CN100550669C - 直接序列扩频通信设备及其方法 - Google Patents

Abstract

与特定实施例相一致的一种直接序列扩频(DSSS)接收机(100)具有频率发生器(112)，其生成本地振荡器信号而不使用压电晶体。变频器(108)接收本地振荡器信号，将本地振荡器信号与接收的DSSS信号混频，以产生下变频信号。接收的DSSS信号是使用第一组DSSS代码进行编码的。差分码片检测器(116)接收下变频信号并将下变频信号转换成差分检测信号。相关器(120)接收差分检测信号并将差分检测信号与从第一组DSSS代码时移的一组DSSS代码进行相关。本摘要不视为限制，因为其他实施例可能与本摘要中所述的特征相比有所改变。

Description

直接序列扩频通信设备及其方法

背景技术

在当今的RF收发信机中，从石英晶体参考元件得到的参考时钟或振荡器的使用几乎是普遍存在的。该方法的性能优势在于压电石英晶体谐振器的高频准确性(百万分之几的数量级)以及设备所产生低噪声信号。对于许多应用，用于实现该方法的参考频率发生硬件的成本和尺寸仅仅组成通信装备的总成本的一小部分。

但是，对于其他设备，包括，但不限于，新种类的接收机、发射机和收发信机，其发展为短程、低码率应用，诸如无线感应、后勤和游戏控制，晶体参考的成本可占到收发信机的总成本的相当大比例(例如10％到30％)。而且，尽管收发信机的集成部分的成本期望随着时间而大大降低，但晶体成本不可能以同样快的速度降低。这样，晶体的成本作为收发信机总成本的比例实际上将随着时间而趋向于增加。

晶体参考元件当前不会将自己与其他电路元件集成在硅衬底上。这是因为参考元件中使用的这一类型的高质量因数(Q)谐振器是从诸如石英的压电材料构建出来的，其与半导体中使用的基于硅的材料不兼容。因此，晶体实现为用于实现设备其他元件的集成电路之外的离散的元件。晶体实现为离散元件这一因素负面上影响了收发信机的成本和尺寸。

对频率稳定性，若干通信技术采用了不依赖晶体的电路，如下所述：

LC调谐接收机。尽管晶体参考电路是现代通信装备中普遍使用的，但1980年前制造的装备有时使用调谐的LC(电感-电容)电路来用于频率生成。几个例子是广播电视接收机、广播无线电接收机和短波无线电接收机。所有这些系统中的共有特点是模拟传输格式和高比率的信号带宽对载波频率。这样的应用仅用于模拟格式。

宽带频移键控(FSK)。尽管只有少数的商业应用在使用，具有高调制索引的数字FSK系统展示了对频率偏移的容许度。这类系统支持数字调制，并且可以使其支持任意高比率的载波频率对数据速率。但是，采用宽带FSK的系统在其频谱利用方面不够有效，因为占用的信号频带仅可由单独一个用户同时使用。而且，因为宽带FM信号的能量密度在频带上分布不均匀，随着峰值功率密度将可能出现调整的问题。

DSSS信号基于XOR的处理。在该方法中，如美国专利No.5,559,828中所述，使用XOR(异或)门和延迟线来解扩DSSS(直接序列扩频)序列。尽管这在增加对频率偏移的容许度方面有效，但不产生编码增益，并且不区分代码，平等地解码所有的信号。这样，DSSS系统的几个优势，包括编码增益、码分多址、和正交调制方案中的多代码的使用，就会在使用XOR处理时丧失。

上述这些技术都不完全适用于诸如兼容IEEE 802.15.4的特定数字通信系统。

附图说明

结合附图参考详细说明，将最好地理解说明了组织、操作方法及目的和优势的特定实施例，在附图中：

图1是与特定实施例相一致的射频接收机的框图；

图2是与特定实施例相一致的射频收发信机的框图；

图3是与特定实施例相一致的另一射频收发信机的框图；

图4是与特定实施例相一致的示例振荡器的框图；和

图5是与特定实施例相一致的用于对差分码片检测器的噪声性能建模的通信系统的框图。

具体实施方式

尽管本发明容易受到许多不同形式实施例的影响，但将在附图中示出并将在这里用特定实施例说明这样的理解，这样的实施例的本公开被视作原理的示例，而非将本发明限制于所示出和描述的特定实施例。在下面的描述中，类似的参考标号用于描述附图的几个视图中的相同、类似或相应的零件。

术语“一”(a或an)，如这里所使用的，定义为一个或多于一个。术语“多个”，如这里所使用的，定义为两个或多于两个。术语“另一”，如这里所使用的，定义为至少第二或更多。术语“包括”(including)和/或“具有”(having)，如这里所使用的，定义为包括(comprising)(即，开放语言)。术语“连接”(coupled)，如这里所使用的，定义为连接(connected)，尽管不必是直接地也不必是机械地。术语“程序”，如这里所使用的，定义为设计用于在计算机系统上执行的指令序列。“程序”或“计算机程序”可包括子程序、函数、流程、对象方法、对象实现、可执行应用程序、applet、servlet、源代码、对象代码、共享库/动态加载库和/或设计用于在计算机系统上执行的其他指令序列。

