T₃。在T₃到T₄的期间里通过晶体管切换定子绕组使L₁断开，L₂接通，从而产生力矩T₂和T₃。

虽然送到定子绕组L₁中的电流在t₄时刻反向，但与此同时，横切绕组L₁导入端的磁通也反向，如图2中所示。因此，所产生的力矩T₁的方向仍然不变（保持正方向）。电流I₁，I₂，I₃分别送到定子绕组L₁，L₂和L₃中，产生合成力矩To＝T₁+T₂+T₃。然而，在这个施加到转子1上的合成力矩中，在60°电度间出现力矩波动，这种波动示于图3的最下部。因此，以往的无刷直流电机有需要用飞轮来吸收转速不稳的缺点。这种缺点是由力矩波动造成的。在此力矩波动周期短的时间内，瞬时启动电机（例如，在录像装置的精密低速播放状况，磁带需要瞬时启动到它的额定速度）像这种要求具有高精度，又需要瞬时启动的问题，用这样的电机是不可能达到的。

后来，日本专利申请公布了东京Shibaura电气有限公司所发明的一种方法（这个发明于1978年12月在日本申请，申请号No.55-79694）。这个方法是采用一种与上述力矩变化相位相反的驱动电流来驱动无刷直流电机，为的是补偿电机的力矩变化。按照这个发明的方法，予先将电机旋转角位置和有关联的力矩变化之间的关系寄存到存储器中，将存储器中对应测得的电机旋转角位置的数值读出来，为的是在读出力矩变化的基础上，可以用微处理机来适当地控制电机的驱动电流。因此，这个发明由于它需要存储器和微处理机而使价格增加，另外，还需要予先找出力矩变化与电机旋转角位置之间的关系。

为了避免上述缺点和克服以往装置的问题，本发明的主要目标是提供一个驱动多相无刷直流电机的装置，这种装置无论电机运行在什么转速下，都可以消除电机力矩波动现象。

为了达到上述目标的本发明，提供了一个为驱动包括一个转子，和定子绕组组合体的多相无刷直流电机的装置，这个装置包含一个转子角位置检测器;一个信号发生器（它根据位置检测器所测得的位置信号而发出控制信号）。从而去控制每个电机定子绕组定时接通;一个电机驱动电路，为的是在信号发生器发出的控制信号作用下，从电源将电机的驱动电流送入电机定子的每个绕组中;一个补偿信号发生线路，它包括测量转子转动时在定子绕组中感应的反电势（电压）的检测器。基于测得反电势的指示信号，和测得电机转速的指示信号去产生一个补偿信号去补偿电机的力矩波动;和一个电流控制电路，它包含将补偿力矩波动信号迭加到一个指令信号上，这个指令信号表示电机某一个予定转速）的部件。在这个基础上所合成的信号，去控制通过电机驱动电路供给电机的驱动电流。

本发明的基本概念是：由于力矩波动，在某个时间里力矩已经下降，驱动电流即时增加去补偿力矩的下降。为此目的，需要获得一个相应力矩变化的电流指示信号，定子绕组产生的力矩T通常表示成TαB·I，这里，B是磁通密度，而I是电流值，然而在定子绕组中感应的反电势（电压）E通常表示成EαB·V，这里V是电机的速度。因此，反电势E与力矩T的幅值成正比。所以，本发明基本思想是：测出反电势去补偿电流。此外，后一个表示式指出：反电势与电机的旋转速度有关，由于电机转速发生变化将引起反电势相应变化因此，适当地变化补偿电流是需要的。

本发明是以达到上述目的来进行叙述的。

在下面联系相应的图来对本发明进行详细叙述：

图1表示以往的双极型三相无刷直流电机和它的驱动电路图：

图2，说明示于图1中的三相无刷直流电机的定子绕组和转子之间的相对位置关系;

图3，示出图1中电路的工作波形图;

