CN100563231C

CN100563231C - 一种正交频分复用接入系统的前导码生成方法及装置

Info

Publication number: CN100563231C
Application number: CNB2006100568617A
Authority: CN
Inventors: 王吉滨; 魏波
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2006-03-09
Filing date: 2006-03-09
Publication date: 2009-11-25
Anticipated expiration: 2026-03-09
Also published as: CN101035103A

Abstract

本发明公开了一种OFDMA系统的前导码生成方法，发射端发射K种Segment的前导码信号，K为正整数；该方法包括：A.配置同一Segment的前导码信号的频域结构为每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K；配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M，M为2的幂；B.对所发射的各前导码信号作反快速傅氏变换IFFT，所得到的各Segment的前导码信号和各Segment前导码叠加信号在时域上均至少具备M段重复结构。本发明还公开了一种装置，采用本发明方法及装置能够实现前导码在时域上的重复结构特性。

Description

一种正交频分复用接入系统的前导码生成方法及装置

技术领域

本发明涉及正交频分复用接入(OFDMA，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing Access)系统技术，特别涉及一种OFDMA系统的前导码生成方法及装置。

背景技术

目前，以正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)为代表的多载波传输技术由于具有良好的抗频率选择性衰落性能和较高的频带利用率等优点，近几年来受到越来越广泛的应用。不但应用于数字视频广播(DAB，Digital Audio Broadcasting)系统、陆地数字视频广播(DVB-T，Terrain Digital Video Broadcasting)系统和无线局域网(WLAN，Wireless Local Area Network)中，更成为后三代(B3G)移动通信系统的关键技术。OFDMA是以OFDM调制为基础的一种新的多址接入方式，是通过为每个用户提供部分可用子载波的方法来实现多用户接入。

OFDMA系统通常采用单频组网方式，即所有小区的频率复用因子为1。为了降低小区间的干扰，同一小区内的子载波将分配给不同的扇区(Segment)，在小区相邻处，相邻的两个小区的Segment不同，同时该相邻的两个小区的小区号(ID_cell)一定不同。这样可以使得处在小区边缘用户所分配的子载波能部分重合，从而降低小区间干扰。所以在移动用户初始接入时，必须获得其所在小区对应的ID_cell和Segment，才能获得其所使用的物理子载波的信息，以解调出正确的数据信息。

在现有技术中，采用114个前导码来区分不同的Segment和ID_cell。前导码位于每一个下行帧的帧头，占一个OFDM符号。在用户初始接入时，首先要与基站所发送的下行帧同步，并且需要通过搜索前导码来确定所用的Segment和ID_cell。所以前导码的搜索过程又被称为OFDMA系统的小区搜索过程。在前导码(小区)搜索过程中，无论采用时域匹配搜索还是频域匹配搜索，都需要首先确定出前导码出现的起点。前导码位于一帧中最开始的位置，所以，正确检测到帧的起点位置对于用户初始接入过程十分重要。

在采用前导码的OFDM系统中，为了引入更多的冗余信息，通常采用时域上具有重复特性的前导码结构。这种前导码的重复结构，可通过在频域上有规律的插零得到。图1为前导码的频域插零和时域重复结构之间的关系示意图。图1中，设定含有数据的子载波个数为N，左边所示的频域结构，而右边所示为时域结构。下面从上到下依次对图1所示的三种前导码的频域结构和时域结构加以描述：

1、最上方所示的前导码

在频域，每隔2个子载波插1个零，作2N点反快速傅氏变换(IFFT)运算，该前导码在时域呈现前后两段的重复特性；

2、中间所示的前导码

在频域，每隔2个子载波插2个零，作3N点IFFT运算，该前导码在时域呈现三段重复特性；

这里需要特殊说明的是：由于进行FFT/IFFT的点数是2的幂，而不是3的倍数，因此实际上无法作3N点IFFT运算，时域上无法呈现三段重复结构，无法得到完全重复的三段数据，从而影响利用重复特性进行分数频偏估计的估计性能，必须依赖后继的分数频偏精估计才能满足系统要求，这将增加系统实现的复杂度。

其中，基站Node B要作为发射端来发射自身所辖各个Segment的前导码信号；当UE接入时，首要完成的处理为与基站Node B同步，包括：帧同步、频偏纠正、小区搜索(前导码搜索)等。其中，定时同步和频偏估计是完成前导码搜索的前提。

