CN100514952C - 一种峰均功率比控制方法、接收端和发射端 - Google Patents

Abstract

本发明涉及数据传输技术，特别涉及一种MIMO-OFDM系统中峰均功率比控制方法、接收端和发射端，用以解决将现有的线性PAPR降低方法应用到MIMO-OFDM系统中时，计算量较大的问题；并进一步解决如何提高MIMO-OFDM系统中数据的PAPR降低效果的问题。本发明技术方案根据采用OSTBC技术进行编码后的两路数据流中奇偶符号之间在权值向量上存在的关系，将运算量降低为原来的一半，减少了运算复杂度，并可以减少边信息的传递量，从而提高了边信息传递的正确性；进一步，本发明提出了将线性降低PAPR方法和Clipping联合使用的技术方案，可以进一步提高对PAPR的降低效果。

Description

一种峰均功率比控制方法、接收端和发射端

技术领域

本发明涉及数据传输技术，特别涉及一种MIMO-OFDM系统中峰均功率比控制方法、接收端和发射端。

背景技术

MIMO-OFDM(Multi Input Multi Output-Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，多输入多输出的正交频分复用)系统具有很高的频谱利用率、数据传输速率和很大的信道容量，势必成为新一代移动通信核心技术的解决方案。

然而，MIMO-OFDM系统中存在和OFDM系统相同的缺陷，即存在很高的PAPR(Peak-to-Average Power Ratio，峰均功率比)。PAPR比较高，意味着当信号通过功率放大器等非线性器件时，要求功率放大器具有很大的动态范围，否则会产生非线性失真，非线性失真所产生的谐波会造成子信道间的相互干扰，从而严重影响MIMO-OFDM系统的性能。

在现有的OFDM系统中，已经提出了很多种不同的PAPR降低方法。大致可以分为三类：第一类是信号预畸变技术，即在信号经过放大之前，首先对功率值大于门限值的信号进行非线性畸变，包括限幅(clipping)等；第二类是编码方法，即避免使用那些会生成大峰值功率信号的编码图样，如采用循环编码方法；第三类就是利用不同的加扰序列对OFDM符号进行加权处理，从而选择PAPR较小的OFDM符号来传输，如SLM(Selective Mapping，选择性映射)和PTS(Partial Transmit Sequences，部分传输序列)，这一类方法可以统称为线形PAPR降低方法，用于加扰的序列称为权值向量。

现有技术一、限幅方法

限幅方法是最简单的PAPR降低方法，即如果输入信号的峰值超过某一特定的门限，则把信号限制在设定门限；反之，则输入信号无干扰地通过，可用如下公式1描述：

${\stackrel{\‾}{s}}_n=\left\{\begin{array}{cc}{s}_n,& \left|s_n\right|\≤A\\ A{e}^{\mathrm{j\φ}\left(s_n\right)},& \left|s_n\right|>A\end{array}\right.---\left(1\right)$

采用双向FFT操作实现频域滤波的深采样限幅方法可以很好地克服峰值的再增长问题，其原理如图1所示，基本思想包括如下步骤：

1、首先将OFDM信号经过I倍过采样，即信号的中间插入(I-1)*N倍个零值；

2、然后对过采样后的信号进行N*I点IFFT操作变换到时域；

3、根据限幅率CR(Clipping Ratio)对变换到时域的信号进行限幅；

4、然后再进行N*I点FFT操作变换到频域，此时频域中间的信号值便是进行限幅所产生的带外噪声；

5、进行带外置零或移除处理去掉带外噪声的处理，只取原来信号所在频带的频域值；

6、进行N点IFFT操作，即完成了用双向FFT实现频域滤波的限幅方法；

7、最后加入CP(Cyclic Prefix，循环前缀)，并进行过采样滤波等处理后送入信道发送。

限幅方法的缺点主要是会引入额外的误码率。由于限幅操作等效为OFDM采样符号与矩形窗函数相乘，根据时域相乘等效于频域卷积的原理，经过限幅的OFDM符号的频谱等于原始OFDM符号的频谱与窗函数频谱的卷积，因此其带外频谱特性主要由两者之间频谱宽度较大的信号来决定，也就是由矩形窗函数的频谱来决定。则限幅后OFDM符号的频谱发生了变化，而最初的数据符号就是定义在频域上的，即限幅会引入了限幅噪声。

特别是在要求PAPR降低程度比较大时，需要的限幅率CR很小，则采用限幅方法引入的限幅噪声很大。

现有技术二、PTS方法

PTS方法的原理如图2所示，将原序列分成几个子块，并分别给每一个子块乘以不同的权值后再合并。通过选取不同取值向量，使合并后得到的信号的PAPR值尽可能小。迭代的PTS方法，可以大幅度地降低运算量。