图4，是按照本发明构成装置的最佳实施例方框图;

图5，是表示在电机定子各绕组中感应的反电势波形图;

图6，是表示图4的本发明驱动装置中，检测器测得的反电势信号波形图;

图7，是表示图4的本发明驱动装置中的电流和力矩对时间的关系波形图;

图8，是图4的本发明驱动装置的详细结构电路图;

图9，是本发明的另一种具体结构电路图。

现在我们来参看这些图：图4是本发明驱动装置的一个具体方框图，这个装置用来驱动一个三相无刷直流电机。在图4中，同样的指示数字用来指出和图1所表示的设备相同的部件。

参照图4，这个驱动装置包括，检测器13，低通滤波器（LPF）14，可变增益放大器15，具有很小阻值的电阻器16，速度控制输入端17，差动放大器18、19，晶体管20，21，22和可调电流源23，此外，还有在图1中所有的晶体管4到9和电源10。为了简化起见有一些部件没有在图中画出来：一个接收转子位置检测器输出的信号发生器，被连接到晶体管4到9和20到22的基极端（如图1所示情况），因而依据测得的转子旋转位置，去驱动晶体管中的适当的一组。

在图4中所示，本发明结构装置的实施例工作情况将参照图5到图7进行叙述。

用信号发生器（图内未表示）送来的信号，有选择地驱动晶体管4到9和20至22中的某一些，将驱动电流供给定子上的独立绕组 L₁至L₃中的每一个，从而产生旋转力矩，这样的工作情况，与对图1的叙述是完全相同，所以它的解释就不再重复了，在该最佳实施例中，晶体管4、5和6工作在饱和状态（线性放大器的一种工作状态），当作开关用。那时，晶体管7、8和9工作在非饱和状态（线性放大器的另一种工作状态），作为恒流源工作，当驱动电流以某种确定次序供给定子独立绕组L₁到L₃时，在定子绕组L₁到L₃的各绕组中感应出反电势，它对应于由转子1所发出的磁通密度的变化。象早已说过的那样，感应在定子绕组L₁到L₃每个上的反电势波形和由电流供给定子绕组所产生力矩的波形很好地对应起来。如果晶体管4、5和6工作在非饱和驱动状态，每个反电势e₁、e₂和e₃具有严格的正弦波形，如图5所示，将分别地出现在定子绕组L₁到L₃和晶体管4到6之间的接点上。这些反电势e₁，e₂和e₃分别由定子绕组L₁，L₂，L₃感应而得。然而，在本发明的实施方案中晶体管4，5和6工作在饱和驱动状态，那时，晶体管7，8和9工作在非饱和驱动状态。因此，作为例子，当晶体管4接通时，在定子绕组L₁和晶体管4之间的接点上的电位，在晶体管接通的期间内，被钳到电源10的电压Eo值上。即，如图5所示那样，反电势e₁的电平，在它波形的120°电度期间，被拉到电源电压Eo的电平。其结果，在其他定子绕组L₂和L₃上感应的反电势e₂和e₃的电平也被提高一个量，这个量相当电源电压Eo和对应于图5波形图中反电势e₁在相应的120°电度期间的电压两者间的差。这种情况同样出现，即感应在各定子绕组L₂和L₃中感应的反电势e₂和e₃中的任何一个，被钳位到电源电压Eo的电平。

因此，分别在定子绕组L₁、L₂和L₃中感应的反电势e₁， e₂和e₃中的每一个，其波形的最大电压值被钳位到电源电压Eo，而且如图6所示，这些个波形的低电平侧有两个峰值。