晶体由于其高准确度和低噪声水平而用作诸如收发信机的各种设备中的频率确定元件。如果开发出使收发信机能够在其频率参考容许相对宽频率变化和高噪声水平的技术，将允许不使用高Q压电材料而实现频率参考。如果需要的话，形成的电路可以实现在集成电路上，给用于特定应用的发射机、接收机和收发信机带来显著的成本与尺寸节省。

图1描绘了与特定实施例相一致的接收机设备100的框图。在这个示例实施例中，在天线104接收DSSS信号并将其传递到变频器电路108进行下变频。变频器(例如混频器)108使用形式上为基于非晶体的频率发生器112的本地振荡器，其产生与从天线104进入的信号混频的信号，从而产生变频器108的输出。这个变频器的输出连接到差分码片检测器116，该差分码片检测器116在此被定义为检测器电路，其根据2001年12月21日提交的题为“Low Cost DSSS CommunicationSystem”的美国专利No.6,563,857操作。本专利申请所述的差分码片检测还在Q.Shi，R.J.O’Dea，and F.Martin，“A New Chip-LevelDetection System for DS-CDMA，”2002IEEE International Conference onCommunications，vol.1，pp.544-547，2002中有详细的描述。这些文件证明差分码片检测可以增加接收机对频率偏移的容许度。但是，没有认识到，相同机制也可以用来减轻接收本地振荡器(LO)或发射载波信号上的低频噪声(相位噪声/封闭噪声(close-in noise))的效应，由此有助于利用无晶体的振荡器。本地振荡器或载波振荡器上的低频噪声的减轻将在附图5的讨论中解释并证明。

应该注意到，除DSSS之外的其他信号类型也可用于与本发明相一致的特定实施例中，包括，但不限于，通用频率调制信号，相位调制信号或线性调频脉冲扩频信号。这里，差分码片检测模块更一般地被描述为差分检测模块，其延迟元件(参看图5的278)表示某些需要的检测时间差。在相关(码元匹配滤波)之前的差分检测信号的过程基本上负责减轻频率偏移和封闭LO相位噪声。

简短地说，在差分码片检测的特定实施例中，下变频器的输出共轭并延迟一段等于N个直接序列码片的时间，这里N优选为1。然后对原始和延迟共轭的信号进行复乘，以产生检测器输出(参看图5的270)。

可以看出，差分检测过程处理之后得到的信号具有几个感兴趣的属性：(1)接收本地振荡器(LO)和发射载波频率之间的频率差的影响基本上被消除了；和(2)来自发射载波和接收LO的低频(频率低于码片速率)相位噪声产物基本上被消除了。

通过利用属性(1)，有可能增加接收机对发射载波和接收LO之间的频率偏移的容许度。通过利用属性(2)，有可能放松对接收和发射振荡器的封闭噪声要求。这两个属性结合起来，允许省略基于某些通信环境中的压电晶体元件的高性能振荡器，诸如低功率、短程相对低码率、相对低占空比的通信系统。

再参看图1，在下变频操作(单或多变频)中，通过使用正交混频器108，射频(RF)DSSS信号被变换为复基带I/Q表示。混频器108的本地振荡器(LO)频率发生器112是直接产生的，或者从RF振荡器通过频率合成而产生的。由于同常规接收机相比，放松了对频率准确性和接收机100内的封闭噪声的要求，频率发生器112可以由LC(电感/电容)型振荡器、RC(电阻/电容)型振荡器、弛张振荡器、环形振荡器或不需要高稳定性压电谐振器元件的任何其他合适振荡器电路构造而成，只要振荡器具有相当好的稳定性。

下变频操作的输出是具有直接序列扩频码的序列的复基带信号，其中序列在发射机上在RF载波上进行调制。复基带信号还可以具有频率偏移项，其代表发射载波和接收本地振荡器的频率差。此外，复基带信号可以展示低频噪声的产物，其出现在发射载波或接收本地振荡器上。

差分码片检测模块116的输出信号是从发射机发送到接收机的DSSS信号的复基带表示。频率偏移和振荡器引入的低频相位噪声基本上被消除了。所剩余的是要通过解扩DSSS信号来恢复在发射机调制的信息。这是通过相关的过程来完成的，由相关器120实施。

如果DSSS代码在发射机调制之前进行差分编码(参看图5的220和224)，则差分码片检测模块116在其输出产生DSSS代码，相关器120将与DSSS代码相关。如果DSSS代码没有在发射机进行差分编码(如Shi等的论文)，则差分码片检测模块116在其输出产生修改的DSSS代码，相关器120将与修改的DSSS代码相关。可以通过将DSSS代码传递通过差分检测模块116所使用的相同差分码片检测操作而预先计算修改的代码(参看图5的270)。