最优PTS方法就是一种遍历搜索最优权值向量的方法，在最优向量情况下，信号的PAPR可以达到最小，但最优方法的复杂度非常高。采用递归迭代的次优化方法，来找出次优的加扰序列，参阅图2所示，方法流程如下：

a)将N个子载波分割为M个子块，并分别进行N点的IFFT变换；

b)bv＝1，(v＝1，2，...，M)，在此条件下，计算信号的峰均功率比PAPR0，此时

$x=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{b}_v{x}_v;$

c)令b_index＝-1；

d)重新计算此时的PAPR值，如果PAPR<PAPR0，则把此时的权值存入权值向量，PAPR0＝PAPR。反之，则不进行任何操作；

e)分别改变b_index＝j和b_index＝-j，重复d)过程；

f)index＝index+1，如果index<M+1，则返回步骤c)，否则到步骤g)；

g)得到加权系数{b_v，v＝1，2，...，M}，和所有symbol的PAPR。

采用次优方法后，每实施一次PTS，需要进行M次N点IFFT操作，计算P(＝4^M)次信号的PAPR，并进行P-1次比较，较之采用最优方法已经很大程度上降低了方法的运算量。

PTS方法主要的缺点是引入的计算量特别大，且随着子块数目SSN(Sub-Sequence Number)的增加而迅速增加。尤其在要求PAPR降低程度比较大时，需要子块数目SSN很大，则PTS方法引入的计算量特别大。而且，PTS方法在引入可接受的计算量的情况下，对PAPR的降低程度不是很大。

现有技术三、SLM方法

SLM方法和PTS方法类似，同样需要找出加扰序列进行线性处理，与PTS相比，SLM方法的计算量更大。

目前MIMO-OFDM系统中PAPR降低方法只是把现有的OFDM系统中的各种PAPR降低方法直接搬移到MIMO-OFDM系统中，例如采用OSBTC(Orthogonal Space-Time Block Coding，正交空时分组码)技术的系统中，如图3所示，实现原理包括：

数据分块：将来自MAC层的源数据bit(0或1)按照编码块大小进行划分；

扰码编码交织映射：将bit数据按照划分好的数据块进行扰码、编码、交织、映射。

扰码即将bit数据乘上一串根据一定规则产生的序列。该序列通常称为扰码序列。扰码后的数据经过编码器进行编码、交织，然后映射成星座点。

空时分组码编码：将映射好的星座点进行空时分组编码；

具体示意如下：

$x_2,x_1\&RightArrow;\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)$

输入到空时编码器的一串数据经过空时编码器后形成两个数据流。对这两个数据流分别映射到两根天线上的数据子载波中，形成OFDM符号；

插入导频零频保护带：空时编码后的数据映射到物理子载波上，对应的导频子载波位置放入导频数据，零频为直流子载波，整个数据子载波两端的保护带也不放数据，这样就形成了一个完整的OFDM符号(一个OFDM符号包含很多子载波，数据子载波上就放映射成星座点的数据，导频子载波位置就放导频数据，零频和保护带上不放任何值)。

PTS(含IFFT)：对两路数据流分别进行PTS，每一路数据流中将输入的数据(OFDM子载波上的数据)被分为若干组(或者块)，每个组(或块)乘上一个加权系数，这样就形成了若干个部分发送序列，将这些发送序列合并后输出。这整个过程就称为PTS。通过PTS可以找到使得PAPR最小的加权系数。通常称这些加权系数为辅助信息。

从上述处理过程可以看到，现有MIMO-OFDM系统中应用PAPR降低方法时，每一个正交空时分组码编码器的编码数据分流到两个发射天线上发射，每一根天线上，需要分别应用PTS搜索偶数符号和奇数符号对应的权值向量由于需要在两路数据流中分别进行处理，因此使相关计算量成倍增加。

发明内容

本发明提供一种MIMO-OFDM系统中峰均功率比控制方法、接收端和发射端，用以解决将现有的线性PAPR降低方法应用到MIMO-OFDM系统中时，计算量较大的问题；

进一步，解决如何提高MIMO-OFDM系统中数据的PAPR降低效果的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：

一种峰均功率比的控制方法，对正交空时分组编码输出的两路数据流中的每一个符号分成至少两个子块后进行线性加权处理，再合并为一个数据符号，其中：

根据其中一路数据流中的一个偶数符号搜索第一目标权值向量，利用所述第一目标权值向量线性加权处理该偶数符号所在的一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个奇数符号；以及

根据所述其中一路数据流中的偶数符号之外的一个奇数符号搜索第二目标权值向量，利用所述第二目标权值向量线性加权处理该奇数符号所在的一路数据流中的每一个奇数符号，利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个偶数符号。

