CN101521644A - 复杂性得以降低的最小均方误差均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种复杂性得以降低的最小均方误差均衡器。本发明特别涉及用于通信设备的均衡器、对一个或多个接收信号进行均衡的方法以及用于实施所述方法的软件程序产品。本发明减小了除法运算所需的查找表的大小，通常地，提供了复杂性得以降低的均衡器和接收机。用于通信设备的均衡器包括用于根据一个或多个信道响应值确定信道功率值并且根据所述信道功率值和用于把信道功率值分割成至少两个范围的至少一个阈值来选择两个或多个均衡器结构之一的滤波器计算器；和用于按照所选择的均衡器结构对一个或多个接收信号进行均衡的滤波器。

Description

复杂性得以降低的最小均方误差均衡器

技术领域

本发明涉及例如无线通信设备之类的通信设备领域。更具体地，本发明涉及信号均衡，特别是最小均方误差均衡的领域。本发明特别涉及用于通信设备的均衡器、对一个或多个接收信号进行均衡的方法和用于实施所述方法的软件程序产品。

背景技术

最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)均衡器是用来改进通信系统的性能的熟知装置。MMSE均衡器为人所知是其使得由于码元间干扰(inter-symbol interference，ISI)和噪声所造成的误差功率(errorpower)最小化。

均衡器可以在频域和时域中予以采用，因此可被分类为频域均衡器(frequency domain equalizer，FDE)或时域均衡器(time domain equalizer，TDE)。单抽头(single tap)均衡器能够直接应用于频域中的均衡。多抽头均衡器可直接应用于时域。然而，时域中的均衡也可以基于单抽头均衡器，而频域中的均衡也可以基于多抽头均衡器。

单载波(single-carrier，SC)和多载波(multi-carrier，MC)通信系统是众所周知的。例如但并不排他，MC系统能够使用下列来予以实现：正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)、多载波码分多址(code division multiple access，CDMA)、基于小波的多载波技术、OFDM-CDMA以及它们的其它组合和变例。传统上但未必，在MC系统中，在频域执行均衡。

传统上，采用具有单输入和单输出的通信信道(SISO通信系统)，然而近年来，具有多输入和/或多输出的通信信道得到广泛使用，这带来了MASO，SIMO和MIMO通信系统的概念。

为了实施常规的MMSE均衡器，需要除法(或倒数(inversion))运算。例如，给定常规的单抽头、SISO、MMSE均衡器，其通过把接收信号乘以因子g来对接收信号执行均衡，所述因子g被定义为：

$g=\frac{h^{*}}{{\left|h\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_n^2}---\left(0\right)$

其中

表示噪声方差(noise variance)，h表示信道响应，而*表示复数轭，被除数h^*必须被除以除数

。为了降低计算复杂性，可以通过部署查找表(look-up table，LUT)来实施除法运算。由此，可以从LUT取得除数的倒数，并且除法运算用被除数与除数的倒数相乘(在计算上不太复杂)来替代。然而，这引入了以下问题：查找表必须非常大以应付信道响应和噪声变例的大的动态范围。

S.Kaiser在1995年6月，在美国西雅图，IEEE International Conferenceon Communications(ICC’1995)，vol.3，pp.1722-1726的“On the performanceof Different Detection Schemes for OFDM-CDMA in fading channels”公开了包括受控均衡和MMSE均衡的多个OFDM-CDMA均衡器结构。在按照Kaiser的受控均衡中，两个均衡器结构之一是根据接收信号功率来加以选择的，这产生了改进的强制零(zero forcing，ZF)均衡器。在按照Kaiser的MMSE均衡中，信号噪声比(signal-to-noise ratio，SNR)参数被设定为固定值，这产生了次最佳MMSE均衡器。