这样，与特定实施例相一致的直接序列扩频接收机100具有频率发生器112，其不使用压电晶体而生成本地振荡器信号。变频器108接收本地振荡器信号并将本地振荡器信号与接收的DSSS信号进行混频，以产生下变频的信号。使用至少一个第一DSSS代码对接收的DSSS信号进行编码。差分码片检测器116接收下变频的信号并产生检测信号，同时消除频率偏移和低频相位噪声。相关器120接收差分检测的信号并将差分检测的信号与一个或多个DSSS代码进行相关，以产生决策统计，用于确定发射的信息。

该配置提供了一种用于处理数字调制无线电信号的方法，有助于对频率偏移和振荡器噪声的高容许度，同时保持通过码分多址(CDMA)的频谱再利用、信号带宽上的均匀能量密度以及任意高比率的载波频率对码率。这样，与特定实施例相一致的直接序列扩频(DSSS)通信方法包括生成本地振荡器信号，而不使用压电晶体；将本地振荡器信号与接收的DSSS信号进行混频以产生下变频信号，其中使用第一组的DSSS代码来编码接收的DSSS信号；差分解码下变频信号以产生差分解码信号；以及将解码信号与第二组的DSSS代码进行相关。

在特定实施例中，上面的无线接收机可以使用用于接收信号并在108将其转换为基带表示的RF接收机来实现。RF接收机具有基于不用压电晶体元件的振荡器的本地振荡器频率发生器112。处理模块116(例如差分码片检测器)产生输出码片，其是输入信号的连续码片的函数。相关器模块120将处理模块输出的DSSS信号与从发射码字得到的DSSS码字进行相关。

一般来说，但并不是限制，码长度可以确定系统性能有多好。为了诸如如上所述的系统中的更好的性能，码长度趋向于稍长。频率偏移容许度经过试验大约为0.12/T，其中T是扩频码序列中的码片的周期。对于给定数据速率，更高的码片速率导致更小的码片周期以及对频率偏移的更高的容许度。此外，注意到，差分码片检测机制可导致接收机灵敏度的下降。对于特定示例实现来说，可以观察到这个下降相比常规接收机约为3到10dB。灵敏度损失主要是差分码片检测模块116的乘操作的结果，其提高了负信噪比情况下的噪声。这样，在将本教导用作通信系统的基础时应该考虑这些因素。

除了提供接收机设备之外，发射机可以类似地产生，例如如图2所描绘的，使用频率发生器126，用作用于生成发射机RF载波信号的RF源。在这个例子中，频率发生器126可包括基于没有压电元件的振荡器的频率发生器，诸如IC或RC(电阻-电容)受控频率发生器。DSSS调制器130用于以已知的DSSS码字在由频率发生器126所生成的RF载波上调制要发射的消息。RF上变频器134使用RF频率发生器126(用作RF源)所生成的载波信号将来自DSSS调制器130的信号变换到所需射频，并且，在所示的例子中，提供通过天线140发射所需的放大。在此实施例中，频率发生器126是在收发信机的接收机和发射机部分之间共享的。

这里提出的发射机趋向于产生具有均匀能量密度的频谱。因为使用直接序列扩频技术，有可能支持在单独频率空间的多用户。

图3描绘了另一种变化，其中发射机和接收机的频率发生器独立分开地保持(发射机和接收机可以共有一个外壳以组成收发信机，或者可以是独立分开的物理设备)。在这个例子中，频率发生器112生成用于接收机下变频处理的本地振荡器信号。频率发生器150用作RF源，生成由发射机的上变频器134使用的RF载波信号。

这样，与特定实施例相一致的直接序列扩频(DSSS)通信发射机具有RF源，其生成发射机载波信号，其中RF源使用生成RF发射机载波信号而不采用压电元件的振荡器。DSSS调制器在发射机载波信号上利用至少一个已知DSSS码字调制要发射的消息。

所示基本结构的许多变化都是有可能的。例如，频率发生器可以是基于任意合适类型的非压电谐振器的振荡器，诸如LC型振荡器、RC型振荡器、弛张振荡器或压控振荡器、或者前面提及的任何其它类型的振荡器或者不依赖于高Q压电晶体元件的其他振荡器，只要该振荡器产生足够稳定的用于系统定义的信号。

除这里所述的差分码片检测之外还可有其他形式的差分检测。为了本文件的目的，差分码片检测包括任意形式的处理，包括1)DSSS序列，2)操作在不同延迟时间的接收信号版本上的处理器，和3)相关操作。这个处理产生数字调制信号，其中信息首先以任意高编码速率编码，然后编码比特或“码片”用于调制发射信号的相位或频率。接收机差分处理接收信号，以确定相位调制的(或频率调制的)码片信息。差分相位检测导致稳定性和相位噪声要求的放松。最终，使用解码器来从码片序列恢复信息比特。

接收机中的下变频处理可以由许多技术实现，诸如使用多变频接收机技术而不是示例的单一的变频。而且，通过使用欠采样技术，可以使得差分码片检测操作在IF信号上而不是纯基带信号上。通过认识到常规系统中载波频率和超宽带(UWB)系统中脉冲定时之间的对偶性，该方法可以扩展到UWB系统而没有明显的载波信号。