进一步，所述方法还包括：

在执行线性加权处理之前或执行完线性加权处理之后，对每一个数据符号进行FFT变换到频域后执行限幅处理，然后再进行IFFT变换回时域。

其中，所述线性加权处理方法为：

部分传输序列PTS处理方法或选择性映射SLM处理方法。

所述方法中，根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第一目标权值向量或第二目标权值向量，所述第一目标权值向量或第二目标权值向量分别为搜索过程中出现的最小峰均功率比对应的权值向量。

进一步，所述方法还包括如下步骤：

发射端将其中一路数据流中的偶数符号和奇数符号对应的权值向量发送给接收端；

接收端根据该路数据流中偶数符号和奇数符号对应的权值向量确定出另一路数据流中相应奇数符号和偶数符号对应的权值向量，其中：一路数据流中的偶数符号对应的权值向量为另一路数据流中奇数符号对应的权值向量的共轭向量；并分别利用每一个符号对应的权值向量的倒数线性加权处理正交空时分组译码后的对应符号。

本发明还提供一种发射端，包括：

将待发送数据进行正交空时分组编码为两路数据流的正交空时分组码编码器，还包括：

第一转换模块、第一搜索模块、第一处理模块和第二处理模块，其中：

所述第一搜索模块连接所述第一处理模块，控制所述第一处理模块根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法，根据所述正交空时分组码编码器输出的第一路数据流中的一个偶数符号搜索第一目标权值向量，根据第一路数据流中的一个奇数符号搜索第二目标权值向量；

所述第一转换模块连接在所述第一搜索模块和所述第二处理模块之间，分别将所述第一目标权值向量和第二目标权值向量转化成对应的共轭向量，并将转化后的共轭向量输出给所述第二处理模块；

所述第一处理模块利用所述第一目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第二目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个奇数符号；

所述第二处理模块利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理第二路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理第二路数据流中的每一个奇数符号。

其中，所述第一处理模块中具体包括：

对正交空时编码器输出的第一路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块；

分别对每一个分块执行N点IFFT变换的子模块；

根据相应的权值向量对执行完N点IFFT变换的各分块上的数据进行线性加权处理的子模块；

根据分块顺序将每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块。

所述第二处理模块中具体包括：

对正交空时编码器输出的第二路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块；

根据相应权值向量对各分块上的数据进行线性加权处理的子模块；

根据分块顺序对每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块。

进一步，所述合并子模块之后还顺次连接有：

为每一个数据符号添加循环前缀的循环前缀添加模块；

对添加有循环前缀的数据符号进行采样滤波产生基带信号的模块；

将基带信号调制到中射频并进行模数转换的模块；

对模数转换后的数字信号进行放大处理的模块；

对放大处理的数字信号进行发射的天线。

进一步，所述合并子模块和循环前缀添加模块之间还顺次连接有：

对合并子模块输出的数据符号进行FFT变换转换到频域信号的模块；

对转换到频域的信号执行限幅处理的模块；

对限幅处理后的频域信号进行IFFT变换转换回时域数据符号的模块。

进一步，所述发射端还包括：

第一边信息发送模块，发送包括其中一路数据流中偶数符号和奇数符号分别对应的权值向量的边信息。

本发明技术方案有如下有益效果：

本发明技术方案提出了将线性降低PAPR方法应用到OSTBCMIMO-OFDM系统中的有效方式，根据采用OSTBC技术进行编码后的两路数据流中奇偶符号之间在权值向量上存在的关系，可以在保持PAPR降低效果的同时将运算量降低为原来的一半，减少了运算复杂度；

并且，应用本发明技术方案，可以减少边信息的传递量，从而提高了边信息传递的正确性；

进一步，本发明提出了将线性降低PAPR方法和Clipping联合使用的技术方案，可以进一步提高对PAPR的降低效果。在相同降低效果的情况下，相比于单纯的线性降低PAPR方法或Clipping方法，可以有效地降低计算量和引入的限幅噪声。