本发明所要解决的问题是提供一种具有复杂性得以降低的均衡器、通信设备和用于对一个或多个接收信号进行均衡的方法和相应的软件程序产品。

发明内容

这个问题是通过用于通信设备的均衡器得以解决的，所述均衡器包括用于根据一个或多个信道响应值确定信道功率值，并且根据所述信道功率值和用于把信道功率值分割成至少两个范围的至少一个阈值来选择两个或多个均衡器结构之一的滤波器计算器；以及用于按照所选择的均衡器结构对一个或多个接收信号进行均衡的滤波器。

有利地，所述滤波器计算器适于在所述信道功率值低于第一阈值的情形下选择第一均衡器结构，以及在所述信道功率值大于所述第一阈值的情形下选择第二均衡器结构。

有利地，在均衡器的第一实施例中，按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与噪声方差值的倒数值的第一乘积。有利地，按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与所述信道功率值和所述噪声方差值之和的倒数值的第二乘积。有利地，所述滤波器计算器适于根据第一查找表计算所述第一乘积并根据第二查找表计算所述第二乘积，所述第一和第二查找表具有不同的量化。

在均衡器的第二实施例中，有利地，所述均衡器包括用于存储预定值的存储器，并且按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与所述预定值或所述预定值的倒数值的第一乘积。有利地，按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算所述信道功率值与所述预定值或所述预定值的倒数之和，并计算信道响应值的共轭复数与所述和的倒数的第二乘积。例如，所述预定值或其倒数对应于SNR的最大值或噪声方差的最小值。

有利地，所述滤波器计算器适于在所述信道功率值在大于所述第一阈值的第二阈值之上的情形下选择第三均衡器结构，并且在所述信道功率值在所述第一阈值之上且在所述第二阈值之下的情形下选择所述第二滤波器结构。在这种情形下，有利地，按照所述第三均衡器结构，所述滤波器计算器适于基于查找表来计算信道响应值的共轭复数与所述信道功率值的倒数值的第三乘积。

按照本发明的均衡器可以在MIMO通信设备中得以利用。有利地，在这种情形下，所述信道功率值是信道功率矩阵的最大元素。有利地，所述滤波器计算器适于通过把信道矩阵的厄尔密转置与信道矩阵相乘来计算所述信道功率矩阵，由此所述信道矩阵包括所述一个或多个信道响应值。

在均衡器的第四实施例中，按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器有利地适于计算对应于所述信道矩阵的厄尔密转置与噪声方差值的倒数相乘的第一矩阵。有利地，所述滤波器计算器适于使用查找表来计算所述噪声方差值的倒数值。

在均衡器的第五实施例中，有利地，所述均衡器包括用于存储预定值的存储器，由此按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算对应于所述信道矩阵的厄尔密转置与所述预定值或所述预定值的倒数相乘的第一滤波矩阵。有利地，按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算对应于常规最小均方误差均衡器矩阵的第二矩阵，由此把计算所述第二滤波矩阵所需的噪声功率参数值设置为所述预定值。

在实施例中，有利地，所述均衡器包括至少两个查找表，用于实施相应的至少两个除法或倒数运算，所述至少两个查找表具有不同的量化。有利地，每个所述除法或倒数运算对应于所述均衡器结构中的一个不同的均衡器结构。

有利地，在均衡器的所述第二和第五实施例的情形下，所述第一阈值由第一因子与所述噪声方差值的乘积给出。

有利地，至少一个所述均衡器结构对应于，至少近似于，最小均方误差均衡器结构，或对应于，至少近似于，次最佳最小均方误差均衡器结构。

所述问题还通过包括按照本发明的均衡器的通信设备而得以解决。

所述问题还通过对一个或多个接收信号进行均衡的方法而得以解决，所述方法包括步骤：根据一个或多个信道响应值确定信道功率值；根据所述信道功率值选择两个或多个均衡器结构之一，并且按照所选择的均衡器结构对所述一个或多个接收信号进行均衡。由此，至少一个所述均衡器结构对应于，至少近似于，最小均方误差均衡器结构，或对应于，至少近似于，次最佳最小均方误差均衡器结构。按照所述方法，在所述信道功率值低于第一阈值的情形下选择第一均衡器结构；以及在所述信道功率值大于所述第二阈值的情形下选择第二均衡器结构。