图4描绘了广义振荡器电路，其可以用作基于非晶体设计的发射机或接收机振荡器。振荡器本身作为频率发生器170而示出，并且可以结合任何合适的机制，例如，可变谐振器174，用于基于RC的振荡器(或者可变电容、可变电感、或二进制码输入等等)。频率发生器可以结合用于温度补偿的补偿电路178和补偿用于电源变化的电路的补偿电路182。

生成接收机本地振荡器(LO)或发射载波的一种替换是使用压控振荡器(VCO)。VCO可能包括D/A变换器或其他用于频率调整的机制。频率调整可以用于设置振荡器的初始频率，从而降低或消除振荡器中的制造容差。还可以结合用于频率补偿的电压或温度传感器使用，如图4所一般性说明的。

另一种替换是使用锁相环(PLL)作为频率发生器。频率发生器可以配置为具有从晶体获得的参考或其他合适参考的PLL合成器(包括VCO)。PLL锁定机制可以用来初始调谐VCO。一旦调谐完成，PLL的剩余部分可以关闭，VCO将操作为频率发生器，生成本地振荡器信号而不使用压电晶体。这将不会节省PLL的成本，但将节省在正常操作中操作PLL的功率。这个方法还可以修改以使用无晶体振荡器作为参考频率发生器。与晶体相比，这将节省成本。这个方法的优势在于允许无晶体参考在低频实现，以便更好的组件匹配以及由此而带来的更好的频率准确性。

当频率偏移出现在接收机的频率容许度之外时，可以采用Callaway等在2003年10月3日提交的题为“Sync Bursts for FrequencyOffset Compensation”的美国专利申请No.10/678,416所述的获取方案(摩托罗拉代理卷号CML01150J)。在该技术中，使用分组之前或多分组的交换之前的短同步突发的序列来实现传输协议。同步突发可以顺序发送，每一突发具有从发射机中心频率的固定频率偏移。同步突发的组将跨越发射机和接收机之间频率偏移的期望范围，使得活动接收机将接收至少一个突发。接收机随后根据频率突发中包含的信息修改其中心频率，从而使得发射机和接收机中心频率之差在调制格式的可接收容许度之内。

为了证明相位噪声的消除，考虑使用如图5所示的差分码片检测器的示例系统的电路图。图5示出了用于建模DSSS BPSK(二进制相移键控)系统模型的框图，其调制器具有差分码片编码，简单AWGN(加性高斯白噪声)信道具有本地振荡器(LO)减损，其解调器具有差分码片检测。在调制器中，来自源204的二进制数据码元a_n∈{±1}在上采样器208以因子M进行上采样(up-sample)，其中M表示DSSS扩频因子。上采样后的数据序列在乘法器212乘以由扩频码发生器216生成的周期扩频序列b_k∈{±1}，从而形成调制码片序列c_k。不失一般性地，假设b_k的周期等于M，由此每一数据码元包含完整周期的扩频序列。接着，使用乘法器220和224对码片值差分编码，并映射以在脉冲整形器228使用单位能量的平方根升余弦(SRRC)脉冲整形p(t)和滑落(rolloff)因子α来发射脉冲。在放大器232施加2E_c的平方根的增益因子，从而使得发射信号的复包络可以表示如下：

$s\left(t\right)=\sqrt{2E_c}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{d}_{k}p(t-k{T}_c)---\left(1\right)$

其中T_c是码片周期，E_c是码片能量，E_b＝ME_c是每数据比特的能量。注意到，图2的DSSS调制器130对应于模块208、212、216、220、224、228和232。RF上变频器134包括244，而振荡器240对应于频率发生器126。这样，从上采样器208到图5的放大器232的任何东西都属于图2-3的DSSS调制器130内。图5中的振荡器240和混频器244表示组合的RF上变频器134和变频器108二者的频率偏移以及相位噪声贡献。图5中的模块270表示图1-3中的差分码片检测器116。图5中的其他部件(248、252、258和262)可以被视为图1-3的变频器108的部分。

为了进行分析，发射信号s(t)经受本地振荡器减损，包括从振荡器模型240到乘法器244的频率偏移ω，相位偏移

和相位噪声θ(t)，结果在加法器248与来自AWGN发生器252的噪声信号n(t)相加。(注意，振荡器模型240对图1-4中的非晶体频率发生器112、126、150、170建模。)接收信号的复包络为：

$=s\left(t\right)e^{\mathrm{j\β}\left(t\right)}+n\left(t\right)$

其中，β(t)表示本地振荡器模型的复合相位信号。加性噪声n(t)是具有双边带功率谱密度N_o/2的带通噪声的复包络。一般n(t)表示接收机热噪声，但在特定条件下，其也可以包括多址干扰。接收信号r(t)由码片匹配滤波器(CMF)258以脉冲整形p(t)进行滤波并最优地在采样器262每码片(t＝kT_c)一次地进行采样，以产生接收序列r_k。