附图说明

图1为采用双向FFT操作实现频域滤波的限幅方法的OFDM系统中发射端主要结构示意图；

图2为采用PTS方法降低PAPR的OFDM系统中发射端主要结构示意图；

图3为现有采用OSBTC技术的MIMO-OFDM系统中采用PTS方法降低PAPR的主要结构示意图；

图4为本发明所述技术方案的第一种实现方式原理结构示意图；

图5为本发明所述技术方案的第二种实现方式原理结构示意图；

图6为应用本发明所述技术方案的第一种实现方式时，发射端的主要结构示意图；

图7为应用本发明所述技术方案的第二种实现方式时，发射端的主要结构示意图；

图8为对MIMO-OFDM系统中两根天线上的数据在进行PTS降低PAPR时，应用本发明技术方案和现有技术的技术效果对比示意图；

图9、图10为限幅处理方法降低PAPR和线性加权降低方法联合使用时的结构示意图；

图11为图6和图10组合后，发射端的一种主要结构示意图；

图12为本发明所述线性加权降低方法和限幅处理方法联合使用时的技术效果仿真结果示意图；

图13为接收端根据发射端发送的边信息确定相应权值向量时，各权值系数的对应关系示意图；

图14为应用本发明技术方案后，接收端的主要结构示意图。

具体实施方式

本发明进一步研究采用OSTBC技术的MIMO-OFDM系统后，同一正交空时分组码编码器输出的两路数据流中，天线1上发射的数据流和天线2上的数据流具有相同的峰均功率比PAPR统计特性，即：即天线1上的奇数symbol数据和天线2上的偶数symbol数据是共轭的，天线1上的偶数symbol数据和天线2上的奇数symbol数据是负共轭的。进一步研究发现，天线1上的偶数symbol数据搜索出的权值向量为天线2上奇数symbol数据权值向量的共轭向量，根据天线1上的奇数symbol数据搜索出的权值向量为天线2上偶数symbol数据权值向量的共轭向量。

上述结论的证明过程如下：

结论一、天线1上的数据流和天线2上的数据流具有相同的峰均功率比PAPR统计特性

从正交空时分组码编码器所采用的变换矩阵：

$G=\left(\begin{array}{cc}{x}_1& x_2\\ -x_2^{*}& x_1^{*}\end{array}\right)---\left(2\right)$

可以看到，STBC-OFDM系统中两个天线上的数据在前后两个符亏(symbol)之间存在很强的相关性。即天线1上的奇数symbol数据和天线2上的偶数symbol数据是共轭的，天线1上的偶数symbol数据和天线2上的奇数symbol数据是负共轭的。由此我们可以证明，天线1上的数据流和天线2上的数据流具有相同的峰均功率比PAPR统计特性。即序列x(n)和它的共轭复序列x^*(n)、负共轭复序列-x^*(n)在IFFT变换后的时域上具有相同的峰均功率比PAPR。

证明过程如下：

假设x(n)的DFT变换为X(k)，即：

$X\left(k\right)=\mathrm{DFT}\left[x\left(n\right)\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;nk}}---\left(3\right)$

则x(n)的共轭复序列x^*(n)的DFT变换为：

$\mathrm{DFT}\left[x^{*}\left(n\right)\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}^{*}\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;nk}}{R}_N\left(k\right)={\left[\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)e^{j2\mathrm{\&pi;nk}}\right]}^{*}{R}_N\left(k\right)$

$=X^{*}{\left((-k)\right)}_N{R}_N\left(k\right)=\left[\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}x\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;n}(N-k)}\right]R_N\left(k\right)---\left(4\right)$

$=X^{*}{\left((N-k)\right)}_N{R}_N\left(k\right)$

即可得：

DFT[x^*(n)]＝X^*((-k))_NR_N(k)＝X^*((N-k))_NR_N(k)  (5)

其中x((n))_N表示x(n)以N为周期的周期延拓序列，对峰均功率比的计算不构成影响。而在峰均功率比的计算中，峰值功率和均值功率都是以复数信号a+bi的a²+b²进行计算的，从上式可以看出，对于序列x(n)及其共轭复序列x^*(n)在DFT变换后，其峰值功率和均值功率并不发生改变。

由于DFT变换和IDFT变换的对称性可知，序列x(n)及其共轭复序列x^*(n)在IDFT变换后，其峰值功率和均值功率并不发生改变，因此序列x(n)和它的共轭复序列x^*(n)在IFFT变换后的时域上具有相同的峰均功率比PAPR。

同理可证，序列x(n)和它的负共轭序列-x^*(n)在IFFT变换后的时域上也具有相同的峰均功率比PAPR。因此，天线1上的数据流和天线2上的数据流具有相同的峰均功率比PAPR统计特性。

结论二、天线1上的数据调用线性PAPR降低方法时的权值向量A中的权值系数和天线2上的数据调用线性PAPR降低方法时的权值向量B的权值系数之间存在着共轭对应关系

假设序列x(n)和x^*(n)都被划分为M个子块，x(n)所对应的最优权值向量为A：a_v(v＝1，2，…，M)，其乘以权值向量A中的值累加后构成的序列为x_a(n)；x^*(n)所对应的最优权值向量为B：b_v(v＝1，2，…，M)，其乘以权值向量B中的值累加后构成的序列为x_b(n)。则：

$\begin{array}{cc}{x}_a\left(n\right)=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_v{x}_v& (v=\mathrm{1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M)\end{array}---\left(6\right)$

$\begin{array}{cc}{x}_b\left(n\right)=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_v{x}_v^{*}& (v=\mathrm{1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M)\end{array}---\left(7\right)$

如果想保持x_a(n)和x_b(n)的共轭关系，则：

$x_b\left(n\right)=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_v{x}_v^{*}=x_a^{*}\left(n\right)={\left(\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_v{x}_v\right)}^{*}=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_v^{*}{x}_v^{*}---\left(8\right)$

