CN100508340C

CN100508340C - 用于在切换电源供应器的固定频率控制的装置及方法

Info

Publication number: CN100508340C
Application number: CN200510084514.0A
Authority: CN
Inventors: Z·穆萨维
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp
Priority date: 2004-07-15
Filing date: 2005-07-15
Publication date: 2009-07-01
Anticipated expiration: 2025-07-15
Also published as: CN1722591A; CN100521474C; US7230407B2; US7248024B2; US7282896B2; US20060012352A1; CN100472923C; US20060012358A1; TWI358881B; US20060012353A1; US7282897B2; TW200608678A; US7091708B2; TWI358882B; TWI358883B; TW200608679A; CN1722585A; CN1722586A; US20060012351A1; TW200608677A

Abstract

本发明提供一种具有N个相(28)的滑动模式切换电源供应器(24)及操作该电源供应器(24)的方法。有N个开关(30)会被耦合至一双极电源(22)，每个开关(30)会影响一个相(28)。一电感(32)会被耦合至每个开关(30)，而且会有一电容(36)被耦合至该电感(32)。一负载(26)会跨越耦合该电容(36)。一监控电路(38)会被耦合至该电感(32)与该电容(36)，并且会被配置成用以监控流经这些电感(32)的电流(I_L)及/或跨越该电容(36)的电压(V_C)。一滑动表面产生器(78)会被耦合至该监控电路(38)并且会为所有的相(28)产生单一滑动表面(σ)。一恒定频率控制器(104)会为该滑动表面(σ)构成一可变窗(Δσ)。一切换电路(138)则会以该可变窗(Δσ)所决定的切换频率(f_s)来切换这些开关(30)。该恒定频率控制器(104)会调整该可变窗(Δσ)以便让该切换频率(f_s)维持实质恒定。

Description

用于在切换电源供应器的固定频率控制的装置及方法

【相关发明】

本发明于35 U.S.C.119(e)的规范下根据2004年7月15日提出的美国临时专利申请案序号第60/588,098号主张优先权，该案名称为「利用滑动模式控制的切换电源供应器(Switching Power Supply with Sliding-ModeControl)」，本文以引用的方式将其并入。

本发明与下面的美国专利申请案有关，每项申请案均和本申请案于同一天提出并且受让予本申请案的受让人，而本文亦以引用的方式将其并入：

Zaki Moussaoui、Brian L.Allen以及Larry G.Pearce所提出的「于切换电源供应器中用于固定频率控制之装置及方法(Apparatus and Method forFixed-Frequency Control in a Switching Power Supply)」，美国专利申请案序号第______号；

Zaki Moussaoui所提出的「于切换电源供应器中用于状态变量合成之装置及方法(Apparatus and Method for State-Variable Synthesis in a SwitchingPower Supply)」，美国专利申请案序号第______号；以及

Zaki Moussaoui以及Thomas Victorin所提出的「于多相切换电源供应器中用于暂态控制之装置及方法(Apparatus and Method for Transient Controlin a Multiphase Switching Power Supply)」，美国专利申请案序号第______号。

【技术领域】

本发明涉及切换电源供应器的领域。更明确地说，本发明涉及切换电源供应器的领域，其运用到一综合反馈信号与固定频率控制。

【现有技术】

现代的电子仪器经常需要用到低电压至中电压的低涟波高电流电源。传统的切换电源供应器均能符合该些要求。此外，相较于传统的模拟元件，切换电源供应器通常比较有效、重量比较轻、而且价格比较低廉，该些均为现代世界中的优点。

图1所示的是一单相系统10的简化示意图，其运用到一传统的降压转换器型切换电源供应器11。电源供应器11并入一双掷开关12。开关12会耦合至一电感13，并且会于开关12每次发生触变(toggle)时交替地将电感13的第一节点连接至输入直流电源14或是接地(共同接地)。电容15与负载16被平行耦合于电感13的第二节点与接地之间。

开关12通常会被设计成一对金属氧化半导体场效电晶体(MOSFET)或是运作方式和双掷开关12相同的其它主动元件，而且会于任一抛掷动作中产生一种连接。不过，为方便起见，本讨论假设当开关12将电感13连接至电源14时，该开关为「开启(on)」；当将电感13连接至接地时，该开关则为「关闭(off)」。