接收序列r_k传递通过差分码片检测器270，其具有的乘法器274将接收序列r_k乘以通过取接收序列r_k的延迟版本(在延迟278，延迟T_c)、然后在复共轭器282取该信号的复共轭而生成的信号。在模块286取上述得到的信号的实部，以产生对调制码片序列的估计其随后在乘法器290使用来自扩频码发生器292的扩频序列b_k的同步本地副本进行解扩。最后，解扩序列在模块294在每一数据码元周期上积分，在下采样器296进行下采样，结果γ_n被传递到决策阈值298以获得对二进制数据码元的估计

差分码片检测器270可用于实现参看图1-3所述的差分码片检测器(处理器)116。

为了估计图5的系统的BER性能，做出几个假设和近似，以保持示例模型的简单。模型的有效性可以随后通过对系统方针结果的比较来得到测试。

首先从CMF 258的采样输出开始。对SRRC脉冲整形的使用，以及理想码片定时的假设，通常导致接收码片采样r_k没有码片间干扰(ICI)。为了在频率偏移和相位噪声存在的情况下保持该属性，将假设相位信号β(t)关于码片速率缓慢地变化。这样，接收序列可以表示为：

$r_k=\sqrt{2E_c}{d}_k{e}^{j{\mathrm{\β}}_K}+n_k---\left(3\right)$

噪声采样n_k假设是不相关零均值复高斯随机变量，方差为 ${\mathrm{\σ}}_n^2=2N_o.$ 噪声还可以使用实部和虚部表示为n_k＝x_k+jy_k，其中，x_k和y_k是实数的、不相关的、零均值高斯随机变量，方差为 ${\mathrm{\σ}}_x^2={\mathrm{\σ}}_y^2=N_o.$

给出接收序列(3)，差分码片检测的输出可表示为：

${\tilde{c}}_k=\mathrm{Re}\left\{r_k{r}_{k-1}^{*}\right\}$

$=\mathrm{Re}\left\{\begin{array}{c}2E_c{d}_k{d}_{k-1}^{*}{e}^{j({\mathrm{\β}}_k-{\mathrm{\β}}_{k-1})}\\ +\sqrt{2E_c}{n}_k{d}_{k-1}^{*}{e}^{-j{\mathrm{\β}}_{k-1}}\\ +\sqrt{2E_c}{d}_k{e}^{j{\mathrm{\β}}_k}{n}_{k-1}^{*}+n_k{n}_{k-1}^{*}\end{array}\right\}---\left(4\right)$

使用所需的差分检测结果 $c_k=d_k{d}_{k-1}^{*},$ 以及观察到码片序列c_k和d_k是实数值的，公式(4)缩减为：

${\tilde{c}}_k=2E_c{c}_k\cos \left({\mathrm{\Δ\β}}_k\right)+z_k---\left(5\right)$

其中，Δβ_k是连续码片间的相位差，z_k是总体噪声分量。

码片相位差Δβ_k是频率偏移和相位噪声的函数。

Δβ_k＝β_k-β_k-1

＝ωT_c+θ_k-θ_k-1                                    (6)

＝ωT_c+Δθ_k

加上差分相位噪声Δθ_k，成为零均值高斯随机变量，方差为σ_Δθ ²。这样，Δβ_k是均值等于频率偏移项ωT_c的高斯变量。(5)中的复合加性噪声如下给出：

$z_k=x_k{x}_{k-1}+y_k{y}_{k-1}$

$+\sqrt{2E_c}\{d_{k-1}(x_k\cos {\mathrm{\β}}_{k-1}+y_k\sin {\mathrm{\β}}_{k-1})---\left(7\right)$

$+d_k(x_{k-1}\cos {\mathrm{\β}}_k+y_{k-1}\sin {\mathrm{\β}}_k)\}$

其中，z_k是零均值随机变量，其方差可以估计为：

${\mathrm{\σ}}_z^2={\mathrm{\σ}}_x^4+{\mathrm{\σ}}_y^4+2E_c\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\σ}}_x^2\stackrel{\‾}{{\cos }^2{\mathrm{\β}}_{k-1}}+{\mathrm{\σ}}_y^2\stackrel{\‾}{{\sin }^2{\mathrm{\β}}_{k-1}}\\ +{\mathrm{\σ}}_x^2\stackrel{\‾}{{\cos }^2{\mathrm{\β}}_k}+{\mathrm{\σ}}_y^2\stackrel{\‾}{{\sin }^2{\mathrm{\β}}_k}\end{array}\right\}---\left(8\right)$

$=2N_o^2+4E_c{N}_o$

通过较小的努力，可以使噪声采样z_k显示为不相关的。

在M采样数据码元周期上解扩和集成之后，决策统计变为：

${\mathrm{\γ}}_n=2a_n{E}_b\frac{1}{M}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\Δ\β}}_k\right)+\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_k---\left(9\right)$

$=2a_n{E}_b{\mathrm{\ϵ}}_n+{\mathrm{\η}}_k$

其中，a_n是所需二进制数据值，ε_n是频率偏移和相位噪声带来的能量损失因子，η_k是方差为 ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\η}}^2=M{\mathrm{\σ}}_z^2$ 的积分噪声。在没有频率偏移和相位噪声的情况下，ε＝1；否则，ε＜1，这有效地降低了每比特的能量。虽然采样z_k不是高斯变量，但集成噪声η_k可以近似为高斯变量(使用中心极限定理)。该近似对于M为大数值的情况更加准确。