所述问题还通过一种软件程序产品而得以解决，所述软件程序产品当在处理设备中执行时适于实施按照本发明的的对一个或多个接收信号进行均衡的方法。

附图说明

图1示出了按照本发明的通信设备的第一实施例的示意性表示。

图2示出了按照本发明的通信设备的第二实施例的示意性表示。

图3示出了按照本发明的通信设备的第三实施例的示意性表示。

图4示出了按照本发明的均衡器的实施例的示意图。

图5示出了按照本发明的通信方法的实施例的示意图。

即使在不同附图中或关于不同实施例使用时，相同的附图标记也涉及相同的元素。

具体实施方式

本发明提出了MMSE均衡原理的新的和发明性的实现方式，其减小了除法运算所需的LUT的大小，总的来说，提供了复杂性得以降低的均衡器和接收机。在下面所描述的实施例中，提供了各种MMSE和次最佳MMSE均衡器实现方式，其中根据接收信号的功率从两个或三个均衡器结构中选择一个。

图1示出了包括按照本发明的接收机1的第一实施例和发射机20的SC/FDE SISO通信系统的示例的示意性表示。

接收机1包括射频(radio frequency，RF)部分2和基带部分3。RF部分具有被连接到低噪声放大器/下变频单元(downconversion unit)5的天线4。天线4所接收的信号被放大和下变频。经下变频的信号被转发到基带电路3的滤波器6。在滤波后，使用模拟-数字转换器(ADC)7将该信号数字化，并将其提供到信道估值器(channel estimator)8和FDE 9。根据数字化的信号(例如，根据包括训练序列的前同步信号部分(preamble section))，通过信道估值器8获得信道估值和同步/定时信息。来自信道估值器8的信号被施加到FDE 9。FDE 9包括用于把数字化信号变换到频域的快速傅立叶变换器(fast Fourier transformator，FFT)10。接着，由均衡器11对经变换的信号进行均衡，该均衡器的组成和运行将在后面详细描述。然后，经均衡的信号通过逆快速傅立叶变换器(inverse fast Fourier transformator，IFFT)12被变换回时域，并被提供到解调器13，其可以(但不必)被实施为软解调器。解调器13执行解调操作(也被称为‘码元去映射’)，例如，其也可以被实施为软解调器。在由去交织器(deinterleaver)14去交织后，所述信号由信道解码器(decoder)15进行解码，由此得到作为比特流输出的接收信号。

发射机20包括基带部分21和RF部分22。在基带部分，发送数据比特流由信道编码器23进行编码(信道编码，例如基于前向纠错码)，随后由交织器24进行交织。调制器25对被交织的数据施加调制操作(也被称为“码元映射”或“星座映射”)，其进一步被DAC 26转换成模拟信号并且被滤波器27进行滤波。接着，模拟的、被滤波的信号被转发到上变频(upconversion)/功率放大器单元28，然后，使用天线29发射被上变频和放大的信号。

应当强调的是，图1所示的通信系统和以后关于图2和3所描述的通信系统仅仅是可以采用本发明的通信系统的典型示例。正如通信系统领域中已知的，并非附图所示的所有的单元都是重要的，某些单元可以用其它或修改的单元所替换，某些单元可以附加地添加，某些单元可以重新排序。

图2示出了包括按照本发明的接收机41的第二实施例和发射机50的OFDM通信系统的示例的示意性表示。

接收机41包括RF部分2和基带部分43。在RF部分2中下变频后，接收信号由快速傅立叶变换器46进行变换并被提供到基带部分43的信道估值器47和均衡器11。信道估值器47根据所述信号(例如，根据包括训练序列的前同步信号部分)得到信道估值和同步/定时信息。来自信道估值器47的信号被施加到均衡器11，该均衡器的组成和运行将在后面详细描述。经均衡的信号被提供给信道解码/解调单元49，其包括如上所述的解调器13、去交织器14和信道解码器15的链，并从该链以比特流输出接收信号。

