CN100568620C - 一种具有多种功率分配比的微波功分器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有多种功率分配比的微波功分器。此功分器的微带线连接成方形，方形的每一边由2段等效1/4波长线连接而成，方形的左右两边2段等效1/4波长微带线交点处通过一段等效1/2波长微带线连接；各段微带线的特征阻抗、电长度和加载的电容的容值由功分器的输出功率分配比确定。本发明在不使用隔离电阻的情况下获得了很高的隔离度，并且驻波比良好，结构紧凑，尺寸小，重量轻，易加工，便于集成到其他其他系统中，可广泛应用于各种不同的微波电路中。本发明可达到30.7%的相对带宽，功率损耗＜0.4dB，可实现两端口等分、非等分、三端口任意比例的功率分配。

Description

一种具有多种功率分配比的微波功分器

技术领域

本发明涉及微波功分器，具体是涉及一种微带线为方形结构并利用电容加载技术的具有多种功率分配比的微波功分器。

背景技术

微波功分器的全称是微波功率分配器，在微波电路特别是微波集成电路中广泛使用。目前，对于中小功率两路的微波功分器，大部分采用微带三端口的功率分配器。对于无耗互易的三端口功率分配器，三个端口不可能同时匹配，所以一般采用Wilkinson结构，采用隔离电阻来改善端口间的隔离度和各端口的匹配。对于多路微波功分器，常用的办法是使用多个一分为二的功分器进行级联扩展，得到多端口多功率分配比的功分器。但是，这两种功分器的设计必须考虑电长度，即当中心频率确定后，它们的几何尺寸也就确定，工作频率一旦偏离中心频率，驻波比、隔离度及两路输出的平衡度等指标恶化，因而工作频带较窄。2002～2003年，Maximilian C.Scardelletti和B.Piernas等人提出利用电容加载技术来减小Wilkinson功分器的尺寸，重点是减小1/4波长微带线的长度，但是仍然需要隔离电阻，在电路拓扑结构方面仍然基于Wilkinson结构及其变形。这些结构都需要使用较大功率的隔离电阻，大功率隔离电阻常占用较大的体积，使常规的微波功分器体积也相对较大，很难应用在小型化和集成化的微波电路中。

传统功分器的另一种形式为混合环功分器，混合环功分器为环形结构，主要是利用各端口之间的相位关系来实现高的隔离。由于这种结构中各段线都是1/4波长的整数倍，工作频率一旦偏离中心频率则导致指标恶化，因而这种功分器频段较窄。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的缺点，提供具有宽频带和多种功率分配比的小型微波功分器。

本发明的目的通过如下技术方案实现：

一种具有多种功率分配比的微波功分器，包括微带线、微波介质基片和接地板，微带线通过印刷电路板技术加工在微波介质基片的一面，另一面为接地板，其特征在于，所述微带线连接成方形，方形的每一边由2段等效1/4波长线连接而成，方形的左右两边2段等效1/4波长微带线交点处通过一段等效1/2波长微带线连接；在方形4个角点处以及上下边2段等效1/4波长的微带线的交点处，分别由一段微带线引出作为端口，所述端口为功分器输入端口或者输出端口；所述等效1/4波长或者1/2波长的微带线是通过电容加载技术，由长度小于1/4波长或者1/2波长微带线与接地电容连接构成，所述接地电容接地端与接地板连接，所述各段微带线的特征阻抗、电长度和加载的电容的容值由功分器的输出功率分配比确定。

所述的等效1/4波长或者1/2波长微带线的加载电容还可以用微带线替代，也就是所述的所述等效1/4波长或者1/2波长的微带线为1/4波长微带线或者1/2波长的微带线。

本发明具有多种功率分配比的微波功分器的输出端的输出功率分配比从理论上可以是任意的，应用所需的分配比确定后，可以计算得到各段微带线的特征阻抗、电长度和加载的电容的容值的相关数值，从而实现所需的分配比例。如从具体实施例可以得到输出端输出功率比例为1∶1∶1或4∶2∶1。本发明的多种功率分配原理如下：