3、最下面所示的前导码，其中K为任意正整数

依据1和2所述得到前导码频域结构域时域重复结构之间关系的规律：如果在频域，每两个子载波之间插K-1个零，作K*N点IFFT运算后，在时域上该前导码信号将呈现K段重复特性。对于本领域技术人员来说，所述每两个子载波之间插K-1个零的结果就是：每两个子载波的位置相差K。

在OFDM系统中，通常在帧头位置处采用这种具有重复结构的前导码。由于重复结构引入的相关性，所以可以利用这种相关性来完成时频同步功能及载波干扰噪声比(CINR)估计等功能。

但是，按现有协议的规定，各个Segment的前导码叠加信号在时域无法呈现重复特性。在现有协议规定的系统中，前导码的频域结构是每两个相邻的已调制了伪随机(PN)序列的子载波间存在两个为0的子载波。不同的Segment下的前导码对应不同的前导载波集(Preamble Carrier Set)，不同前导载波集的区别在于调制前导PN序列的子载波的起点位置不同。所述前导载波集的构成方法如公式(1)所示：

n＝Guard_left+segment_offset+3k (1)

这里，n为前导载波集中各个子载波的位置，Guard_left为左保护子载波数目；segment_offset＝1，2，3，代表扇区偏置，其三种取值分别对应segment0、segment1和segment2；k＝0，1，2…283，分别对应87点到1024点快速傅氏变换(FFT)的OFDM符号。在OFDM系统中，整个频带被划分为多个子载波，每一子载波对应一个频带中的一个频点，所谓子载波的位置就是指子载波对应的频点的位置，不同频点位置对应不同的频率，不同子载波位置之差可用不同子载波对应的不同频点间的频率差来量化。

图2为现有技术中三个不同Segment下的前导码频域结构示意图。图2中，三个不同的Segment分别为：Segment0、Segment1和Segment2。这三个不同的Segment对应的前导载波集均按公式(1)描述的方法来构成，在1024点FFT的OFDM符号位置中，左保护子载波数目为86，右保护子载波数目也为86。

其中，Segment0对应的前导载波集中，子载波的起点位置为87，结束位置为936，该起点位置也为这三个Segment的前导码信号的子载波起始位置，其中非零的子载波用向上实心箭头表示，为零的子载波用圆点表示；Segment1对应的前导载波集中，子载波的起点位置为88，结束位置为937，其中非零的子载波用上端带实心方块的竖线表示，为零的子载波用圆点表示；Segment2对应的前导载波集中，子载波的起点位置为89，结束位置为938，其中非零的子载波用上端带空心圆圈的竖线表示，为零的子载波用圆点表示；在这三个Segment的前导载波集中，每两个相邻的调制了已知PN序列的子载波之间均存在两个为零的子载波，即每两个相邻的调制了已知PN序列的子载波之间均插入两个零。

可见，图2所示的前导码的频域结构为：不同Segment下的前导码对应不同的前导载波集，不同前导载波集的区别在于调制前导PN序列的子载波的起点不同，如：图2中，Segment0和Segment1对应的前导载波集调制PN序列的子载波起点位置相差1个子载波位置，Segment1和Segment2对应的前导载波集调制PN序列的子载波起点位置相差1个子载波位置；并且，在同一Segment的前导载波集中，每两个已调制了PN序列的子载波间均存在两个为0的子载波。

当移动用户接入小区时，会收到来自多个小区的属于不同Segment的前导码信号。分别属于Segment0、Segment1、Segment2的三个前导码信号的频域结构如图3所示。在1024点FFT的OFDM符号位置中，左保护子载波数目为86，右保护子载波数目也为86。

其中，该叠加信号的子载波起始位置为87，结束位置为938，且各个子载波间不存在插零的特性。这样，时域上的类重复特性不再保持，导致利用重复特性相关性进行定时粗同步的方法失效，从而无法形成明显的相关峰值，出现漏检。在这种情况下，处于三小区交界处的移动用户无法搜索到相应的Segment和ID_Cell信息，用户就无法进行接入。