发射机50包括基带部分51和RF部分22。发送数据比特流被输入到包括上述信道编码器23、交织器24和调制器25的链路的信道编码/调制单元53。这样编码的数据由IFFT 54予以变换。(逆)傅立叶变换的数据在被RF部分22发射之前由包括DAC 26和滤波器27的链的DAC/滤波单元55予以处理。

在解释均衡器11的操作之前，先描述常规的单抽头MMSE均衡器的操作。这个均衡器通过将接收信号乘以复数g来对该接收信号进行均衡。如图2的系统，在多载波系统中，对于每个载波或频率1，需要单独的单抽头均衡器。虽然图1的SC/FDE通信系统是单载波通信系统，但单载波可以藉助于FFT 10和IFFT 12并在FFT 10和IFFT 12之间被分割成多个载波或频率。所以，在图1的SC/FDE系统中，对于藉助于离散傅立叶变换所得到的每个载波或频率l也需要单独的单抽头均衡器。用于每个频率l的常规均衡器由下式给出：

$g_l=\frac{h_l^{*}}{{\left|h_l\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_{n,l}^2}---\left(1\right)$

其中h_l表示信道响应，

表示噪声方差，*表示复数共轭，而|·|表示绝对值。信道响应h_l由信道估值器8、47所确定并对应于上述信道估值(或至少是它的一部分)。|h_i|²是信道功率并对应于接收信号(不带有噪声分量)的功率(“信号功率”)。噪声方差对应于接收信号中噪声的功率(“噪声功率”)。对于所有的频率l可以只确定一个噪声方差。所述噪声方差等价于信号噪声比(SNR)的倒数值 $({\mathrm{\σ}}_{n,l}^2=1/{\mathrm{SNR}}_l).$ 如上所述，LUT被用来确定除数

的倒数，以便用乘法代替除法并降低减小计算的复杂性。然而，因为对于大范围的噪声方差和信道功率的

的动态范围可以是非常大的，所以需要大的LUT。

本发明提出了减小LUT的尺寸的MMSE均衡原理的新的和发明性的实现方式，总的来说，提供了复杂性得以降低的均衡器和接收机。

为了简洁起见，在下面将去除表示载波号或频率号的下标l，但必须理解的是，在本发明的情形下，需要单独的均衡器并且对于每个载波或频率l实行单独的均衡。

按照本发明，均衡器具有多个均衡器结构。在下面，提供了具有两个或三个均衡器结构的实施例。按照本发明，根据信道功率值来选择均衡器结构。由此，使用至少一个阈值。信道功率值是一系列可能的信道功率值的元素(element)。所述一个或多个阈值把一系列可能的信道功率值划分成(分成)至少两个(子)范围。所述一个或多个阈值对应于子范围的边界。每个子范围对应一个均衡器结构。