当开关12为开启时，电流会流入电感13。电感13中所含的能量则会提高。电流会从电感13流入电容15与负载16。电容15中所含的能量亦会提高。负载16所接收的能量主要来自电感13。

当开关12为关闭时，电流会从电感13流至接地。电感13中所含的能量则会降低。电流会从电容15流入负载16。负载16所接收的能量主要来自电容15。

监控电路17会监控多个状态变量(例如跨越电容15的电压以及流经电感13的电流)以决定于何时触变每个开关12。控制电路18会响应监控电路17所监控的这些状态变量来控制开关12的切换。

图2所示的是将单相系统10扩充至多相系统10的简化示意图。下文讨论将参考图2，已提及者除外。

图2中，系统10运用到多相形式的切换电源供应器11。通常，负载16的高电流及/或低涟波需求可能会超过单一开关12的能力。在这种情况中，通常会使用N个开关12，其中N为大于一的整数。这些N个开关12中每一个均会耦合至N个电感13中自己所有的其中一个，并且会于开关12开启时将该电感13连接至电源14，并且于开关12关闭时将该电感13连接至接地。所有N个开关12可共用单一电源14。通常，所有电感13均会耦合至单一电容15与负载16。

多相电源供应器11具有N个相19，其中每个开关12均会影响这些N个相19中其中一个。这些N个相19中每一个会相互交错。每个开关12所消耗的功率与该开关12的工作周期会形成函数关系。就N个交错相19来说，某个特定开关12的工作周期通常会保持在不超过1/N。换言之，对使用相同组件的开关12来说，相较于单项系统的电流，对称的多相系统10通常会提供约N倍的电流。

所以，概念上，具有大量相19的多相系统10相当有利。不过，此等系统10的问题在于，当相19的数量增加时，控制电路18的复杂度便必须提高方可控制且保持多个相19的时序。复杂度提高会反应于可靠度下降以及成本提高。

其中一项问题是，理想上，这些N个相19中每一个均应该提供约略相同的电流。然而，使用具有标准公差的组件却可能会于各相19间的电流中造成极大的差异，并且可能会导致其中一个开关12承载过量的电流。如此便使得必须要有一标准的控制电路18来管理这些个别相电流、总成电流、以及相时序。

惯例上，会使用一线性控制器作为控制电路18。此为一种复杂电路其需要用到来自至少N+1个状态变量的输入。此外，一线性控制器的参数必须确实地匹配电感13、电容15、以及负载16等参数。因此，即使每当电感13、电容15、及/或负载16中发生些微变化，该控制器本身亦必须改变。结果，当设计成线性控制器时，一开始和控制电路18相关的成本便非常地高，令人无法接受，接着，还会因为控制电路18无法适应电感13、电容15、及/或负载16的变化而导致恶化。

控制电路18亦可被设计成迟滞控制器(hysteretic controller)。不过，迟滞控制器的惯用设计方式并不适用于多相系统10。即使是在单相系统中，迟滞控制器特性上依然表现出不良的效能。造成不良效能至少部分是因为跨越电容15的电压以及流经电感13的电流之间的固有延迟(inherent lag)所造成的。此外，开关12的切换频率会相依于负载16。也就是，该切换频率将会随着负载16的改变而改变。

系统10的控制电路18还可设计成滑动模式控制器，其亦可被视为一种二阶迟滞控制器的形式。滑动模式控制器的惯用设计方式同样被认为并不适用于多相系统10，不过，在单相系统中，效能改良上则优于迟滞控制器。不过，利用惯用的滑动模式控制器，切换频率仍然相依于负载16。

再者，径行缩放迟滞控制器或是滑动模式控制器用以于多相系统10来管理电感13的相电流、总成电流、以及开关12的相时序于复杂度方面的改良并未明显优于线性控制器，而且并不会解决可靠度与成本方面的问题。

常规电源供应器11中所使用的惯用迟滞与滑动模式控制电路18的切换频率与负载16成函数关系。此意味着，负载16改变时，切换频率也会随之改变。因为跨越电容15(同样为跨越负载16)的涟波频率直接相关于切换频率，所以，负载16发生改变便会造成涟波频率的改变。出现在负载16处的涟波频率可能会对作为负载16的任何电子元件造成谐波及/或互调干扰。假使涟波频率保持恒定，那么便可选择该涟波频率使其出现在负载16比较不敏感的频谱区域中。或者，可在负载16内使用比较简单的滤波方式来抑制涟波频率的效应。假使允许涟波频率发生变化的话，则很难忽略或是抑制该些效应。