即权值向量A和B中的权值系数必须满足下面的对应关系：

b_v＝a_v ^*(9)

同理，假设序列-x^*(n)都被划分为M个子块，-x^*(n)所对应的最优权值向量为C：c_v(v＝1，2，…，M)，其乘以权值向量C中的值累加后构成的序列为x_c(n)，则：

$\begin{array}{cc}{x}_c\left(n\right)=-\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{c}_v{x}_v^{*}& (v=\mathrm{1,2},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,M)\end{array}---\left(10\right)$

同理可证：

c_v＝a_v ^*     (11)

因此，天线1和天线2上的数据调用线性PAPR降低方法时所需的权值系数之间存在共轭对应关系，即根据天线1上的偶数symbol数据搜索出的权值向量为天线2上奇数symbol数据权值向量的共轭向量，根据天线1上的奇数symbol数据搜索出的权值向量为天线2上偶数symbol数据权值向量的共轭向量。

本发明基于上面两个结论，提出将两路数据联合起来应用线性加权处理方法的技术构思，在发射端对正交空时分组编码输出的两路数据流中的每一个符号分成至少两个子块后进行线性加权处理时：

根据其中一路数据流中的一个偶数符号搜索第一目标权值向量，利用所述第一目标权值向量线性加权处理该偶数符号所在的一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个奇数符号；以及

根据其中一路数据流中剩余的一个符号搜索第二目标权值向量，利用所述第二目标权值向量线性加权处理该剩余符号所在的一路数据流中的每一个剩余符号，利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个剩余符号。

其中，有两种实现方式：

第一种、用于搜索第二目标权值向量的剩余符号和用于搜索第一目标权值向量的偶数符号位于同一路数据流中，该剩余符号为该同一路数据流中的一个奇数符号；

第二种、用于搜索第二目标权值向量的剩余符号和用于搜索第一目标权值向量的偶数符号位于分别位于两路不同的数据流中，该剩余符号为另一路数据流中的一个偶数符号。

进一步，在执行线性加权处理之前或执行完线性加权处理之后，对每一个数据符号进行FFT变换到频域后执行限幅处理，然后再进行IFFT变换回时域。

上述技术构思中，可以根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第一目标权值向量或第二目标权值向量，所述第一目标权值向量或第二目标权值向量分别为搜索过程中出现的最小峰均功率比对应的权值向量。

下面结合附图进一步说明本发明技术构思：

第一种实现方式参见图4所示，对天线1上待发射的奇/偶符号分别利用线性PAPR降低方法的迭代搜索方式来获得使PAPR达到目标值时对应的目标权值向量。经过共轭转换，分别得到使天线2上待发射的偶/奇符号PAPR达到目标值时对应的目标权值向量，然后直接应用权目标值向量对天线2上的符号进行变换。这样天线2上的符号就省略了目标权值向量的搜索过程和应用线性PAPR降低方法时的IFFT变换过程，运算量将近降低为改进前的一半；

第二种实现方式参见图5所示，对天线1上待发射的偶数符号利用线性PAPR降低方法的迭代搜索方式来获得使PAPR达到目标值时对应的目标权值向量，经过共轭转换，得到使天线2上待发射的奇数符号PAPR达到目标值时对应的目标权值向量，然后直接应用权目标值向量对天线2上的奇数符号进行变换。对天线2上待发射的偶数符号利用线性PAPR降低方法的迭代搜索方式来获得使PAPR达到目标值时对应的目标权值向量。经过共轭转换，得到使天线1上待发射的奇数符号PAPR达到目标值时对应的目标权值向量，然后直接应用权目标值向量对天线1上的奇数符号进行变换。同样可以省略其中一个目标权值向量的搜索过程和应用线性PAPR降低方法时的IFFT变换过程，运算量将近降低为改进前的一半。

上述线性PAPR降低方法可以包括PTS方法和SLM方法，上述迭代搜索方法可以是最优方法或次优方法，目标权向量分别为迭代过程重产生的最小PAPR对应的权值向量。

下面结合附图分别详细说明本发明上述两种实现方式。

如图6所示，实现本发明上述第一种实现方式的发射端，包括将待发送数据进行正交空时分组编码为两路数据流的正交空时分组码编码器601，与线性PAPR降低处理相关的主要结构包括：

第一处理模块602、第一搜索模块603、第一转换模块604和第二处理模块605，其中：

第一搜索模块603连接所述第一处理模块602，控制所述第一处理模块602根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第一路数据流中偶数符号对应的第一目标权值向量和奇数符号对应的第二目标权值向量；

第一转换模块604连接在所述第一搜索模块603和所述第二处理模块605之间，分别将所述第一目标权值向量和第二目标权值向量转化成对应的共轭向量，并将转化后的共轭向量输出给所述第二处理模块605；