具有如图6所示波形的反电势e₁，e₂和e₃被提供到检测器13中，检测器13测量低电平侧的波形并产生检测输出信号ea，它的波形示于图6中。该检测输出波形ea，与示于图3中的合成力矩To中所包含的力矩波动波形是对称的，但相位相反。这个测出的信号ea送给可变增益放大器15，将它放大到予定的幅值，然后作为力矩波动补偿信号输入到差动放大器18的一个输入端，表示电机转速的指令信号送到差动放大器18的另一输入端，差动放大器18的合成输出信号加到差动放大器19的一个输入端。一个代表电阻16上电压降的信号接到差动放大器19的另一输入端。电阻16两端的电压降与电机驱动电流Io有关，从而，驱动电流Io由于某种原因，例如，晶体管电流放大系数hFE变动而产生的变化，可以被测量出来。

换句话说，当晶体管4和21被导通，晶体管8从电流源23得到基极电流，数值为基极电流乘nFE（晶体管8的电流放大系数）的集电极电流，通过晶体管4作为驱动电流，送到定子绕组L₁和L₂中。类似地，当晶体管20或22被导通，从电源23给晶体管7或9提供基极电流，而数值为nFE（晶体管7或9的电流放大系数）乘基极电流的集电极电流被分别地作为驱动电流送到相应的定子绕组中，除非晶体管7、8和9都有相同的电流放大系数nFE，否则每当导通晶体管被切换时，提供到绕组中的驱动电流将不一致，从控制的观点这是不希望的。因此，差动放大器19的增益要选得足够高，而且采用反馈控制，结果使跨接在电阻16两端的电压降变成高于差分放大器18的输出。因此，由于晶体管7、8和9的nFE变动造成驱动电流不希望的变化减到最小。

电机驱动电流Io的信号，以及具有经差动放大器18力矩波动补偿的电流指令信号被输入给差动放大器19，基于这些输入，差动放大器19对可调恒流源23的输出电流进行控制，也就是反馈控制一直进行到所测得的电机电流Io与差动放大器18的输出信号相一致为止，与此同时也对电机旋转力矩的力矩波动进行补偿。

图7是一个表示上述力矩波动补偿作用的波形图。这个图中虚线代表以往无刷直流电机的电流和力矩的特性曲线，那里，实线代表本发明的电机驱动装置的特性曲线。从图7可以看到由虚线所表示的合成力矩To的力矩波动是很明显的，因为在以往的无刷直流电机中，驱动电流Io像虚线所示，是一个恒定常值。与此相反，在本发明的驱动装置中，合成力矩To如实线所示始终保持恒定值，这是因为电机是被一个能补偿波动分量的电流Io所驱动。

可变增益放大器15的工作情况将进一步叙述。当电机驱动电流随着负载增加而变大时，电机旋转力矩To同时也增加，从而力矩波动分量的绝对值也增加，在此情况下，必须增加力矩波动补偿信号的幅值。进一步说，在一种装置中（例如，在录像机里有不同的录/放速度级），那儿，电机的转速可以在多个速度级之间切换，无论电机速度怎样变化，负载基本不变，因而力矩波动的绝对值不能有任何可感觉的变化，但是另一方面，每个定子绕组中感应反电势的峰间值，随着电机转速的增大和减少，分别地变大和变小。因此，在本装置中，当电机转速变化时，测得的反电势值，必然会随着转速的变化而增大或减小，而提供希望的补偿信号。换句话说，为了对付负载的增加（减小），补偿信号的幅值必须增加（减小）;为了对付转速的增加（减小），补偿信号的幅值必须减小（增加）。可变增益放大器15是一个这样的器件。在这个器件中，所测得的反电势的电平，随着绕组驱动电流Io和电机转速而增大或减小，以便提供一个力矩波动补偿信号，使控制处于最佳状态。