表1：三结构MMSE均衡器

在表1中，规定了按照本发明的均衡器的第一实施例的三结构MMSE均衡器。两个阈值

和

把信道功率值|h|²的可能的范围划分成三个范围

和|h|²>(上限

在该第一实施例中，每个均衡器结构需要除法运算，因此，每个结构需要都LUT。参数下限和上限能够被用来对性能与复杂性进行折衷。

此三结构MMSE均衡器的优点是，需要三个较小的LUT，而不是一个大的LUT。

当标绘出函数y＝1/x时，人们发现曲线在y轴(x＝0)附近是陡峭的，而远离y轴处是平坦的。因此，当靠近y轴时，x的小的改变造成y的大幅变化。所以，向LUT提供不同的量化(quantization)是有利的。LUT具有输入变量和输出变量。LUT把输入变量映射到输出变量。输入变量对应于其倒数值需要查找的除数。倒数值对应于输出值。在这里所使用的术语量化是指输入变量的量化。当然，输入变量的量化影响输出变量的量化(平均步长)。也就是说，输入变量的较细量化对应于输出变量的较细量化(平均步长)。有利地，相比对应于较大的除数的LUT，对应于较小的除数的LUT具有(输入变量的)较细的量化。因此，在均衡器11的第一实施例中，对应于公式(2)的LUT被量化得细，而对应于公式(4)的LUT被量化得粗，而对应于公式(3)的LUT具有在中间的量化(中等量化)。

通过把

设置为用NP表示的固定值，LUT的数目和尺寸还可以进一步减小。可把固定值选择为噪声方差的最小值

这在操作按照本发明的均衡器/接收机时估计可能会遇到。这等价于可把固定值选择为SNR的最大值SNR_max的倒数，这在按照本发明的均衡器/接收机的操作期间估计可能会遇到。因此，例如， $\mathrm{NP}={\mathrm{\σ}}_{n,\mathrm{nim}}^2=1/{\mathrm{SNR}}_{\max }.$ 固定值NP可以在均衡器11或接收机1的开发阶段被确定，并且在生产期间被预置(存储)在均衡器11中。因为在这种情形下

不必由接收机1、41来确定，所以接收机的复杂性得以降低，因此其能够以较低的成本予以生产。在确定和存储固定值NP时，也可以确定和存储其倒数INP＝1/NP。可替换地，例如可以在启动或初始化阶段根据NP来计算倒数值INP。可替换地，可以存储INP，并且根据其计算NP。把这一点应用到第一实施例，可以获得按照本发明的、对应于次最佳三结构MMSE均衡器的均衡器的第二实施例。次最佳三结构MMSE均衡器概述于下表2中。

表2：三结构次最佳MMSE均衡器

在均衡器11的该第二实施例中，由公式(5)所描述的均衡结构不需要除法，所以不需要LUT。而且，由于NP是固定的，所以公式(6)的计算所需的LUT的动态范围低于公式(3)的计算所需的LUT的动态范围，因此，LUT的尺寸得以减小。有利地，与被用于计算公式(7)的LUT相比较，被用于计算公式(6)的LUT具有不同的(更细的)量化。

对于一些应用，合并公式(6)和(7)所需的LUT表是有利的。对应于按照本发明的均衡器的第三实施例的这个替换的二结构方法在下表3中被规定。

表3：二结构次最佳MMSE均衡器

上述概念可以扩展到MIMO、SIMO和MISO系统(MIMO、SIMO和MISO系统可被看作为通用MIMO系统的特殊情形)。图3示出了具有两条发送路径(发射机天线)和两条接收路径(接收机天线)的OFDM MIMO系统的示例。一般化到两条以上的发送和/或接收路径是显而易见的。通信系统包括对应于按照本发明的接收机的第二实施例的接收机61，以及发射机80。

接收机61包括RF部分62和基带部分63。RF部分62包括两个并行的RF部分2(如图1和2所示)，其中每个包括天线4和低噪声放大器/下变频单元5。两个同时接收和并行处理的信号被并行提供到基带部分63的两个FFT46。在FFT46中被傅立叶变换后，每个信号被提供到信道估值器67和均衡器68。信道估值器67根据信号(例如，根据包括训练序列的前同步信号部分)得到信道估值和同步/定时信息。来自信道估值器67的信号被施加到均衡器68，该均衡器的组成和操作将在后面详细描述。均衡器68中的均衡过程通常将把并行的输入信号“混合”成并行输出信号，每个输出信号然后被提供到相应的解调/信道解码单元49。多个单元49生成相应的多个比特流，其被并行-串行转换器(parallel-serial converter，P/S)70串行化并作为输出数据比特流而被输出。