所述第一处理模块602利用所述第一目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第二目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个奇数符号；

所述第二处理模块605利用所述第二目标权值向量的共轭向量直接线性加权处理第二路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量直接线性加权处理第二路数据流中的每一个奇数符号。

其中，所述第一处理模块602中具体包括：

对正交空时编码器输出的第一路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块6021；

分别对每一个分块执行N点IFFT变换的子模块6022；

根据相应的权值向量对执行完N点IFFT变换的各分块上的数据进行线性加权处理的子模块6023；

根据分块顺序将每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块6024。

所述第二处理模块605中具体包括：

对正交空时编码器输出的第二路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块6051；

根据相应权值向量对各分块上的数据进行线性加权处理的子模块6052；

根据分块顺序对每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块6053。

参阅图4所示，正交空时编码器601之后还并行连接两个执行插入导频零频保护带的模块，图6中省略该模块。

如图7所示，实现本发明上述第二种实现方式的发射端，包括将待发送数据进行正交空时分组编码为两路数据流的正交空时分组码编码器701，与线性PAPR降低处理相关的主要结构包括：

所述第三处理模块702、第二搜索模块703、第二转换模块7041、第三转换模块7042和第四处理模块705，其中：

第二搜索模块703分别连接第三处理模块702和第四处理模块705，控制所述第三处理模块702利用第一路数据流中的偶数符号，根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第一目标权值向量；控制所述第四处理模块705利用第二路数据流中的奇数符号，根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第二目标权值向量；

第二转换模块7041，连接在所述第二搜索模块703和所述第三处理模块702之间，将所述第二目标权值向量转化成对应的共轭向量，并将转化后的共轭向量输出给所述第三处理模块；

第三转换模块7042，连接在所述第二搜索模块703和所述第四处理模块702之间，将所述第一目标权值向量转化成对应的共轭向量，并将转化后的共轭向量输出给所述第四处理模块。

第三处理模块702利用所述第一目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理第一路数据流中的每一个奇数符号；

第四处理模块705利用所述第二目标权值向量线性加权处理第二路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理第二路数据流中的每一个奇数符号。

这里，第二转换模块7041和第三转换模块7042可以合并设置。

进一步，第三处理模块702中具体包括：

对正交空时编码器输出的第一路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块7021；

分别对每一个分块执行N点IFFT变换的子模块7022；

根据相应的权值向量对执行完N点IFFT变换的各分块上的数据进行线性加权处理的子模块7023；

根据分块顺序将每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块7024。

第四处理模块705中具体包括：

对正交空时编码器输出的第一路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块7051；

分别对每一个分块执行N点IFFT变换的子模块7052；

根据相应的权值向量对执行完N点IFFT变换的各分块上的数据进行线性加权处理的子模块7053；

根据分块顺序将每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块7054。

参阅图5所示，正交空时编码器701之后还并行连接两个执行插入导频零频保护带的模块，图7中省略该模块。

参阅图4和图5所示，图6或图7所示发射端的每一个合并子模块之后还顺次连接有如下模块：

为每一个数据符号添加循环前缀的循环前缀添加模块；

对添加有循环前缀的数据符号进行采样滤波产生基带信号的模块；

将基带信号调制到中射频并进行模数转换的模块；

对模数转换后的数字信号进行放大处理的模块；

对放大处理的数字信号进行发射的天线。

本发明上述两种实现方式中，线性加权处理方法可以是PTS，也可以是SLM。以PTS为例，对MIMO-OFDM系统中两根天线上的数据的PAPR降低效果仿真结果如图8所示：

其中，天线1和天线2的CCDF(互补累积分布函数(ComplementaryCumulative distribution function)曲线完全重合，如图8中曲线801所示，曲线802为不采用PTS方法处理时天线1和天线2的CCDF曲线。从图8可以看出，直接调用PTS方法和利用得到的权值向量直接生成的数据具有相同的PAPR统计特性，即利用CPTS(Concurrent Partial Transmit Sequences，，协同工作的PTS方法)方法不会造成PAPR降低性能的损失。可见此方法是可行的，在达到相同降低效果的同时，将运算量降低为原来的一半。如果扩展到n个输入天线的系统，则计算量可降低为原来的1/n。