使用迟滞或是滑动模式控制电路18的惯用多相切换电源供应器的另一项问题在，在特定的条件下，负载16的骤移(sudden shift)可能会造成某个特定开关12进入锁定状态，也就是，停留一段超长的时间。在这种环境下，开关12会有超出其公差以及发生故障之虞。明确地说，电流流过开关12的时间过长可能会导致开关12超出其功率额定值，并且可能会因而导致该开关12发生灾难性故障。

所以，需要一种切换电源供应器，其具有一种简单、可靠、而且价格低廉的控制电路。该切换电源供应器仅需要最少量的状态变量，可让流经所有电感的电流保持实质相等，而且实质上独立于其组件的公差，不会受到负载变化的影响，可忍受开关锁定状态，而且适用于单相与多相系统中。

【发明内容】

因此，本发明的优点是提供一种用于在切换电源供应器中的固定频率控制的装置及方法。

本发明的另一项优点是提供一种切换电源供应器，其具有简单、可靠、而且价格低廉的控制电路。

本发明的另一项优点是提供一种切换电源供应器，不论相数为何，其均仅需要不多于两个状态变量。

本发明的另一项优点是提供一种切换电源供应器，其实质上独立于组件公差。

本发明的另一项优点是提供一种切换电源供应器，其运用一种具有比较不受负载变化影响的切换频率的控制电路。

本发明的另一项优点是提供一种切换电源供应器，其适用于单相与多相系统中。

本发明的上面与其它优点可利用下面的形式来实现，其作法为通过一种用于操作一具有N个相的固定频率切换电源供应器的方法来进行，其中N为正整数。该方法包括：从该电源供应器的不多于二个状态变量中产生一综合反馈信号；为该综合反馈信号形成一可变窗；将该综合反馈信号转换成一串切换脉冲；响应该串切换脉冲来切换N个开关；以及利用这些N个开关中每一个来影响这些N相中其中一个。

本发明的上面与其它优点可利用另一种形式来实现，其作法运用到一种具有N个相的固定频率控制切换电源供应器，其中N为正整数。该电源供应器包含N个开关，其被配置成被耦合至一双极电源；N个电感，其中这些N个电感中每一个会被耦合至这些N个开关中其中一个；一电容，其会被耦合至这些N个电感中每一个并且会被配置成被跨越耦合于一负载之上；一反馈信号产生器，其会被耦合至该电容并且会被配置成用以响应该电源供应器的不多于二个状态变量来产生一综合反馈信号；一脉宽调制(PWM)产生器，其会被耦合至该综合反馈信号产生器并且会被配置成用于以一实质恒定的切换频率来将该反馈信号转换成一串切换脉冲；以及一相选择器，其会被耦合至这些N个开关，被耦合至该脉宽调制(PWM)产生器，并且会被配置成用以响应该串切换脉冲以该实质恒定的切换频率来切换这些N个开关，致使这些N个开关中每一个会影响这些N个相中其中一个。

【附图说明】

为更完整了解本发明，可配合下面的附图来参考详细的说明与申请专利范围，其中于所有附图中，相同的元件符号代表相同的项目，以及：

图1所示的是一运用现有技术切换电源供应器的单相系统的简化示意图；

图2所示的是将图1的现有技术系统扩充至多相系统的简化示意图；

图3所示的是一根据本发明较佳实施例的单相或多相系统的简化示意图；

图4所示的是根据本发明较佳实施例的图3的电源供应器的监控电路的框图；

图5所示的是根据本发明较佳实施例的图3的电源供应器的控制电路的框图；

图6所示的是根据本发明较佳实施例的滑动表面及其可变窗的相图；以及

图7所示的根据本发明较佳实施例的图3的电源供应器的这些N个相所使用的N个开关中每一个的切换的附图。

【具体实施方式】

图3所示的是一含有被耦合至一切换电源供应器24的直流电源22的多相系统20的简化示意图，该切换电源供应器24则被耦合至负载26。下文讨论将参考图3。

系统20由电源22、电源供应器24、以及负载26所构成。电源22被配置成用于提供第一种形式的直流能量作为电源供应器24的输入能量。此输入能量由输入电流I_In处的输入电压V_In所组成。电源22可以是电池、交流至直流转换器、太阳能阵列、发电机、交流发电机、或是具有适当直流能量的任何其它电源。