发射机80包括基带部分81和RF部分82。输入数据比特流由基带部分83的串行-并行转换器83分割成两个并行数据流。每个数据流由信道编码/调制单元53、IFFT 54、DAC/滤波单元55和上变频/PA单元28的相应链来处理，最后由相应的天线29(作为信号)来发射。

用于具有n_R＝1，2，3，...接收路径(例如，接收天线)和n_T＝1，2，3，...发送路径(例如，发送天线)的MIMO系统的常规MMSE均衡器(对于真实的MIMO，具有n_R，n_T≥2)，对于每个载波或频率l，把(大小为n_R×n_T的)均衡器矩阵G乘以(尺寸为n_R×1的)接收码元向量r。均衡器矩阵G由下式给出：

$G={(H^{H}H+{\mathrm{\σ}}_n^{2}I)}^{-1}{H}^H---\left(10\right)$

其中H是n_R×n_T矩阵，其元素表示从不同的发送路径到不同的接收路径的信道响应，I是n_T×n_T单位矩阵，

表示噪声方差，(·)^H表示厄尔密(Hermitian)转置，而(·)^-1表示倒置(逆矩阵)。信道矩阵H(对于每个载波或频率1，一个信道矩阵)由信道估值器67确定为(至少一部分的)信道估值。H^HH是具有对应于信道功率的元素的n_T×n_T信道功率矩阵H^HH。

对应于按照本发明的均衡器的第四实施例的二结构MIMO MMSE均衡器在下表4予以规定。

表4：二结构MIMO MMSE均衡器

在第四实施例中，当信道功率矩阵的所有元素(信道功率)都低于下限

(例如，低于

)时，选择按照公式(11)的结构。这等价于当信道功率矩阵的最大元素小于下限×

时，选择按照公式(11)的结构。为了进行公式(11)的计算，只需要LUT(用于确定

的倒数)，而不用矩阵求逆。形成逆矩阵是计算上非常复杂的运算。因此，得到很大的好处。

通过使用上述的次最佳MMSE方法，可以使复杂性进一步减小。对应于按照本发明的均衡器的第五实施例的二结构次最佳MMSE MIMO均衡器在下表5中予以规定。

 

HHH条件	所选择的均衡器结构	需要LUT	矩阵求逆
				如果HHH的所有元素<(下限×NP)	G＝INP×IHH (13)	否	否
否则	G＝(HHH+NP×I)-1HH (14)	否	是

表5：二结构次最佳MMSE MIMO均衡器

在此实施例中，公式(13)的计算既不需要矩阵求逆也不需要LUT。

图4示出了应用于按照本发明的第一到第五实施例的任一个的均衡器90的示图。均衡器90包括存储器92，在其中存储至少一些以下的信息项：NP、INP、下限、上限、下限×NP、上限×NP、一个或多个查找表。(哪些项目被存储，取决于第一到第五实施例中的哪个实施例被实施，以及其根据上述描述是显然的)。均衡器90还包括访问存储器的滤波计算器94。滤波计算器94接收信道估值(h或H)，以及最终的

按照以上规定的条件选择滤波器结构，并且按照所选择的结构计算要被施加到接收信号的滤波器(滤波器用滤波信息g或G来加以描述)。均衡器90还包括滤波器96，其按照滤波信息对所接收的一个或多个信号进行滤波(执行实际的均衡处理)，并输出一个或多个经滤波的(均衡的)信号。如上所述，使用对应于子载波或频率l的参数/输入/信道估值，对于每个载波或频率l重复进行该处理。NP、INP、下限、上限、下限×NP、和上限×NP中的至少一些可以是依赖于频率的。