综上所述，现有OFDMA系统中，前导码的实现方式还不够完善，在有些系统中前导码无法呈现时域的完全重复的特性，在小区交界处，来自多个小区的信号叠加后形成的前导码在时域上无法呈现重复特性，甚至连类似重复特性都不具备。这样，在多小区情况下，将造成粗定时的漏检率高，导致小区搜索失败，也无法实施一些基于前导码完全重复特性的可靠而简单的算法，比如：很难保证分数频偏估计精度和基于完全重复结构的CINR估计等。这些，都将提高OFDMA系统的实现复杂度。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种OFDMA系统的前导码生成方法及装置，能实现前导码在时域上的重复结构特性，显著降低多小区情况下的粗定时漏检概率，提高系统性能。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

本发明公开了一种正交频分复用接入OFDMA系统的前导码生成方法，发射端发射K种扇区Segment的前导码信号，K为正整数；该方法包括：

A.配置同一Segment的前导码信号的频域结构为每两个已调制了伪随机PN序列的子载波位置至少相差M×K；配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M，M为2的幂；

B.对所发射的各前导码信号作反快速傅氏变换IFFT，得到时域上至少具备M段重复结构的各Segment的前导码信号和时域上至少具备M段重复结构的各Segment前导码信号的叠加信号。

其中，步骤A所述配置每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K中，所述至少相差M×K为：相差M×K×j；其中，j为大于1的正整数。

其中，步骤A所述配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M的方法为：

配置每两个相邻的Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置均相差M×i；其中，i为正整数、且i小于等于j。

1)确定位置集合为：Y＝[Y₀，Y₀+M，...，Y₀+M×x，...，Y₀+M×(K×j-1)]；其中，Y为位置集合，Y₀为子载波起始位置，x为连续整数、且x＝0，1，...，K×j-1；

2)从所确定的位置集合中任选K个位置分别作为K种Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置。

其中，所述发射端为基站Node B。

本发明还公开了一种OFDMA系统的前导码生成装置，该装置用于生成K种Segment的前导码信号，K为正整数；该装置包括：

频域前导码构造模块，用于接收子载波位置指示和来自外部的前导码PN序列，生成已调制了PN序列的频域前导码信号并输出至IFFT运算模块；

IFFT运算模块，用于接收来自所述频域前导码构造模块的频域前导码信号并进行IFFT运算处理，得到各个Segment的时域前导码信号并输出；

其中，该装置进一步包括：

子载波参数处理模块，用于从外部接收K和重复特性参数M，根据接收到的K和M得到插零指示和起点位置指示并输出给子载波位置生成模块；其中，M为2的幂；

子载波位置生成模块，用于接收来自子载波参数处理模块的插零指示和起点位置指示，确定前导码信号中各子载波的位置并输出子载波位置指示给所述频域前导码构造模块；所述子载波位置指示用于指示：同一Segment的前导码信号的频域结构为每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K，每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M；

所述IFFT运算模块得到的各个Segment的时域前导码信号具备至少M段重复结构，并且各个Segment的时域前导码信号的叠加信号也具备至少M段重复结构。

其中，所述子载波参数处理模块包括：

子载波插零数目生成模块，用于从外部接收M和K，生成插零指示并输出至所述子载波位置生成模块，所述插零指示用于指示同一Segment的前导码信号中每两个已调制了PN序列的子载波之间至少插入M×K-1个零，使得所述每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K；

子载波起点位置选取模块，用于从外部接收M，确定各个Segment的前导码信号中的子载波的起点位置，并输出起点位置指示给所述子载波位置生成模块，所述起点位置指示用于指示每两个Segment的前导码信号中子载波的起点位置至少相差M。

其中，该装置设置于前导码信号的发射端。

其中，所述发射端为基站Node B。

由上述方案可以看出，本发明的关键在于：发射端在发射K种Segment的前导码信号时，配置同一Segment的前导码信号的频域结构为每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K；配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M，M为2的幂。

因此，本发明所提供的OFDMA系统的前导码生成方法及装置，不仅能使单个小区的前导码信号具备至少两段重复特性，还能使多个小区(即Segment)的前导码叠加信号同样具备至少两段重复特性，利于在多小区情况下，准确完成前导码(小区)搜索，克服现有技术存在的粗定时漏检概率高的缺陷，使得分数频偏的估计精度得以提高，对于用户的初始接入具有重要意义