负载26需要有源自电源供应器24的输出能量的第二种形式的直流能量。此输出能量由输出电流I_Out处的输出电压V_Out所组成。负载26可以是任何的电子元件，不过，其通常是一计算元件或是通信元件，举例来说，电脑、通信卫星、蜂窝式装置、或是类似的电子元件。

电源供应器24被耦合于电源22与负载26之间，并且被配置成用以将电源22所供应的第一种形式的直流能量转换成负载26所需要的第二种形式的直流能量。

负载26的参数通常可能会陡峭且大幅地变化。举例来说，负载26可能包含一部具有需要大量电流处理器的电脑；以及许多附属元件(例如电动机及/或子处理器)，每个附属元件中任一个亦可能会需要大量电流，而且任一个或是两者均可被瞬间启动或取消以实行某项特定任务。这种变化可能会于输出电流I_Out中造成暂态，也就是，陡峭且大幅地移动。因为非常陡峭，所以，该些暂态会动态(也就是，在变化期间)且静态((也就是，在变化以后)地影响输出电流I_Out。从动态(交流)观点来看，负载26可能具有阻抗Z，其中某个瞬间处的输出电流I_Out的动态数值为：

I_Out＝V_Out/Z (1)

从静态(直流)观点来看，阻抗Z含有电阻R，其中某个特定时间处的输出电流I_Out的静态数值为：

I_Out＝V_Out/R (2)

本领域的熟练技术人员将会发现，因为通常几乎不可能于任何特定时点处预测负载26的能量需求，所以，一般都会将电源22与电源供应器24设计成符合某个输出能量需求的范围(该范围从预设最小值至预设最大值)，以便可涵盖负载26的需求。

在该较佳实施例中，电源供应器24是一种滑动模式切换电源供应器24(即，二阶迟滞切换电源供应器)，其被配置成用以从电源22处接收直流输入电压VIn并且供应直流输出电压VOut给负载26。

电源供应器24被配置成用以将输入电压V_In分成N个相28，其中N为正整数。当N＝1时，系统20包含的是单相系统20；当N>1时，系统20包含的是多相系统20。系统20假设为具有至少一个相28。电源供应器24含有N个开关30，每个开关30会影响N个相28中其中一个。这些N个开关30会以一对一的对应关系被耦合至N个电感32。每个开关30会交替地将其特殊电感32连接于电源22与一共同点或接地34之间。所有N个电感32均会耦合至电容36。负载26则会耦合至这些N个电感32并且跨越耦合电容36。

这些开关30通常会被设计成多对金属氧化半导体场效电晶体(MOSFET)或是运作方式和双掷开关30相同的其它主动元件，而且会于任一抛掷动作中产生连接。不过，为方便起见，本讨论假设当某个特定开关30将其电感32连接至电源22时，该开关为「开启(on)」；当将其电感32连接至接地34时，该开关则为「关闭(off)」。

图4所示的是根据本发明较佳实施例的监控电路38的框图。下文讨论将参考图3与图4。

在该较佳实施例中，监控电路38会被耦合至这些N个电感32中每一个并且会被耦合至电容36。监控电路38监控电源供应器24的状态变量。最低限度为，监控电路38会监控电容电压Vc(也就是，跨越电容36的电压)。因为电容36直接被跨越耦合至负载26，所以电容电压Vc亦称为输出电压VOut。

如同该较佳实施例中，如果监控电路38仅监控输出电压VOut的话，监控电路38便可仅被设计成一用于将电容36耦合至控制电路40的导体。不过，在可选实施例中，监控电路38则可能包含多个感测元件(如图4中的虚线圆所示)，用以监控流经每个电感32的电感电流IL1至ILN、流经电容36的电容电流IC、或是流经负载26的负载电流IOut。