本发明同样可以在相应的对一个或多个接收信号进行均衡的方法中看到。图5示出了对一个或多个接收信号进行均衡的方法的实施例的示意图。

在步骤S2，根据一个或多个信道响应值确定信道功率值。

在步骤S4，根据信道功率值选择两个或多个均衡器结构之一。至少一个所述均衡器结构对应于最小均方误差均衡器结构或次最佳最小均方误差均衡器结构。在信道功率值低于第一阈值的情形下，在步骤S4选择第一均衡器结构，并且在信道功率值在所述第一阈值之上的情形下，在步骤S4选择第二均衡器结构。

在步骤S6，按照所选择的均衡器结构根据信道状态信息计算滤波器(即，定义信息的滤波器)。

在步骤S8，按照计算的滤波器对一个或多个接收信号进行滤波(均衡)。由于在步骤S6，按照所选择的均衡器结构计算滤波器，所以按照所选择的均衡器结构对所述一个或多个接收信号进行均衡。

所述方法的步骤按照以上对于通信设备的所述第一到第三实施例和均衡器的所述第一到第五实施例所描述的原理来实行。

已经参考OFDM多载波通信系统对本发明进行了描述。然而，本发明也可以被用于其它MC通信技术和OFDM的变例，包括(作为非限制性示例)多载波码分多址(CDMA)、基于小波的多载波技术、OFDM-CDMA以及它们的其它组合和变例。

已经根据使用单抽头均衡器的实施例对本发明进行了描述。然而，多抽头均衡器遇到由于除法和矩阵求逆所造成的高度计算复杂性的相同问题(甚至必须实行多个除法和矩阵求逆)。因此，本发明可以同样地应用于多抽头均衡器。例如，可以使用本发明来实现多抽头SC/TDE均衡器/接收机。

为了实施常规MMSE均衡器，需要对SNR进行估计。关于按照本发明的均衡器的第二、第三和第四实施例，使用上述的次最佳方法，仅必须对通信信道进行估计，但无需估计SNR，因此可以无需SNR估计电路/算法。

应当注意的是，对于一些接收机实现方式(例如，一些OFDM接收机实现方式)而言，公式1-4、6、7、9和11的除法运算能够如在解调器(例如，解调器13，49)中的内部缩放中那样执行，所以在均衡器块中能够省略。在这种情形下，在解调器中执行的除法运算可以使用LUT以与它们在均衡器中被实施的相同的方式来实施。然而，对于SC/FDE接收机(例如，像图1所示的接收机1)而言，因为均衡与解调在不同的域中执行，所以在均衡器块与解调器之间的均衡器处理的这样的分割是不可能的。必须理解，按照本发明的均衡器可被看作为包括执行内部缩放的解调器(或至少它的相关的部分)。

应当注意的是，每个接收机1、41、61例如能够是纯接收设备的一部分，或者能够是接收和发送设备的一部分。在后者的情形下，天线4能够是接收以及发送天线。再者，每个发射机20、50、80能够是纯发送设备的一部分，或者能够是发送和接收设备(例如，所述接收和发送设备)的一部分。在后者的情形下，天线29可以是发送和接收天线(例如，天线4和29可以是相同实体)。

Claims (22)

1.一种用于通信设备的均衡器(9，11，68)，包括：

滤波器计算器(84)，用于根据一个或多个信道响应值确定信道功率值，并根据所述信道功率值和用于把所述信道功率值分割成至少两个范围的至少一个阈值来选择两个或多个均衡器结构之一；和

滤波器(96)，用于按照所选择的均衡器结构对一个或多个接收信号进行均衡。

2.按照权利要求1所述的均衡器，其中，

所述滤波器计算器适于：

在所述信道功率值低于第一阈值的情形下选择第一均衡器结构；和

在所述信道功率值大于所述第一阈值的情形下选择第二均衡器结构。

3.按照权利要求2所述的均衡器(9，11)，其中，

按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与噪声方差值的倒数值的第一乘积。

4.按照权利要求3所述的均衡器，其中，

按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与所述信道功率值和所述噪声方差值之和的倒数值的第二乘积。