附图说明

图1为前导码的频域插零和时域重复结构之间的关系示意图；

图2为现有技术中三个不同Segment下的前导码频域结构示意图；

图3为不同Segment的前导码的叠加信号的频域结构示意图；

图4为本发明方法一较佳实施例处理流程示意图；

图5为采用本发明方法的三个不同Segment下的前导码频域结构示意图；

图6为图5所示三个不同Segment的前导码的叠加信号的频域结构示意图；

图7为本发明装置一较佳实施例组成结构示意图。

具体实施方式

本发明提供了一种OFDMA系统的前导码生成方法，其主要设计思想为：假定共有K种Segment，发射端发射的K种Segment的前导码信号在频域上的结构为：在同一Segment的前导载波集中，每两个已调制了PN序列的子载波之间至少存在M×K-1个零值，M为2的幂。同时能使各个Segment前导码的叠加信号的频域结构为：每两个已调制了PN序列的子载波位置相差至少M。这样，发送端发送的前导码作IFFT运算后得到的时域信号至少具有M段的重复结构；接收端接收到的前导码叠加信号在时域上具有至少M段的重复结构，并且接收到的每个Segment的前导码在时域上也具有至少M段的重复结构。由于M为2的幂，因此所得到的单个前导码信号和多个前导码叠加信号均至少具备两段完全重复特性。

通常，UE将作为前导码的信号接收端，而基站Node B将作为前导码的信号发射端，基站Node B需要按本发明方法所述前导码频域结构来发射信号，从而UE能得到时域上具有重复特性的前导码信号，并且当UE在不同小区的交界处会收到不同Segment的前导码信号的叠加信号，该叠加信号仍具有重复特性，从而能确定出帧的初始位置并准确搜索到前导码，以实现成功接入。

图4为本发明方法一较佳实施例处理流程示意图。本实施例中，设定有K种Segment，且要使前导码的叠加信号在时域呈现M段重复结构，M也可被称为重复特性参数，需要预先配置在前导码的信号发射端。如图4所示，具体处理包括：

步骤401：发射端在发射各个Segment的前导码信号时，在频域中，不同Segment的前导载波集的子载波起点位置不同、且每两个相邻的子载波起点位置相差M；同一Segment的前导载波集中，所发射的每两个相邻的已调制了PN序列的子载波之间存在M×K-1个零。

步骤402：同时，发射端在发射前导码信号时，对前导码的频域信号作IFFT运算得到具备至少M段、最多M×K段的重复特性的时域信号并发射给接收端。这里，如果K也为2的幂，则可得到具备M×K段重复结构的时域信号；否则得到具备M段重复结构的时域信号。

步骤403：接收端接收各种Segment对应的前导码时域信号获取到各种前导码的叠加信号，该叠加信号的频域结构为：每两个相邻的已调制了PN序列的子载波位置相差M，因此在时域上具备M段重复特性。另外，由于每个Segment的前导码时域信号均具备至少M段、最多M×K段的重复特性，因此，接收端在接收到单个小区的前导码信号时，得到的就是至少M段、最多M×K段重复的时域信号。

这里，在频域中，该叠加信号对应的前导载波集中每两个相邻的子载波之间存在M-1个为零的位置，对该种叠加信号作IFFT运算将得到具备M段重复结构的时域信号。

为便于理解图4所示方法，下面以M＝2、K＝3为例，结合图5和图6对本发明方法的处理加以进一步描述。

图5为采用本发明方法的三个不同Segment下的前导码频域结构示意图。图5中，三个不同的Segment分别为：segment0、segment1和segment2。这三个不同的Segment对应不同前导载波集，这些Segment属有保护子载波的系统，因此，前导载波集的左右分别分布有左保护子载波和右保护子载波，但是否存在左保护子载波或右保护子载波对本发明技术方案并无影响，本发明同样可应用于无保护子载波的系统。这里，GL为左保护子载波数目；Sg0、Sg1和Sg2分别为Segment0、Segment1和Segment2的扇区偏置，取值分别为1、2、3；Pk为前导载波集中的子载波数目。