图5所示的是根据本发明较佳实施例配置而成的控制电路40的框图。下文讨论将参考图3、图4与图5。

控制电路40含有一第一状态变量产生器42、一第二状态变量产生器44，一反馈信号产生器46、一脉宽调制(PWM)产生器48、以及一相选择器50。选择性地，一暂态控制器52亦可包含于一些实施例中。下文将详细地讨论控制电路40的该些组件中的每一个。

控制电路40会导致电源供应器24提供负载26所需要的输出电压VOut与输出电流IOut。通过控制相选择器50的输出54的时序便可达成此目的，这些输出54会耦合至这些N个开关30。所以，控制电路40便会控制这些N个开关30的切换作业以产生这些N个相28。

在一较佳实施例中，控制电路40会从监控电路38处接收输出电压VOut，其同样为电容电压Vc。输出电压VOut会送至第一状态变量产生器42。

在第一状态变量产生器42中，减法电路56会以参考电压VRef减去输出电压VOut。减法电路56可被设计成一简单的差动放大器，不过，这并非是本发明的规定。

希望的是，参考电压VRef在正常运作期间是一常数值并且等于欲由电源供应器24产生的预期电压。参考电压VRef仅必须供应小额的电流，所以，利用本领域的熟练技术人员所熟知的各种技术便可轻易地产生预期精确度的参考电压VRef。

减法电路56的输出是参考电压VRef与输出电压VOut之间的差值。所以，减法电路56的输出是一模拟误差电压VE，其表示输出电压VOut(实际的输出电压)与参考电压VRef(预期的输出电压)之间的差值。因此，在正常运作期间，输出电压VOut偏离参考电压VRef的任何偏移量代表的便是大小为该偏移量之异于该预期电压的误差。

接着，模拟至数字(A/D)转换器58便会将模拟误差电压VE转换成数字误差电压x1：

x₁＝V_E＝V_Out-V_Ref (3)

此数字误差电压x1为电源供应器24的第一(电压)状态变量x1。

本领域的熟练技术人员将会发现，在可选实施例中，可将来自监控电路38的其它信号送至第一状态变量产生器42，用于以未在本文中讨论的其它方式来进行处理。图5中的虚线60代表的便系该些实施例。此替代信号可对应于流经负载26的输出电流IOut，对应于流经电容36的电容电流IC，或是独立地对应于流经一个或更多个电感32的电感电流IL1至ILN。使用该些或其它的替代信号并未脱离本发明的精神。不过，在该较佳实施例中，均可从第一状态变量x1中预测出集成与个别的电感电流，下文将作更详细的讨论。

在该较佳实施例中，A/D转换器58是一小型(4位元)、快速的(50MHz)转换器。此为一种简单且便宜的方式。本领域的熟练技术人员将会发现，亦可使用其它的A/D转换器而并未脱离本发明的精神。

在A/D转换器58后面，可利用数字硬件逻辑及/或微处理器电路来设计控制电路40的电路与功能，其设计方式与逻辑可随着应用不同而大幅不同，不过，数字电子技术领域的技术人员均可轻易地改造其设计方式与逻辑。

在该较佳实施例中，推导自输出电压VOut的第一状态变量x1必须从电源供应器24的实际受监控参数中直接推导出来的仅有的状态变量。任何其它状态变量均可从第一状态变量x1中通过计算而推导出来。

第一状态变量x1是第一状态变量产生器42的输出并且会被送至第二状态变量产生器44与反馈信号产生器46。在第二状态变量产生器44内，第一状态变量x1会被传送至一电感电流产生器62。电感电流产生器62会通过提取第一状态变量x1随着时间的导数计算出第二状态变量x2作为误差率x2(即，误差电压x1的比率)：

x2＝dx1/dt＝dVout/dt＝Ic/C (4)

此计算等同于取出输出电压VOut随着时间的导数，并且实质上等于电容电流Ic除以电容36的数值C。

电感电流产生器62还会推导出用于代表电感电流IL1至ILN中每一个的信号，这些信号实际上是合成的电感电流。电感电流产生器62会推导出用于代表在第一相28’期间流经第一电感32’的第一电感电流IL1的第一合成电感电流、代表在第二相28”期间流经第二电感32”的第二电感电流IL2的第二合成电感电流、以及等等代表在第N相28N期间流经第N电感32N的第N电感电流ILN的第N合成电感电流。每个合成电感电流均代表这些N个电感电流IL1至ILN中其中一个。所以，本讨论中将合成或实际电感电流称为电感电流IL1至ILN。