进一步，本发明将线性加权PAPR降低方法和限幅PAPR降低方法联合使用，可以进一步提高PAPR的降低性能。

如图9所示，参阅图4和图5，在图6和图7所示的每一个合并子模块和循环前缀添加模块之间、或者在对数据流进行分块的子模块与进行线性加权处理的子模块之间还顺次连接有：

对合并子模块输出的数据符号进行N点FFT变换转换到频域信号的模块901；

对转换到频域的信号执行限幅处理的模块902；

对限幅处理后的频域信号进行N点IFFT变换转换回时域数据符号的模块903。

进一步，如图10所示，在模块901和模块902之间还包括：

对进行FFT变换转换到频域的信号进行I倍过采样的模块904；

对过采样后的信号进行N^*I点IFFT操作变换到时域的模块905；

在模块902和模块903之间还包括：

对时域信号进行N^*I点FFT操作变换到频域的模块906；

进行带外置零或移除处理去掉带外噪声处理的模块907。

对于N^*I点FFT的数值，有些是信号，有些是由于限幅操作带来的限幅噪声。带外置零或移除是指取出对应位置上的信号，其他位置上的数值置为0或者去掉。

如图11所示，为图6和图10合并的一种结构，在每一根天线上待发射的数据流先执行线性加权处理后再进行限幅处理，其它联合应用的结构类似。

以PTS-Clipping联合方法为例，仿真结果如图12所示，曲线1201为天线1和天线2分别采用PTS-Clipping联合方法的CCDF曲线，曲线1202为不采用PTS方法处理时天线1和天线2的CCDF曲线。从图12可以看出，该联合方法对于每个天线上的数据的PAPR都降低了5.1dB，且很好地克服了深采样后的峰值再增长问题。将PTS-Clipping联合方法高效地应用于MIMO-OFDM系统中，可以以合理的计算量达到很好的PAPR降低效果的同时，很好地克服了峰值再增长问题，又不会引入太大的限幅噪声，是一个具有很高可行性的PAPR降低方法。

在发射端进行线性加权处理后，接收端需要进行解线性加权处理，所以发射端需要将使用的权向量和每一个符号的分块数量作为SI(Side Information，边信息)发送给接收端，发射端应用本发明上述技术方案后，还可以减少发送给接收端的边信息。下面以PTS为例进一步说明。

在接收端进行解PTS处理时所应用的权值向量并不就是发射端的权值向量，它们之间存在一定的对应关系。

发射端：

$x=\mathrm{IFFT}\left\{X\right\}=\mathrm{IFFT}\left\{\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_v{X}_v\right\}=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_v\mathrm{IFFT}\left\{X_v\right\}=\underset{v=1}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}_v{x}_v---\left(12\right)$

则要想恢复出发射端原始的数据，在接收端：

即在接收端相乘的权值系数应为发射端的权值系数的倒数。则发射端和接收端权值系数的倒数对应关系如图13所示：

1、与发射端某一子块相乘的权值系数为1时，与接收端相应的子块相乘的权值系数应为1；

2、与发射端某一子块相乘的权值系数为-1时，与接收端相应的子块相乘的权值系数应为-1；

3、与发射端某一子块相乘的权值系数为i时，与接收端相应的子块相乘的权值系数应为-i；

4、与发射端某一子块相乘的权值系数为-i时，与接收端相应的子块相乘的权值系数应为i；

以SSN＝4的PTS方法为例：

假设发射端的某一个符号数据调用PTS方法时的权值向量为[i，-1，-i，1]，则接收端进行解PTS处理的权值向量应该是[-i，-1，i，1]；假设发射端的某一个符号数据调用PTS方法时的权值向量为[-1，i，-i，1]，则接收端进行解PTS处理的权值向量应该是[-1，-i，i，1]。其他依次类推。

应用本发明技术方案后，发射端只需要将其中一路数据流中偶数符号和奇数符号的相应权值向量作为边信息发送给接收端，因此，图4、图5、图6、图7和图11所示的发射端中，还应该包括边信息发送模块，将其中一路数据流中偶数符号和奇数符号分别对应的权值向量作为边信息发送给接收端。

接收端需要利用一路数据流的相应权值向量转换出另一路数据流的相应权值向量，因此，接收端相应结构如图14所示：其中包括：

接收天线1401；

接收数据模块1402：执行包括A/D转换、时频同步、串并变换和去CP等操作；

FFT变换模块1403，执行对接收数据流的N点FFT变换处理；

信道估计模块1404：通过导频信号估计出信道系数；

正交空时分组译码器1405：根据下述公式逐个正交空时分组译码接收的数据流中的每一个符号；

${\hat{s}}_0=\sqrt{2}\&CenterDot;\frac{h_0^{*}\&CenterDot;r_0+h_1\&CenterDot;r_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$ (14)

${\hat{s}}_1=\sqrt{2}\&CenterDot;\frac{h_1^{*}\&CenterDot;r_0-h_0\&CenterDot;r_1^{*}}{{\left|h_0\right|}^2+{\left|h_1\right|}^2}$

分块模块1406，将每一个数据流划分为M个子块；

除此之外，接收端还包括：

边信息接收模块1407，接收发射端发送的其中一路数据流中的偶数符号和奇数符号对应的权值向量；

确定模块1408，根据该路数据流中偶数符号和奇数符号对应的权值向量确定出另一路数据流中相应奇数符号和偶数符号对应的权值向量，其中：一路数据流中的偶数符号对应的权值向量为另一路数据流中奇数符号对应的权值向量的共轭向量；并分别利用每一个符号对应的权值向量的倒数线性加权处理正交空时分组译码后的对应符号；