其中，Segment0对应的前导载波集中，子载波的起点位置为GL+Sg0+6×0，结束位置为GL+Sg0+6×(Pk-1)，其中非零的子载波用向上实心箭头表示，为零的子载波用圆点表示；Segment1对应的前导载波集中，子载波的起点位置为GL+Sg1+6×0，结束位置为GL+Sg1+6×(Pk-1)，其中非零的子载波用上端带实心方块的竖线表示，为零的子载波用圆点表示；Segment2对应的前导载波集中，子载波的起点位置为GL+Sg2+6×0，结束位置为GL+Sg2+6×(Pk-1)，其中非零的子载波用上端带空心圆圈的竖线表示，为零的子载波用圆点表示。在这三个Segment的前导载波集中，每两个相邻的已调制了PN序列的子载波间均存在M×K-1个为零的子载波，即5个零；每两个相邻的Segment前导码的子载波的起点位置相差M，即2，比如：Segment0与Segment1前导码的子载波起点位置相差2，而Segment1与Segment2的前导码的子载波起点位置相差2。

图6为图5所示三个不同Segment的前导码的叠加信号的频域结构示意图。其中，该叠加信号对应的前导载波集中，子载波的起点位置为GL+Sg0+6×0，结束位置为GL+Sg2+6×(Pk-1)，且每两个相邻的子载波间存在1个为零的位置。这样，时域上的就能够呈现两段的重复结构。

上述图4至图6所述实例中，同一Segment的前导载波集中，所发射的每两个相邻的已调制了PN序列的子载波位置相差M×K；并且，不同Segment的前导载波集的已调制了PN序列的子载波起点位置相差M。在实际应用中，还可按如下几种方法来配置子载波位置：1、同一Segment的前导载波集中，每两个相邻的已调制了PN序列的子载波位置相差M×K×j，j为正整数；2、在1的基础之上，配置不同Segment的前导载波集的子载波起点位置相差M×i，i为正整数、且小于等于j；3、在1的基础之上，首先，确定位置集合Y＝[Y₀，Y₀+M，...，Y₀+M×x，...，Y₀+M×(K×j-1)]，其中，Y为位置集合，Y₀为子载波起始位置，x的取值为连续整数、且x＝0，1，...，K×j-1；然后，从所确定的位置集合中的K×j个位置中任选K个位置分别作为K种Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置。按这三种方式配置的前导码信号作IFFT运算后得到的时域信号均具有至少M段、最多M×K×j段的重复结构；接收端接收到的前导码叠加信号在时域上具有至少M段的重复结构，并且接收到的每个Segment的前导码在时域上也具有至少M段的重复结构。

基于上述配置方式，存在一种特殊的实现效果较佳的实例。因为，只要叠加的前导码信号具有两段完全重复特性就可以利用基于两段重复的时频同步方法，所以，本实例要实现单独的前导码和各前导码叠加信号具备完全的两段重复结构，也就是预设M＝2。该实施例包括如下步骤：

步骤401’：发射端在发射各个Segment的前导码信号时，在频域中，同一Segment的前导载波集中，所发射的每两个相邻的已调制了PN序列的子载波之间插入M×K×j-1个零，即2×K×j-1个零，其中j为正整数，K为Segment的个数；不同Segment的前导载波集的子载波起点位置不同、且每两个相邻的前导载波集的子载波起点位置相差2的倍数。

这里，M代表不同前导载波集的子载波起点位置相差的最小位置数，在本实施例中M＝2，Y₀＝0。当j＝1时，K个不同Segment的前导载波集中，相邻两个前导载波集的子载波起点位置相差的最小值为2，则各Segment的前导载波集的子载波起点位置共有K种，分别为：0、2、4、......、2K-2；当j＞1时，K个不同Segment的前导载波集的子载波起点位置相差的最小值为2，则各Segment的前导载波集的子载波起点位置可取的位置共有K×j种，分别为：0、2、4、......、2(K×j-1)，只需在这K×j种位置上任取K个位置即可。对于本实例而言，单独的前导码要求呈现两段完全重复特性即可，所以只要M×K×j为2的幂的倍数即可，而M就是2的幂，所以不要求K×j一定为2的幂。

步骤402’：同时，发射端在发送前导码信号时，对前导码的频域信号作IFFT运算得到具备至少两段、最多2×K×j段重复特性的时域信号并发射给接收端。

步骤403’：接收端接收各种Segment对应的前导码时域信号获取到各种前导码的叠加信号，该叠加信号为具备至少两段重复特性的时域信号，而且各个单小区的前导码信号也至少具备两段重复特性。。