电感电流产生器62可从相选择器50(讨论如下)中接收一信号，用以确认目前的主动相28。

本领域的熟练技术人员将会发现，电感电流产生器62并不必产生和电感电流IL1至ILN相同的信号，只要所产生的信号彼此之间的关系和电感电流IL1至ILN彼此之间的关系相同即可。

在一替代实施例中，电感电流产生器62可从A/D转换器58中直接接收电感电流IL1至ILN中其中一个以上；或是可将输出电流Iout与目前的主动相28产生关联，用以解析出每一相28的电感电流IL1至ILN。

反馈信号产生器46会产生单一反馈信号σ。另外，反馈信号产生器46还会从电源供应器24不多于两个状态变量(误差电压x1与误差率x2)中产生单一反馈信号σ。在该较佳的实施例中，单一反馈信号σ会控制所有N个相28。据此，单一反馈信号σ便是一综合反馈信号σ，因为其会影响多相电源供应器24的所有N个相28。

图6所示的是根据本发明较佳实施例的滑动表面σ及其可变窗Δσ的相图。下文讨论将参考图3、图4、图5与图6。

在该较佳实施例中，控制电路40内的反馈信号产生器46是一滑动表面产生器78，其会产生综合反馈信号σ，该信号的形式为单一滑动表面σ。通过产生综合反馈信号。作为单一滑动表面σ，那么不论相28的数量N为何，均可保持最小的反馈信号产生器46必要状态变量数量(即，两个：一个受监控、一个进行计算)。相当希望少量的状态变量，因为其可免除惯用多相电源供应器中因必须监控N+1个状态变量以控制N个相28而快速提高复杂度的情形。所以，使用少量的状态变量优于传统方法处在于可改良可靠度并且降低费用。

在下文讨论中，反馈信号产生器46与反馈信号σ分别称为滑动表面产生器78与滑动表面σ。下文将更详细讨论滑动表面产生器78。

图6图解出两个状态变量，水平轴上为误差电压x1，垂直轴上为误差率x2(即，合成电流)。就此而言，图6所示的是由其状态变量x1与x2来定义的电源供应器24的运作情形。水平轴上绘有两个螺旋，其中一个的中心为正值：

x1＝Vout-VRef，x2＝0， (5)

另一个螺旋的中心则为负值：

x1＝-VRef，x2＝0， (6)

如果开关30持续开启的话，正值螺旋图解的是状态变量x1与x2可遵循的示范轨道；如果开关30持续关闭的话，负值螺旋图解的则是状态变量x1与x2可遵循的示范轨道。当然，开关30并不会持续开启也不会持续关闭，而是以保持下面的状态变量值为目的进行开启与关闭：

x1＝0，x2＝0， (7)

虽然可如本文讨论般地利用电流平衡控制器80与可变窗产生器82来调整滑动表面产生器78所产生的滑动表面σ，不过，滑动表面产生器78仍负有确认何时应该进行此切换动作的任务。

本领域的熟练技术人员均知悉滑动模式控制器。滑动表面产生器78便是一种经调适后适用于电源供应器24的滑动模式控制器。在该较佳实施例中，滑动表面产生器78会产生具有下面函数的单滑动表面σ：

σ＝α.x1+x2 (8)

其中α为常数。第一状态变量(误差电压)x1是受监控的电压状态变量，而第二状态变量(误差率)x2则是导数计算后(合成)的电流状态变量。

滑动模式控制器技术领域的技术人员均知悉建立此关系的目的。一般而言，误差电压x1、误差率x2(误差电压x1随着时间的变化率)、甚至是误差电压x1的时间加速度均可考虑用于定义滑动表面σ。当然，本领域的熟练技术人员将会发现，滑动表面σ是一理想化结果。实际上，在滑动表面σ上电源供应器24的状态将极少精确无误。更确切地说，开关30会受到控制，致使电源供应器24的往后运作(电流平衡控制器80与可变窗产生器82的运作除外)将会朝向滑动表面。以及图6中所示的相图的原点。因此，通过控制开关30的开启与关闭，电源供应器24的运作将会倾向于沿着滑动表面σ「滑动」，经由其状态变量x1与x2即可证实。