在图6中，曲线ea表示当电机以额定速度旋转时，测量反电势的检测器13的输出波形图;曲线ea′表示当电机以 1/3 额定速度旋转时，测量反电势的检测器13的输出波形图。当电机以 1/3 额定速度的低速运行时，反电势的值只是额定速度时反电势值的 1/3 ，而且它的频率也只有额定速度时频率的 1/3 。在这种情况下，检测器13的检测输出波形ea′的低电平侧的直流电平，也比波形ea的高些，如图6中所示（即是，虽然由于电机转速减小，在定子绕组中感应的反电势的峰对峰电平减小，但检测器13的低电平侧的检测输出电平却有所增加）。在图4所示的实施方案中，检测器13的检测输出，分别加到两个地方，一个是直接提供给可变增益放大器15的一个输入端;另一个是提供给低通滤波器（LPF）14，并从中提取直流分量送到可变增益放大器15的另一个输入端。依据从电阻16上取来的电压降信号（测量驱动电流的指示），和从检测器13的检测输出的直流分量信号（测量转速的指示）一起，来对可变增益放大器15的增益进行适当地控制，从而调节检测输出ea（ea′）的电平，去产生最佳力矩波动补偿信号。

在图4所示本发明的实施方案中，说明了本发明应用到一个装置上，在这个装置电机转速是可变的，但是，在另一个本发明应用的装置中，电机转速不一定是变化的，可变增益放大器15的增益不必跟踪电机转速变化。在后一个应用中，图4中所示的低通滤波器LPF14不必要了，因为在这种场所，一个对应电机予定转速的固定电压可以提供到可变增益放大器15的输入端，这个输入端原来是与低通滤波器LPF14相连的。

图8示出的是图4中的实施方案的详细结构电路图，参照图8，这个电路包括电阻24到31，一个电平移动电路33，恒流源34晶体管36到46，电容47，稳压电源48到50，和二极管51到53，其他的和前面图4所示相同。此外，指示数150指的是一个既有LPF4功能又有可变增益放大器（如图4）15功能的补偿信号发生电路。为了简化说明，转子位置检测器和信号发生器，在这里没有画出来。

实际的定子绕组L₁，L₂和L₃除了电感外还有电阻分量，分别用电阻24，25和26来表示，由于存在这些电阻，它们上面的电压降就会以误差的形式叠加到用检测器13测得的真实反电势上，由于这种影响，精确的补偿信号不能获得。为了避免由于电阻24到26上电压降的不良影响，电阻28和晶体管39被加入到补偿信号发生器150中，它们与由二极管51，52和53组成的检测器13的输出相接。

更精确地说，指示电机驱动电流Io值的电压信号，从电阻16上送到发射极接地的放大器上，这个放大器是由按二极管方式连接的晶体管36，晶体管37和晶体管37的发射极电阻27所构成。晶体管37的基极连到晶体管36和恒流源34之间的P₈点上，恒流源34用来对晶体管36提供基极电流。

晶体管37的集电极输出，通过由二极管方式连接的晶体管38和晶体管39构成的电流映射（mirror）电路，提供到电阻28上。

电阻24，25，和26有基本相同的阻值，电机定子绕组L₁，L₂ 和L₃其中两个总是被接通。因此，作为例子，各电阻的阻值是如此选择的：电阻24到26的每个阻值的两倍值与电阻16的阻值之间的比值，等于电阻28和电阻27之间的比值。当电阻值按上述方法选择时，跨在电阻28上的电压降变成等于电阻24到26电阻上的压降，因此，作为抵消了上述电压降的一个信号，可以从晶体管39和电阻28之间的连接点P₁取出来。电阻30，31和电容器47构成低通滤波器（LPF），这个滤波器检测真实反电势的直流电平（指示电机转速），而真实反电势的信号是由P₁点取得，恒流源34的输出电流，相对电机驱动电流Io，应选取得足够小，甚至可以忽略。

表现在P₁点代表真实反电势的检测信号，通过电阻器30，提供到晶体管44的基极。另一方面，直流电平信号从LPF提供到晶体管43的基极。晶体管43和44组成差动放大器，晶体管40用作上述差动放大器的恒流源。将晶体管40的基极连到晶体管38的基极和发射极间的连接点P₂上，致使通过晶体管40流通的电流量可以与跨在电阻16上的电压（因而，正比于电机驱动电流Io）成正比地变化。