这里，在频域中，该叠加信号对应的前导载波集的每两个相邻的子载波之间存在至少1个零，对该种叠加信号作IFFT运算将得到在时域上的两段完全重复结构。

基于上述本发明方法，本发明还提供了一种OFDMA系统的前导码生成装置。在现有的前导码生成装置中包括：用于生成频域前导码的频域前导码构造模块和用于对频域前导码进行IFFT运算以输出时域前导码的IFFT运算模块。本发明装置除了包括现有的频域前导码构造模块和IFFT运算模块之外，还进一步包括：子载波参数处理模块和子载波位置生成模块。

其中，子载波参数处理模块用于从外部接收子载波参数，包括前面方法所述的M和K，根据接收到的子载波参数得到插零指示和起点位置指示并输出给子载波位置生成模块；子载波位置生成模块根据接收到的插零指示和起点位置指示确定K种Segment的前导码信号中各个子载波的位置并输出子载波位置指示给频域前导码构造模块；频域前导码构造模块接收来自子载波位置生成模块的子载波位置指示和来自外部的前导码PN序列，生成已调制了PN序列的频域前导码信号并输出至IFFT运算模块；该IFFT运算模块则用于对接收到的频域前导码信号进行IFFT运算处理，得到各Segment的时域前导码信号并输出，其中每一Segment的时域前导码信号将具备至少M段重复结构，并且各Segmenf的前导码信号的叠加信号也具备至少M段重复结构。这里，M为所需的重复特性参数，用于指示所要得到的重复特性；K为当前Segment的个数。所述子载波位置指示用于指示：同一Segment的前导码信号的频域结构为每两个已调制了伪随机PN序列的子载波位置至少相差M×K，每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M；

所述子载波参数处理模块可由两部分构成，包括：子载波插零数目生成模块和子载波起点位置选取模块。其中，所述子载波插零数目生成模块用于接收重复特性参数(即M)和Segment个数(即K)，生成插零指示并输出至子载波位置生成模块，该插零指示将指示同一Segment的前导载波集中每两个子载波之间至少插入M×K-1个零；所述子载波起点位置选取模块用于接收重复特性参数(即M)，确定各个Segment的前导载波集中子载波的起点位置，并输出起点位置指示给子载波位置生成模块，该起点位置指示应指示每两个Segment的前导载波集中子载波的起点位置至少相差M。其中，子载波插零数目生成模块和子载波起点位置选取模块内部确定插零数目、确定起点位置的处理原理遵循前面方法所述原则，这里不再详述。

本发明装置通常被设置于前导码的信号发射端，比如基站Node B，采用该装置后信号发射端能发射出时域上具备M段重复结构的前导码信号。这里，M为2的幂、且大于等于2。

综上所述，应用本发明方法及装置后，无论在多小区交界处，还是在单小区的环境下，均能使前导码在时域上保持前后两段完全重复的结构。避免了在多小区情形下，粗定时漏检概率高的缺陷。同时，该方法能够使得分数频偏的估计精度得以提高。另外，与现有技术一相比，应用本发明后发射端在发射前导码时，所需的PN序列的点数降低，从而可以进一步降低小区搜索的计算复杂度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims

1、一种正交频分复用接入OFDMA系统的前导码生成方法，发射端发射K种扇区Segment的前导码信号，K为正整数；其特征在于，该方法包括：

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤A所述配置每两个已调制了PN序列的子载波位置至少相差M×K中，所述至少相差M×K为：

相差M×K×j；其中，j为大于1的正整数。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤A所述配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M的方法为：

4、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤A所述配置每两个Segment的前导码信号中已调制了PN序列的子载波的起点位置至少相差M的方法为：

5、根据权利要求1至4任一项所述的方法为，其特征在于，所述发射端为基站Node B。

6、一种OFDMA系统的前导码生成装置，该装置用于生成K种Segment的前导码信号，K为正整数；该装置包括：

其特征在于，该装置进一步包括：

7、根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述子载波参数处理模块包括：

8、根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于，该装置设置于前导码信号的发射端。

9、根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述发射端为基站NodeB。