5.按照权利要求4所述的均衡器，其中，

所述滤波器计算器适于根据第一查找表计算所述第一乘积并根据第二查找表计算所述第二乘积，所述第一和第二查找表具有不同的量化。

6.按照权利要求2所述的均衡器(9，11)，包括：

用于存储预定值的存储器(92)，其中，

按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算信道响应值的共轭复数与所述预定值或所述预定值的倒数值的第一乘积。

7.按照权利要求6所述的均衡器，其中，

按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算所述信道功率值与所述预定值或所述预定值的倒数值之和，并且计算信道响应值的共轭复数与所述和的倒数的第二乘积。

8.按照权利要求2到7的任一项所述的均衡器，其中，

所述滤波器计算器适于：

在所述信道功率值在大于所述第一阈值的第二阈值之上的情形下选择第三均衡器结构；和

在所述信道功率值在所述第一阈值之上且在所述第二阈值之下的情形下选择所述第二滤波器结构。

9.按照权利要求8所述的均衡器，其中，

按照所述第三均衡器结构，所述滤波器计算器适于根据查找表计算信道响应值的共轭复数与所述信道功率值的倒数值的第三乘积。

10.按照权利要求2所述的均衡器(68)，其中，

所述信道功率值是信道功率矩阵的最大元素。

11.按照权利要求10所述的均衡器，其中，

所述滤波器计算器适于通过把信道矩阵的厄尔密转置与信道矩阵相乘来计算所述信道矩阵，由此所述信道矩阵包括所述一个或多个信道响应值。

12.按照权利要求11所述的均衡器，其中，

按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算对应于所述信道矩阵的厄尔密转置与噪声方差值的倒数相乘的第一矩阵。

13.按照权利要求12所述的均衡器，其中，

所述滤波器计算器适于使用查找表来计算所述噪声方差的倒数值。

14.按照权利要求11所述的均衡器，包括：

用于存储预定值的存储器；其中，

按照所述第一均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算对应于所述信道矩阵的厄尔密转置与所述预定值或所述预定值的倒数相乘的第一滤波矩阵。

15.按照权利要求14所述的均衡器，其中，

按照所述第二均衡器结构，所述滤波器计算器适于计算对应于常规最小均方误差均衡器矩阵的第二矩阵，由此把计算所述第二滤波矩阵所需的噪声功率参数值设置为所述预定值。

16.按照权利要求1或2所述的均衡器，包括：

至少两个查找表，用于实施相应的至少两个除法或倒数运算，所述至少两个查找表具有不同的量化。

17.按照权利要求16所述的均衡器，其中，

每个所述除法或倒数运算对应于所述均衡器结构中的一个不同的均衡器结构。

18.按照权利要求3、4、12和13的任一项所述的均衡器，其中，

所述第一阈值由第一因子与所述噪声方差值的乘积给出。

19.按照上述权利要求的任一项所述的均衡器，其中，

所述两个或多个均衡器结构中的至少一个对应于，至少近似于，最小均方误差均衡器结构，或者对应于，至少近似于，次最佳最小均方误差均衡器结构。

20.包括按照上述权利要求的任一项所述的均衡器的通信设备。

21.一种对一个或多个接收信号进行均衡的方法，包括步骤：

根据一个或多个信道响应值确定(S2)信道功率值；

根据所述信道功率值选择(S4)两个或多个均衡器结构之一；以及

按照所选择的均衡器结构对所述一个或多个接收信号进行均衡(S3)；由此，

至少一个所述均衡器结构对应于，至少近似于，最小均方误差均衡器结构，或者对应于，至少近似于，次最佳最小均方误差均衡器结构；

在所述信道功率值低于第一阈值的情形下选择第一均衡器结构；和

在所述信道功率值大于所述第二阈值的情形下选择第二均衡器结构。

22.一种软件程序产品，所述软件程序产品当在处理设备中执行时适于实施按照权利要求20所述的方法。

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