使用电阻30，31和电容47的综合功能，可以使晶体管43的基极直流电位变成等于晶体管44的基极电位。因此，差动放大器的基极直流电位按照电机转速变化。电机转速升高（降低），这个直流电平随之而下降或上升。

利用上述关系，一个相应或指示电机转速的信号，由电平移动电路33根据晶体管43的基极电位而产生。这个信号提供到由晶体管41和42组成差动放大器的一个输入端，因为电机在低转速运行时，在P₁的直流电平信号是高的，从恒流源供给的电流中的大部分，由晶体管40流经晶体管42，传送到用晶体管43和44组成的差动放大器。

当电动机以较高速度转动时，P₁点上出现的信号的直流电平较低，从而减少了传送到由晶体管43和44组成的差动放大器的电流。用上述方法，根据从补偿信号发生电路150所测出的电机转速，作为力矩波动补偿信号，来控制反电势测量信号。这个力矩波动补偿信号，提供到前面说过的差动放大器18的一个输入端上。

因此，根据本发明电机驱动装置的实施例，电机定子绕组L₁，L₂和L₃实际所含有的直流电阻分量的不良影响可以消除，可以产生严格地正比于归因为真实的反电势e₁，e₂和e₃的力矩波动分量的补偿信号。这个补偿信号还可以跟踪负载和速度的变化。

图9是本发明的另一种实施例结构的电路图。在图4和图8所示的第一种实施方案中，晶体管4、5和6工作在饱和驱动状态，相反，在第二种实施方案中晶体管4、5、6、7、8和9都工作在非饱和驱动状态。因此，每个定子绕组L₁，L₂和L₃中的感应反电势如图5所示，在这种情况下，检测反电势信号的检测器（如图5所示）测出上部电平侧和下部电平侧之间的差，是一个与图6中检测器输出ea的波形类似的反电势信号。

在图9中相同的指示数字用来指出表示在图1，4和8中相同或等效的部件。

其它部分包括一个信号发生器54，电阻56和64，电平移动电路65，恒流源66到68，晶体管69到90，电容91，稳压电源92，93，二极管94到96，检测器130和补偿信号发生电路151。根据位置检测器11送来的输入信号，信号发生器54产生信号去控制晶体管4到9，检测器130与用在图8实施方案中的检测器13有不同的结构，同样，补偿信号发生器151也与图8实施方案中所用的补偿信号发生电路150的结构不同。

检测器130包含二极管94到96，它的作用是既可测量示于图5中的反电势e₁，e₂和e₃波形的高电平侧又可测量它们的低电平侧，为了消除定子绕组L₁到L₃的电阻24到26上所产生的电压降而带来的不良影响，电阻64被提供到补偿信号发生电路151中，接到二极管94到96的输出端。

和第一种实施方案中的情况一样，电阻64的值是如此选择，使在其上的电压降，等于电机驱动电流Io流过电阻24到26中的每一个上的电压降的两倍。因此，用检测反电势的高电平侧而提供的反电势测量信号，显现在电阻64和晶体管74之间的接点P₃。选择跨在电阻64上的电压降等于电阻24到26的每一个上电压降的两倍，因为，三个定绕组L₁，L₂和L₃中有两个是同时通电的，而电流流动的方向在两个绕组中是因此相反，在图9的实施方案中，为了校正内电阻引起的误差，电阻64只插入高电平侧的检测输出线，而低电平侧的检测输出线上不引入这样的电阻，即是，上电平侧的检测输出被电阻64校正并送到点P₃，那时，低电平侧的检测输出没有被如此的电阻校正，送到点P₅，表示这二个输出之差的指示信号出现在点P₆，结果，归因于定子绕组内电阻的误差可以被抵消。因此，当单个电阻64用来校正既包含在高电平侧的检测输出又包含在低电平侧的检测输出的误差时，结果，总的误差比采取分别校正这些输出的误差要小。