根据电容加载技术，如图3A和3B所示，图3A为一段特征阻抗为Z₀的1/4波长微带线，图3B为一段特征阻抗为Z、电长度为φ $(\mathrm{\&phi;}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2})$ 的微带线，且两端各有一个接地电容。如果这二者的导纳矩阵相等则说明二者可以相互替代。实际上当微带线的电长度为 $\mathrm{\&phi;}=\arcsin \left(\frac{Z_o}{Z}\right),$ 电容为 $C=\frac{\mathrm{ctg\&phi;}}{\mathrm{\&omega;Z}}$ (其中ω为中心角频率)时，图3A和图3B的导纳矩阵中的对应项相等，说明一段1/4波长微带线可以等效为一段长度小于1/4波长的微带线和两个接地电容，即它们可以相互替代。

因此，如图1所示，微带线7、8、9、10、11、12、13、14通过与两端的电容16、17、18、19、21、22、23、24连接，等效为八段1/4波长微带线。因为一段1/2波长微带线可视为两端级联的1/4波长微带线，所以微带线15及与其相连的电容19、20、21等效为一段特征阻抗为的1/2波长微带线。

可设微带线7、8、9、10、11、12、13、14及两端的加载的电容分别等效为特征阻抗为Z₇、Z₈、Z₉、Z₁₀、Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄的1/4波长无耗微带线，微带线15及与之相连的电容等效为特征阻抗为Z₁₅的1/2波长微带线。根据散射参数的定义可以计算出任意两端口之间的散射参数：

S_mn＝f(Z₇，Z₈，Z₉，Z₁₀，Z₁₁，Z₁₂，Z₁₃，Z₁₄，Z₁₅)

S_mn表示从n端口到m端口的散射参数，其中m和n表示图1中的6个端口的序号，m，n分别可取1，2，3，4，5，6。

计算出了任意两端口间的散射参数，则可以得到该六端口网络的散射参数矩阵：

对于给定功率分配比的功分器，根据散射参数矩阵就可以选择输入输出端口并确定各微带线的特征阻抗Z₇、Z₈、Z₉、Z₁₀、Z₁₁、Z₁₂、Z₁₃、Z₁₄、Z₁₅，从而得到所需的功率分配比。

取其中一种情况来进行说明如下：如果端口1为输入端口，端口2、端口4、端口6为输出端口，且输出功率比为I∶J∶K，各端口的阻抗Z₀＝50欧姆，则各微带线的特征阻抗值和该网络的散射参数分别为式(1)、(2)、(3)、(4)、(5)和(6)：

$Z_7=Z_9=Z_0\&times;\sqrt{\frac{I+J+K}{I+J}}---\left(1\right)$

$Z_8=Z_{10}=Z_0\&times;\sqrt{\frac{I+J+K}{I}}---\left(2\right)$

$Z_{11}=Z_{13}=Z_0\&times;\sqrt{\frac{J+K}{J}}---\left(3\right)$

$Z_{12}=Z_{14}=Z_0\&times;\sqrt{\frac{J+K}{K}}---\left(4\right)$

Z₁₅＝Z₀               (5)

$S=\left[\begin{array}{cccccc}0& \frac{I}{I+J+K}& 0& \frac{J}{I+J+K}& 0& \frac{K}{I+J+K}\\ \frac{I}{I+J+K}& 0& \frac{J+K}{I+J+K}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{J+K}{I+J+K}& 0& \frac{I\&times;J}{(I+J+K)(J+K)}& 0& \frac{I\&times;K}{(I+J+K)(J+K)}\\ \frac{J}{I+J+K}& 0& \frac{I\&times;J}{(I+J+K)(J+K)}& 0& \frac{K}{(J+K)}& 0\\ 0& 0& 0& \frac{K}{J+K}& 0& \frac{J}{J+K}\\ \frac{K}{I+J+K)}& 0& \frac{I\&times;K}{(I+J+K)(J+K)}& 0& \frac{J}{J+K}& 0\end{array}\right]---\left(6\right)$