使用条件概率密度函数(PDF)f(γ_n|a_n＝1)和f(γ_n|a_n＝-1)的知识来规定最大似然度(ML)决策规则。在没有相位噪声的情况下，ε_n将是确定性的，条件PDF将是高斯函数。但是，相位噪声使得ε_n成为随机的，得到的PDF将难于(如果有可能)封闭地获得。对于大数值的M，通过用均值ε来代替(9)中的ε_n，可以得到简单近似。

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=\stackrel{\‾}{\frac{1}{M}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\cos \left({\mathrm{\Δ\β}}_k\right)}=\stackrel{\‾}{\cos \left({\mathrm{\Δ\β}}_k\right)}---\left(10\right)$

$=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}\cos \left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\β}}_k\right)f_{\mathrm{\Δ\β}}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\β}}_k\right)\mathrm{d\Δ}{\mathrm{\β}}_k$

其中，f_Δβ(Δβ_k)是Δβ_k的高斯PDF。(10)中的积分可以使用高斯分布的特征函数ψ(υ)简单地估算。

$\stackrel{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=\mathrm{Re}\left\{\mathrm{\ψ}\left(1\right)\right\}=\cos \left(\mathrm{\ω}{T}_c\right)e^{-{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\Δ\θ}}^2/2}---\left(11\right)$

这个结果表明整体能量损失是频率偏移和相位噪声造成的单独损失的积。

在(9)中把ε_n用其均值替换后，条件PDF变为高斯PDF，ML决策规则将是：

$\mathrm{Choose}:{\tilde{a}}_n=1\mathrm{if}{\mathrm{\γ}}_n\≥0---\left(12\right)$

${\tilde{a}}_n=-1\mathrm{if}{\mathrm{\&gamma;}}_n<0$

该二进制决策的误码概率为[5]

$P_b=Q\left(\frac{4E_b\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&epsiv;}}}{{\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}}\right)---\left(13\right)$

将 ${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&eta;}}^2=M{\mathrm{\&sigma;}}_z^2$ 和(8)代入(13)得到

$P_b=Q\left(\sqrt{\frac{2{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&epsiv;}}}^2{(E_b/N_o)}^2}{M+2(E_b/N_o)}}\right)---\left(14\right)$

$=Q\left(\sqrt{2{\left(\frac{E_b}{N_o}\right)}_{\mathrm{DCD}}}\right)$

(14)中最后的表达式是相干BPSK的误码概率，(E_b/N_o)_DCD表示差分检测后的有效比特能量与噪声密度比。

为了估算上面给出的解析模型，应该指定相位噪声特征。特别地，(11)中定义的平均能量降低ε_n将取决于差分相位噪声Δθ_k的方差。给出本地振荡器相位噪声的功率谱密度P_θ(f)，Δθ_k的方差可以计算为：

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}^2=2\underset{0}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f\right){\left|H_{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}\left(f\right)\right|}^2\mathrm{df}---\left(15\right)$

$=4\underset{0}{\overset{\&infin;}{\&Integral;}}{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f\right)[1-\cos \left(2\mathrm{\&pi;f}{T}_c\right)]\mathrm{df}$

其中，H_Δθ(f)是差分码片检测所产生的相位传输函数。这里将考虑简单的1/f²相位噪声特征，功率谱密度(PSD)给出为：

$P_{\mathrm{\&theta;}}\left(f\right)=P_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right){\left(\frac{f_o}{f}\right)}^2---\left(16\right)$

其中，P_θ(f_o)是在参考频率f_o的双边PSD水平。这表示在频率生成单元中的相位噪声的保守上界，其中相对有噪声的振荡器受到锁相环控制。而且，假定CMF有效地将相位噪声的带宽限制为±1/2T_c，从而使得

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}^2\&ap;{4P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)f_o^2\underset{0}{\overset{1/2T_c}{\&Integral;}}\frac{[1-\cos \left(2\mathrm{\&pi;}{\mathrm{fT}}_c\right)]}{f^2}\mathrm{df}---\left(17\right)$

在上面的积分界限内，H_Δθ(f)具有高通特性，其解释了差分检测为什么有助于抑制封闭本地振荡器相位噪声。增加码片速率将有效地使相位噪声更接近该传输函数的低端，由此实现更高程度的噪声抑制。

使得变量变化x＝fT_c＝f/R_c，并且解数值积分，给出

${\mathrm{\&sigma;}}_{\mathrm{\&Delta;\&theta;}}^2\&ap;{4T}_c{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)f_o^2\underset{0}{\overset{0.5}{\&Integral;}}\frac{[1-\cos \left(2\mathrm{\&pi;x}\right)]}{x^2}\mathrm{dx}---\left(18\right)$