在该较佳实施例中，常数α的范围如下：

0≦α≦1/τ (9)

其中τ为时间常数：

τ＝R.C (10)

其中C为电容36的数值，而R为负载26的电阻值(即，负载阻抗Z的电阻分量)。

如前面配合公式(3)与(4)所讨论的，第一状态变量(误差电压)x1代表输出电压VOut与参考电压VRef之间的差值；而第二状态变量(误差率)x2代表第一状态变量x1的变化率且为其导数。

因为实际上仅要测量第一状态变量x1，并且从第一状态变量x1中即可模拟第二状态变量x2，所以，仅需要单一滑动表面(综合反馈信号)σ即可控制相28的任何数量N。再者，因为实际上无须测量电流状态变量，所以并不需要任何损失性电流测量元件。如此一来，除了改良效率之外，还可进一步改良可靠度并且减低成本。

滑动表面产生器78会产生滑动表面σ，该滑动表面。为概括描述电源供应器24的操作状态的信号。本领域的熟练技术人员将会发现，在其它的滑动模式控制器应用中，滑动表面σ亦可称为滑动或切换线、曲线、平面、或是超平面(hyperplane)。

PWM产生器48会被耦合至反馈信号产生器46。PWM产生器48会被配置成用以将单一滑动表面。转换成由一串切换脉冲86所组成的PWM信号84。相选择器50(下文将作讨论)会将PWM信号84内不同的切换脉冲86送至不同的开关30。

下文讨论将参考图3与图5。

在PWM产生器48内，选配的电流平衡控制器80会调整滑动表面σ，并且将其变更为经调整的滑动表面σ’。电流平衡控制器80会相应于流入每个电感32之中的电感电流IL1至ILN从电感电流产生器62中接收信号。

电流平衡控制器80会接收每个相28的输入，这些输入相应于这些N个电感电流IL1至ILN。对这些N个相28中的第M相而言，其中M为1≦M≦N范围中的整数，第M个电感电流ILM流经这些N个电感32中的第M个电感的电流，该电感被耦合至这些N个开关30中会影响第M相28的第M个开关。因为第M个电感电流ILM仅适用于第M相28，所以，第M个电感电流ILM便是第M相28的相电流。

希望所有这些N个电感电流IL1至ILN实质相等，以使电源供应器24能够供应落在某组特定开关30的容量内的最大电流，从而使总效率与可靠度最大化。电流平衡控制器80会针对这些N个电感电流IL1至ILN计算一摘要统计值Ix(图中未显示)作为参考电流。在该较佳实施例中，希望摘要统计值Ix是这些N个电感电流IL1至ILN的算术平均值：

Ix＝(IL1+IL2+…+ILN)/N (11)

本领域的熟练技术人员将会发现此并非本发明的必要条件，而且摘要统计值Ix亦可不必为算术平均值，其并不会脱离本发明的精神。

接着电流平衡控制器80便会针对每个相28计算一误差电流IE(图中未显示)，当作摘要统计值Ix与该相28的电感电流IL之间的差值：

IE＝IRef-IL (12)

对每个第M相28来说，接着电流平衡控制器80便会将滑动表面σ变更为经调整的滑动表面σ’，致使该相28的电感电流IL实质等于摘要统计值Ix。

明确地说，当某个特定相28提供不等于摘要统计值Ix的电感电流IL时，电流平衡控制器80便会将和误差电流IE(图中未显示)成正比的偏移量加入滑动表面。之中。所提供的偏移量将使得经调整的滑动表面σ’略不同于滑动表面σ，而该相28的电源供应器24的运作则会沿着经调整的滑动表面σ’移动。依此方式，便可提供实质相等的所有相电流IL1至ILN。

电流平衡控制器80是控制电路40中值得拥有的选配组件。本讨论假设有电流平衡控制器80。假使省略电流平衡控制器80的话，那么滑动表面σ便不会被调整变成经调整的滑动表面σ’，而下文中任何提及滑动表面σ处亦同样适用于经调整的滑动表面σ’。