如上所述，若已知1/4波长微带线的特征阻抗，则可以利用电容加载技术对上述各段1/4波长微带线进行等效处理，对于同一位置并联的电容，合并为一个电容。由此可以得到微带线7、8、9、10、11、12、13、14和15的电长度及特征阻抗和各电容16、17、18、19、20、21、22、23、24的容值。根据这些参数就可以在印刷电路板上加工出实际电路。

根据输出功率分配比设定微带线的特征阻抗和电长度及电容的容值，可以设计出符合要求的微波功分器。在较高的频段，电路本身尺寸小，可以不使用电容加载技术而直接采用1/4波长微带线和1/2波长微带线，这种情况下则需要根据输出功率分配比来设定微带线的特征阻抗。

参阅图1，各段微带线及其与之相连接的电容等效为1/4波长或1/2波长微带线，而1/4波长微带线对应的相位关系为90度，1/2波长微带线对应的相位关系为180度，信号在各端口这样的相位关系为N₁×90±N₂×180度，其中N₁、N₂为整数，这样信号在某些端口同相叠加，对应为功分器的输出端口，在某些端口反相抵消，对应为功分器的隔离端口。如果信号从端口1输入，根据该六端口网络的散射参数矩阵，S₂₁、S₄₁、S₆₁非零，所以信号从端口2、端口4、端口6输出，这三个端口输出的功率比根据各微带线的电长度及特征阻抗及电容的值来确定；S₃₁＝S₅₁＝0，则端口3、端口5为隔离端口。同样道理，如果信号从端口2输入，信号从端口1和端口3输出，其他的端口为隔离端口。如果信号从3端口输入，则信号从端口2、端口4、端口6输出，其他端口为隔离端口。由于该结构是一对称结构，对于从端口4、端口5、端口6输入的情况，则与从端口1、端口2、端口3输入的情况对应。

另外从散射参数矩阵可以看出，从输入端口到隔离端口的散射参数为0，从理论上来说为理想的隔离，可以省去传统功分器中常用的隔离电阻。

相对于现有技术，本发明的具有如下特点：

1、本发明的功分器具有多种功率分配比，同一个功分器可以实现几种功率分配比。通过改变微带线的阻抗和电长度以及电容的容值，可以得到三路任意功率比的功率分配，二路两种功率比的功率分配，并且驻波比、隔离度良好，功率损耗小。

2、本发明采用方形结构微带线，可在不使用隔离电阻的情况下获得了较高的隔离度，减少了电路的体积和复杂性，便于集成到微波电路与系统中。

3、本发明使用电容加载技术，用电容加载的方式可减小1/4和1/2波长微带线的长度和改变微带线的阻抗，提高各微带线的阻抗，使其具有相同的特征阻抗，这样各微带线的宽度相同，便于加工。

附图说明

图1是具有多种功率分配比的微波功分器微带电路结构示意图；

图2是图1中A-A向剖视图；

图3是电容加载技术原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1功分器应用于移动通信室内信号分布覆盖系统。

如图1所示，要设计一个从端口1输入、端口2、4、6输出且功率分配比为1∶1∶1的应用于室内信号分布覆盖系统的功分器。微波功分器包括微带线、微波介质基片25和接地板26，微带线通过印刷电路板技术加工在微波介质基片25的一面，另一面为接地板26，接地板26为铜箔所制备，微带线7、8、9、10、11、12、13、14连接成方形，方形的每一边由2段等效1/4波长线连接而成，方形的左右两边2段等效1/4波长微带线7和14以及10和11交点处通过一段等效1/2波长微带线15连接；在方形4个角点处以及上下边2段等效1/4波长的微带线8和9以及12和13的交点处，分别由一段特征阻抗为50欧姆的微带线1、2、3、4、5和6引出作为端口，端口为功分器输入端口或者输出端口；所述等效1/4波长或者1/2波长的微带线是通过电容加载技术，由长度小于1/4波长或者1/2波长微带线7、8、9、10、11、12、13、14和15分别与接地电容16、17、18、19、20、21、22、23和24连接构成，其中，接地电容16、17与微带线8连接构成等效1/4波长微带线；接地电容17、18与微带线9连接构成等效1/4波长微带线，同理，接地电容19、16与微带线7连接构成等效1/4波长微带线7，接地电容19、20、21与微带线15连接构成等效1/2波长微带线。接地电容16、17、18、19、20、21、22、23和24接地端通过过孔与接地板26连接，微带线7、8、9、10、11、12、13、14和15的特征阻抗、电长度和加载的电容的容值由功分器的输出功率分配比1∶1∶1确定。根据所得微带线的特征阻抗和电长度及电容的参数来设计实际电路。