$=30.5T_c{f}_o^2{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)$

将这个结果代入(11)，频率偏移和相位噪声产生的平均能量损失近似为

$\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&epsiv;}}=\cos \left(\mathrm{\&omega;}{T}_c\right)\exp \{-15.25T_c{f}_o^2{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)\}---\left(19\right)$

公式(14)和(19)表示简单解析模型，其允许我们快速预测扩频因子和码片速率的宽范围的性能。

对图5的系统进行了计算仿真。仿真采样速率是八倍码片速率，码片同步是理想的。为扩频码选择最大长度序列(m序列)，SRRC脉冲整形给出滑落因子α＝1.0。当扩频因子随着解析模型与仿真相比仅稍稍优化而增长，解析模型的准确性也得到改善。对于每一双倍的扩频因子，仿真的和解析的结果渐进地接近1.5dB的E_b/N_o的增长。这个斜率还可以在(14)中观察到，其中，对于大的M，差分检测后的有效比特能量与噪声密度比变为

${\left(\frac{E_b}{N_o}\right)}_{\mathrm{DCD}}\&ap;\frac{1}{M}{\left(\frac{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&epsiv;}}{E}_b}{N_o}\right)}^2---\left(20\right)$

这样，为了保持(14)中的常数误码概率，每一双倍的M伴随着E_b/N_o的

(或1.5dB)的增长。更一般地，每一K倍的M的增长，伴随着E_b/N_o的

的增长。

接下来，考虑相位噪声和频率偏移的效应。为了归一化结果，定义下面的比率用于(19)：

$K=\frac{f_o^2{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)}{R_c}=\frac{f_o^2{P}_{\mathrm{\&theta;}}\left(f_o\right)}{M{R}_b}---\left(21\right)$

其中，R_c＝1/T_c＝MR_b是系统的码片速率，R_b是系统的码率。根据(19)，相位噪声造成的能量损失与K成比例。这样，对于给定的可接受损失水平，增加码片速率将允许相位噪声的成比例的增长。

为了正确地推出结果，考虑这样的示例系统：R_b＝100kb/s，M＝100，R_c＝10Mc/s。对于10^-3的BER，该系统在f_o＝1MHz应该具有15.7dB的E_b/N_o和-70dBc/Hz的相位噪声PSD。这个相位噪声水平容易使用低成本集成VCO设备在合理的频率获得。

接下来，对相位噪声增加0.05R_c和0.1R_c的频率偏移。对于仿真和解析结果，由于频率偏移而增加的损失是大约0.2dB。由于频率偏移的损失的范围为1.0dB到1.5dB，模型准确性由于相位缓慢变化的假设而轻微变化。使用同前面一样的示例系统，R_b＝100kb/s且M＝100，并且进一步假设载波频率为2.4GHz，这些结果表明，对于增加的1dB的损失，系统可以容许1MHz的频率偏移(～400ppm)。

这样，考虑到上面的情况，很明显，DSSS信号的码片级差分检测有助于减轻振荡器相位噪声以及频率偏移的效应。当系统带宽灵活时，增加扩频因子改善相位噪声容许度，并且允许使用更低成本的、有更多噪声的频率参考。增加扩频因子同时会降低SNR性能，但这个折中对于极低设备尺寸和成本至上的应用来说是可以接受的。

尽管仿真和解析模型聚焦于具有1/f²相位噪声模型的DSSS BPSK系统，但基本结论同样适用于具有其他数据调制格式(例如M元正交)以及更一般相位噪声特性的DSSS系统。显示了简单的解析模型以便于预测系统性能，尤其是对于仿真时间会非常长的大扩频因子，而且其可以容易地扩展到其他系统。

考虑到上面的公开，本领域技术人员将认识到，与本发明相一致的特定实施例可以使用专用硬件实现或者可以使用编程的处理器(专用或通用)来实现。通用计算机、基于微处理器的计算机、微控制器、光学计算机、模拟计算机、专用处理器、专用集成电路(ASIC)和/或专用硬连线逻辑都可用来构建等价的本发明的实施例。

尽管描述了特定说明性实施例，但很明显，本领域技术人员根据上面的描述可以认识到许多替换、修改、置换和变化。

Claims (22)

1.一种直接序列扩频通信设备，包括：

频率发生器，其生成本地振荡器信号而不使用压电晶体；

变频器，其接收所述本地振荡器信号，将所述本地振荡器信号与接收的直接序列扩频信号混频，以产生下变频信号，其中，所述的接收的直接序列扩频信号是使用第一组直接序列扩频代码进行编码的；

差分检测器，其接收所述下变频信号并将所述下变频信号转换成差分检测信号；以及

相关器，其接收所述差分检测信号并将所述差分检测信号与第二组直接序列扩频代码进行相关，

其中，能够在利用所述相关器将所述差分检测信号与所述第二组直接序列扩频代码进行相关之前，利用所述差分检测器将所述下变频信号转换成所述差分检测信号，从而减轻以下效应的至少一个：

所述本地振荡器信号相对于接收的直接序列扩频信号的频率偏移；以及所述本地振荡器信号的相位噪声。

2.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述第二组直接序列扩频代码是由所述第一组直接序列扩频代码时移整数个码片周期得到的。