出现在点P₃上的反电势检测信号，通过电平移动电路65，提供给由晶体管72和电阻57组成的发射极接地型放大器。晶体管72 的集电极连接到与晶体管70的集电极和基极相连的点P₄，晶体管70接成二极管型，与晶体管69一起构成电流映射电路。

另一方面，分别检测定子绕组L₁，L₂和L₃的感应反电势的低电平的二极管51，52和53的输出被加到晶体管71和恒流源67（它给晶体管71提供基极电流）之间的连接点P₅上。

晶体管71和晶体管69的集电极连在一起，所以，在接点P₆处是二者间集电极电流的差值，它代表在图5所示的反电势波形e₁e₂和e₃的高低电平的检测波形间的差值，高电平检测波形和低电平检测波形间这个差值，提供将如图6所示反电势低电平合成波形叠加到反电势高电平合成波形之上的这样一种波形。因此，显然叠加波形如图6中的波形e₀。同时，在点P₆处也出现代表高电平和低电平检测波形之差的直流电平。因此，当电机转速增加时，反电势的低电平变高。从而，当点P₆的直流电平变高，就使晶体管72的电流增大，至使晶体管69的电流也增加。另一方面，由于反电势低电平变低，从而使晶体管71的电流减小。

这样，当电机转速很高时，晶体管69的集电极电流流入电阻59，另一方面，当电机转速较低时，反电势的高电平和低电平分别变成比较低和比较高。在这种情况下，晶体管71通过电阻60和59吸收电流。

在上述方法中，可以取得包含转速信息的反电势高电平检测波形和低电平检测波形间的差值（这个波形ea（ea′）示于图6中）。将这个信号提供给由晶体管77和78组成的差动放大器。

接成二极管的晶体管76接到晶体管77的集电极，晶体管80的基极接到晶体管76的集电极和基极的接点P₇上，去组成一个电流映射电路。因此，跨在电阻61两端的电压降，根据加到这个差动放大器的信号ea（ea′）的直流电平而变化。

利用电阻62，63和电容91的组合功能，使晶体管84和85的基极电位彼此相等，而且，晶体管89的基极电位变化与晶体管84和85的基极电位变化有关，而后者的变化是依赖于信号ea（ea′）的直流电平。

由以二极管方式连接的晶体管90和晶体管79构成的电流映射电路，用来改变由晶体管77和78组成的差动放大器的增益。

与此同时，将从电阻16上测得的驱动电流Io的变化，转变成以二极管方式连接的晶体管75和晶体管83的相应基极电位变化。由二极管方式连接的晶体管81和晶体管82组成的镜像映射电路，作为由晶体管84和85组成的差动放大器的电流源。因此，上述差动放大器的增益可依赖电机驱动电流Io的变化而变化。

因此可以看到，本发明提供了一个这样的驱动电路，它检测感应于定子绕组中的反电势来得到分量ea（ea′）值，并利用ea（ea′）去消除电机（无论电机运行于什么样的速度）的力矩波动。本发明的驱动电路具有这样的优点，它可以适用于任何其他具有不同定子绕组电阻分量值的电机，而仅仅只要用适当的电阻代替电阻58，因此本发明的驱动电路很适于做成集成电路的形式。

本发明的最佳实施方案，不受上述内容的限制，在本申请说明书和附图所公开内容的基础上，本领域的技术人员可以作各种改进。例如，示于图4和8中的晶体管4到6适合工作在饱和状态当作通-断控制开关使用，它们可以用有类似功能的其他适当开关器件代替，另外其余的晶体管7到9和20到22，可以用其他的适当元件（象场效应晶体管，或可控硅）代替。因此，当定子绕组L₁到L₃是由可控硅逆变器驱动时，而逆变器由信号发生器12的信号来控制。这种作用类似参照示于图4中所述实施方案的作用。