输出和输入端口微带线阻抗均为50欧姆，根据式(1)、(2)、(3)、(4)和(5)确定各段等效1/4波长微带线和1/2波长微带线的特征阻抗，可得Z₇＝Z₉＝61Ohm，Z₈＝Z₁₀＝86.5Ohm，Z₁₁＝Z₁₂＝Z₁₃＝Z₁₄＝70.5Ohm，Z₁₅＝50Ohm。由上述分析知电长度和电容分别为 $\mathrm{\&phi;}=\arcsin \left(\frac{Z_o}{Z}\right),$ $C=\frac{\mathrm{ctg\&phi;}}{\mathrm{\&omega;Z}},$ 取各微带线特征阻抗相同均为100欧姆，即Z＝100Ohm。本实施例采用板厚0.8mm，介电常数为4.6的双面覆铜微波介质板，则由《射频电路设计-理论与应用》(Reinhold Ludwig等著，王子宇等译，电子工业出版社2002年5月出版)42、43页的公式可计算出特征阻抗为100欧姆的微带线宽度为0.3mm，微带线7～15的电长度分别为38度、61度、38度、61度、45度、45度、45度、45度、60度。电容16、17、18、19、20、21、22、23和24的容值分别为1.4pF、1.4pF、1.4pF、3.1pF、2.8pF、2.5pF、1.4pF、1.4pF、1.4pF。此时微带线结构和上述各稳定性参数实现端口1输入，端口2、4、6输出，且输出功率比为1∶1∶1。其作频率从1.65GHz至2.25GHz，相对带宽为30.7％，从端口1到端口2、4、6的散射参数S₂₁、S₄₁、S₆₁分别为-5.05dB、-5.11dB、-5.19dB，功率损耗为0.34dB，隔离度大于为20dB，中心频率处隔离达到32dB，各端口的驻波比均小于1.5。

同时，根据上述计算方法，如果信号从该功分器端口3输入，则信号从端口2、4、6输出，输出功率比为4∶1∶1。如果从端口4输入，则信号从端口5、1、3输出，输出功率比为3∶2∶1。如果从端口6输入，则信号从端口5、1、3输出，输出功率比为3∶2∶1。如果从端口2输入，则从端口3、1输出，输出功率比为2∶1。如果从端口5输入，则从端口4、6输出，输出功率比为1∶1。

由此可见，同一个功分器可以实现三种不同分配比的三路功率分配和两种不同分配比的两路功率分配。该功分器的实际电路板尺寸为10mm×30mm，远小于采用Wilkinson结构的功分器，尺寸约为Wilkinson功分器的1/5～1/3。