3.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的差分检测信号包括输出码片，该输出码片是所述的接收的直接序列扩频信号的多个连续码片的函数。

4.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的频率发生器具有小于0.12/T的频率偏移容许度，其中T是码片周期。

5.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的频率发生器包括电感-电容型振荡器、电阻-电容型振荡器、弛张振荡器、环形振荡器和压控振荡器中的一个。

6.根据权利要求5所述的直接序列扩频通信设备，进一步包括用于初始调整所述本地振荡器信号的频率的装置。

7.根据权利要求5所述的直接序列扩频通信设备，进一步包括补偿电路，其补偿所述频率发生器在温度或工作电压的至少一个上的变化。

8.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的变频器包括多转换变频器。

9.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的下变频信号包括基带信号。

10.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的下变频信号包括中频信号。

11.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，进一步包括：

RF源，用于生成RF发射机载波信号，其中，所述的RF源包括生成所述RF发射机载波信号而不使用压电元件的振荡器；以及

直接序列扩频调制器，其使用至少一个已知的直接序列扩频代码，将要发射的消息调制到所述发射机载波信号上。

12.根据权利要求1所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的差分检测器包括接收所述下变频信号并从中产生输出码片的处理器，所述输出码片是所述接收的直接序列扩频信号的多个连续码片的函数。

13.根据权利要求12所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的相关器将所述处理器的输出处的输出码片与已经从所述接收的直接序列扩频信号获得的至少一个直接序列扩频代码进行相关。

14.一种直接序列扩频通信设备，包括：

频率发生器，其生成本地振荡器信号而不使用压电晶体；

变频器，其接收所述本地振荡器信号，将所述本地振荡器信号与接收的直接序列扩频信号混频，以产生下变频信号，其中，所述的接收的直接序列扩频信号是使用第一组直接序列扩频代码进行编码的；

差分检测器，其接收所述下变频信号并将所述下变频信号转换成差分检测信号，其中，所述差分检测信号包括输出码片，所述输出码片是所述接收的直接序列扩频信号的多个连续码片的函数；

相关器，其接收所述差分检测信号，并将所述差分检测信号与第二组直接序列扩频代码进行相关；

其中，所述频率发生器具有小于0.12/T的频率偏移容许度，其中T是码片周期；

RF源，用于生成RF发射机载波信号，其中，所述RF源包括生成所述RF发射机载波信号而不使用压电元件的振荡器；以及

直接序列扩频调制器，其使用至少一个已知的直接序列扩频码字，将要发射的消息调制到所述RF发射机载波信号上，

其中，能够在利用所述相关器将所述差分检测信号与所述第二组直接序列扩频代码进行相关之前，利用所述差分检测器将所述下变频信号转换成所述差分检测信号，从而减轻以下效应的至少一个：

所述本地振荡器信号相对于所述接收的直接序列扩频信号的频率偏移；以及所述频率发生器的相位噪声。

15.根据权利要求14所述的直接序列扩频通信设备，其中，所述的频率发生器包括电感-电容型振荡器、电阻-电容型振荡器、弛张振荡器、环形振荡器和压控振荡器中的一个。

16.根据权利要求14所述的直接序列扩频通信设备，进一步包括用于初始调整所述RF发射机载波信号的频率的装置。

17.一种直接序列扩频通信方法，包括：

生成本地振荡器信号而不使用压电晶体；

将所述本地振荡器信号与接收的直接序列扩频信号混频，以产生下变频信号，其中，所述的接收的直接序列扩频信号是使用第一组直接序列扩频代码进行编码的；

差分解码所述下变频信号，以产生差分检测信号；以及

将所述差分检测信号与第二组直接序列扩频代码进行相关，

其中，能够在将所述差分检测信号与所述第二组直接序列扩频代码进行相关之前，对所述下变频信号进行差分解码以产生所述差分检测信号，从而减轻以下效应的至少一个：

所述本地振荡器信号相对于所述接收的直接序列扩频信号的频率偏移；以及所述频率发生器的相位噪声。

18.根据权利要求17所述的直接序列扩频通信方法，其中，所述的第二组直接序列扩频代码是由所述第一组直接序列扩频代码时移整数个码片周期得到的。

19.根据权利要求17所述的直接序列扩频通信方法，其中，所述的差分检测信号包括输出码片，该输出码片是所述的接收的直接序列扩频信号的多个连续码片的函数。

20.根据权利要求17所述的直接序列扩频通信方法，其中，所述的本地振荡器信号是使用电感-电容型振荡器、电阻-电容型振荡器、弛张振荡器、环形振荡器和压控振荡器中的一个来生成的。

21.根据权利要求17所述的直接序列扩频通信方法，进一步包括：

生成RF发射机载波信号；以及

使用至少一个已知的直接序列扩频代码，将要发射的消息调制到所述发射机载波信号上。

22.根据权利要求21所述的直接序列扩频通信方法，其中，所述的RF发射机载波信号是不使用压电元件而生成的。

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