因此，本发明所叙述的最佳实施方案，完全不受限制。本发明的范围，在所附权利要求中规定，凡属权利要求范围内的各种变形，都包括在本发明之中。

Claims

1、一个驱动多相无刷电机(包括一个转子和多个定子绕组)的装置，所述装置包括：

1)位置检测器(11)；为了测量所述转子(1)的转角位置；

2)信号发生器(12)：根据所述位置检测器测出的位置信号，信号发生器(12)发出控制信号，对所述电机的每个定子绕组(L，L，L)，按预定次序供电；

3)电机驱动电路(4-9，20-23)，为的是在所述信号发生器发出的信号控制下，从电源(10)对所述电机的所述的每一个定子绕组，供给电机驱动电流；

所述装置的特征包括：

4)补偿信号发生电路(13，14，15；13，150；130，151)：

当所述转子转动时，测量所述定子绕组中感应的反电势(电压)，并根据测得的反电势指示信号，和所述电机转速指示信号，产生一个补偿所述电机力矩波动的信号；

5)电流控制电路(18，19)，把力矩波动补偿信号叠加到一个指示所述电机预定转速的指令信号上，并且根据该叠加信号控制通过所述电机驱动电路传送的电机驱动电流。

2、根据权利要求1的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：

所述电机转速的指示信号，是基于所述测得反电势的指示信号的DC电平而产生的;

3、根据权利要求2的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：

所述补偿信号发生电路包括：为了测量供给所述电机的驱动电流的元件（16）;用以测量感应在所述定子绕组中的反电势的检测器（13;130）;用来提取所述检测器检测输出的DC电平的滤波器（14）;和一个可变增益放大器（15;150;151），接受所述检测器的检测输出作为它的输入信号，基于所述驱动电流检测器的测量输出和所述滤波器取来的DC电平，对输入信号进行有控制的放大，从而产生所述的补偿信号。

4、根据权利要求3的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：

所述补偿信号发生器电路中还包含了内电阻补偿器（28;64），为的是从所述检测器的检测输出减去所述定子绕组内电阻上的压降，已经减去了压降的信号，被供给所述补偿信号发生电路作为所述的输入信号。

5、根据权利要求1的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：

所述的电机驱动电路包括了若干组，而每组至少包含与至少一个电流控制器件（7，8，9，20-22）串联的一个开关器件（4，5，6），所述的组数等于相数，而且每一组驱动一个相关的定子绕组;所述的开关器件和电流控制器件，在所述的信号发生电路发出的控制信号的控制下而被驱动，在这个电路中，有如此的关系：感应在所述定子绕组中的反电势，根据所述开关器件中相应的某些接通时，被钳位到所述电源的电压电平，同时，所述的电流控制器件由所述的信号发生器的控制信号线性地驱动。而且，其中所述的补偿信号发生电路，包含有检测器（13），用它来测量在每个所述定子绕组中感应电压波形的低电平，从而基于所述检测器的输出，产生所述的力矩波动补偿信号。

6、根据权利要求1的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：

所述电机驱动电路包括若干组，而每组至少包含串联连接的两个电流控制器件（4，5，6，7，8，9），所述组数，等于相数，而且每一组去驱动所述定子绕组中相应的一个;所述的电流控制器件，由所述信号发生器产生的控制信号来进行线性驱动;其中，所述补偿信号发生电路，包括检测器（130），用它来测量感应在所述每个定子绕组中电压波形的高电平和低电平，从而，在所述检测器所述两个检测输出差的基础上，产生所述的力矩波动补偿信号。

7、根据权利要求5或6的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：所述的开关器件和电流控制器件是双极型晶体管。

8、根据权利要求5或6的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：所述的开关器件和电流控制器件是场效应晶体管。

9、根据权利要求5或6的驱动多相无刷电机的装置，其特征是：所述开关器件和电流控制器件是可控硅。