实施例2功分器应用于天线阵列馈电网络

如图1所示，要设计一个从端口1输入、端口2、4、6输出且功率分配比为4∶2∶1的应用于天线阵列馈电网络的功分器，其中输出输入端口微带线的阻抗均为50欧姆。根据实施例1所述分析，确定各段等效1/4波长微带线和1/2波长微带线的特征阻抗，可得Z₇＝Z₉＝76.4Ohm，Z₈＝Z₁₀＝66.1Ohm，Z₁₁＝Z₁₃＝61.2Ohm，Z₁₂＝Z₁₄＝86.6Ohm，Z₁₅＝50Ohm。由上述分析知电长度和电容分别为 $\mathrm{\&phi;}=\arcsin \left(\frac{Z_o}{Z}\right),$ $C=\frac{\mathrm{ctg\&phi;}}{\mathrm{\&omega;Z}},$ 取各微带线特征阻抗相同均为100欧姆，即Z＝100Ohm。本实施例采用板厚0.8mm，介电常数为4.6的双面覆铜微波介质板，则由《射频电路设计-理论与应用》(Reinhold Ludwig等著，王子宇等译，电子工业出版社2002年5月出版)42、43页的公式可计算出特征阻抗为100欧姆的微带线宽度为0.3mm，微带线7～15的电长度分别为49.8度、41.4度、49.8度、41.4度、37.7度、60度、37.7度、60度、60度。电容16、17、18、19、20、21、22、23和24的容值分别为1.5pF、1.5pF、1.5pF、2.5pF、2.8pF、3.3pF、1.5pF、1.5pF、1.5pF。此时可以实现端口1输入，端口2、4、6输出，且输出功率比为4∶2∶1。其作频率从1.65GHz至2.25GHz，相对带宽为30.7％，从端口1到端口2、4、6的散射参数S₂₁、S₄₁、S₆₁分别为-2.76dB、-5.75dB、-8.73dB，功率损耗为0.3dB，隔离度大于22dB，中心频率处隔离达到35dB，各端口的驻波比均小于1.5。

如同实施例1，如果从端口3输入，则信号从端口2、4、6输出，输出功率比为9∶8∶4。如果从端口4输入，则信号从端口5、1、3输出，输出功率比为3∶6∶8。如果从端口6输入，则信号从端口5、1、3输出，输出功率比为6∶3∶8。如果从端口2输入，则从端口1、3输出，输出功率比为4∶3。如果从端口5输入，则从端口4、6输出，输出功率比为1∶2。

由此可见，同一个功分器可以实现三种不同分配比的三路功率分配和两种不同分配比的两路功率分配。该功分器的实际电路板尺寸为10mm×30mm，远小于采用Wilkinson结构的功分器，尺寸约为Wilkinson功分器的1/5～1/3。

从上述实施例可知，本发明在不使用隔离电阻的情况下获得了良好的隔离性能，并且驻波比小，功率损耗小。与传统的功分器只能有一种功率分配比不同，本发明采用不同的输入输出端口可以得到不同的功率分配比，同一个功分器可以配置为三种不同功率分配比的三路功分器或两种不同功率分配比的两路功分器。通过改变微带线的特征阻抗和电长度以及接地电容的容值，本发明的功分器可以得到三路任意功率分配比的功率分配，所以此功分器可以方便的应用在不同的场合。此外，本发明采用电容加载技术减小了电路的尺寸，使此功分器具有体积小、重量轻的优点。在电容加载处理过程中选用相同阻抗的微带线，这样各微带线的宽度相同，改善了各微带线不连续的问题，便于加工。

Claims (2)

1、一种具有多种功率分配比的微波功分器，包括微带线、微波介质基片和接地板，微带线通过印刷电路板技术加工在微波介质基片的一面，另一面为接地板，其特征在于，所述微带线连接成方形，方形的每一边由2段等效1/4波长微带线连接组成，方形的左右两边2段等效1/4波长微带线交点处通过一段等效1/2波长微带线连接；在方形4个角点处以及上下边2段等效1/4波长的微带线的交点处，分别由一段微带线引出作为端口，所述端口为微波功分器输入端端口或者输出端端口；所述等效1/4波长或者1/2波长的微带线是通过电容加载技术，由长度小于1/4波长或者1/2波长微带线与接地电容连接构成，所述接地电容接地端与接地板连接，所述各段微带线的特征阻抗、电长度和加载的电容的容值由微波功分器的输出功率分配比确定。

2、根据权利要求1所述的一种具有多种功率分配比的微波功分器，其特征在于，所述微波功分器的输出功率分配比为1∶1∶1或4∶2∶1。

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