第五处理模块1409，分别利用每一个符号对应的权值向量的倒数解线性加权处理正交空时分组码译码器输出的对应符号；

合并模块14010、解调模块14011和信道译码模块14012，分别对第五处理模块1409输出的每一个符号的子块进行合并、解调和信道译码处理。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (11)

1、一种峰均功率比的控制方法，对正交空时分组编码输出的两路数据流中的每一个符号分成至少两个子块后进行线性加权处理，再合并为一个数据符号，其中：

根据其中一路数据流中的一个偶数符号搜索第一目标权值向量，利用所述第一目标权值向量线性加权处理该偶数符号所在的一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个奇数符号；以及

根据所述其中一路数据流中的偶数符号之外的一个奇数符号搜索第二目标权值向量，利用所述第二目标权值向量线性加权处理该奇数符号所在的一路数据流中的每一个奇数符号，利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理另一路数据流中的每一个偶数符号。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：在执行线性加权处理之前或执行完线性加权处理之后，对每一个数据符号进行FFT变换到频域后执行限幅处理，然后再进行IFFT变换回时域。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述线性加权处理方法为：部分传输序列PTS处理方法或选择性映射SLM处理方法。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法搜索第一目标权值向量或第二目标权值向量，所述第一目标权值向量或第二目标权值向量分别为搜索过程中出现的最小峰均功率比对应的权值向量。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括如下步骤：

发射端将其中一路数据流中的偶数符号和奇数符号对应的权值向量发送给接收端；

接收端根据该路数据流中偶数符号和奇数符号对应的权值向量确定出另一路数据流中相应奇数符号和偶数符号对应的权值向量，其中：一路数据流中的偶数符号对应的权值向量为另一路数据流中奇数符号对应的权值向量的共轭向量；并分别利用每一个符号对应的权值向量的倒数线性加权处理正交空时分组译码后的对应符号。

6、一种发射端，包括将待发送数据进行正交空时分组编码为两路数据流的正交空时分组码编码器，其特征在于，所述发射端还包括：第一转换模块、第一搜索模块、第一处理模块和第二处理模块，其中：

所述第一搜索模块连接所述第一处理模块，控制所述第一处理模块根据遍历迭代搜索最优方法或递归迭代次优方法，根据所述正交空时分组码编码器输出的第一路数据流中的一个偶数符号搜索第一目标权值向量，根据第一路数据流中的一个奇数符号搜索第二目标权值向量；

所述第一转换模块连接在所述第一搜索模块和所述第二处理模块之间，分别将所述第一目标权值向量和第二目标权值向量转化成对应的共轭向量，并将转化后的共轭向量输出给所述第二处理模块；

所述第一处理模块利用所述第一目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第二目标权值向量线性加权处理第一路数据流中的每一个奇数符号；

所述第二处理模块利用所述第二目标权值向量的共轭向量线性加权处理第二路数据流中的每一个偶数符号，利用所述第一目标权值向量的共轭向量线性加权处理第二路数据流中的每一个奇数符号。

7、如权利要求6所述的发射端，其特征在于，所述第一处理模块中具体包括：

对正交空时编码器输出的第一路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块；

分别对每一个分块执行N点IFFT变换的子模块；

根据相应的权值向量对执行完N点IFFT变换的各分块上的数据进行线性加权处理的子模块；

根据分块顺序将每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块。

8、如权利要求6所述的发射端，其特征在于，所述第二处理模块中具体包括：

对正交空时编码器输出的第二路数据流中的每一个数据流进行分块的子模块；

根据相应权值向量对各分块上的数据进行线性加权处理的子模块；

根据分块顺序对每一个数据流中经线性加权处理后的各分块合并处理为一个数据符号的合并子模块。

9、如权利要求7或8所述的发射端，其特征在于，所述合并子模块之后还顺次连接有：

为每一个数据符号添加循环前缀的循环前缀添加模块；

对添加有循环前缀的数据符号进行采样滤波产生基带信号的模块；

将基带信号调制到中射频并进行模数转换的模块；

对模数转换后的数字信号进行放大处理的模块；

对放大处理的数字信号进行发射的天线。

10、如权利要求9所述的发射端，其特征在于，所述合并子模块和循环前缀添加模块之间还顺次连接有：

对合并子模块输出的数据符号进行FFT变换转换到频域信号的模块；

对转换到频域的信号执行限幅处理的模块；

对限幅处理后的频域信号进行IFFT变换转换回时域数据符号的模块。

11、如权利要求6所述的发射端，其特征在于，所述发射端还包括：

第一边信息发送模块，发送包括其中一路数据流中偶数符号和奇数符号分别对应的权值向量的边信息。

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