下文讨论将参考图3、图5与图6。

经调整的滑动表面σ’会被送至转换电路102，该转换电路102会被配置成用以将经调整的滑动表面σ’转换成PWM信号84，其中实质上PWM信号84由切换频率fs的一串切换脉冲86所构成。

可变窗产生器82会被配置成用以将滑动表面σ和两个偏移量作比较。明确地说，可变窗产生器82会让滑动表面。分叉。当检测到大于滑动表面σ的高临界值106的运作时，可变窗产生器82便会启动，促使开关30开启。这会影响到这些相28中其中一个。当检测到小于滑动表面。的低临界值108的运作时，可变窗产生器82则会取消，促使目前主动的开关30关闭。本领域的熟练技术人员将会发现，可变窗产生器82的运作亦可使用其它方法，其并未脱离本发明的精神。

图6还绘出高临界值106与低临界值108两个限制值之间的示范振荡滑动信号110。滑动信号110描绘的是电源供应器24在沿着滑动表面σ滑动时的运作情形，其由其状态变量x1与x2来定义。振荡原因肇因于切换频率fs的切换开关30。因此，滑动信号110的振荡频率会追踪切换频率fs。

切换频率fs会跨越电容36(同样为跨越负载26)产生涟波频率fR。希望涟波频率fR实质上是固定或恒定的，如此便可比较容易抑制充当负载26的电子元件内所产生的任何干扰及/或谐波效应。恒定的预设频率fP(图中未显示)可充当理想或目标涟波频率fR。也就是，一般而言，电源供应器24(明确地说应该是恒定频率控制器104)可保持切换频率fs，所以，涟波频率fR实质上会等于恒定的预设频率fP。

在转换电路102内，有一参考值产生器112会产生一固定的参考频率fx，而且有一比较器114会将切换频率fs与参考频率fx作比较用以产生一频率误差Ef。在该较佳实施例中，参考值产生器112会提供固定的参考频率fx作为时脉信号，该时脉信号的频率远大于预期的切换频率fs。频率比较器114会计算参考频率fx，其计算时间长度为预设的若干切换频率fs循环。接着，所生成的计数便会变成频率误差Ef。如图6所示，计数值提高，切换频率fs便会下降，如频率下降方向(箭头)116所示；而计数值减低，切换频率fs便会上升，如频率上升方向(箭头)118所示。本领域的熟练技术人员将会发现，也可使用其它的方法来决定频率误差Ef。使用它种方法并未脱离本发明的精神。

频率误差Ef会被使用至可变窗产生器82。可变窗产生器82会响应频率误差Ef以构成及/或调整可变窗△σ。在该较佳实施例中，频率误差Ef会由一适当的乘法器进行缩放并且会被加入至相应于预期的预设恒定频率的常数之中，以便产生一偏移量。当检测到切换频率fs上升118时，所产生的偏移量便会提高；反之亦同。本领域的熟练技术人员将会发现亦可使用其它的方法来调整可变窗△σ，其并未脱离本发明的精神。

恒定频率控制器104会于静态条件下让切换频率fs维持实质等于预设的恒定频率。但是不幸的是，通常只有动态条件而不是静态条件。负载26会改变，有时其改变相当陡峭，有时则非常显著。切换频率fs不仅会相依于可变窗△σ，还相依于负载26的需求。明确地说，假使负载26的阻抗Z(也就是，电阻R)发生改变，输出电流IOut便会改变，而切换频率fs亦会被迫改变。

当负载26改变时，输出电流IOut亦会立刻改变。该输出电流IOut的改变会于切换频率fs中产生一第一边界变化。对输出电流IOut提高而言，该第一边界变化可能在频率上升方向116中；对输出电流IOut减低而言，则可能在频率下降方向118中。变化程度或变化量与本讨论的目的无关。频率比较器114会将该已发生边界变化的切换频率fs与参考频率fx作比较并且产生频率误差Ef以反映该切换频率fs的改变。接着，恒定频率控制器104便会通过滑动表面σ的偏移量据以调整可变窗△σ。此调整会于切换频率fs中产生一和第一边界变化相反的第二边界变化。换言之，假使第一边界变化在频率下降方向118中，那么第二边界变化便将会在频率上升方向116中；反之亦同。此第二边界变化会导致切换频率fs更接近于该预期的预设恒定频率。

本领域的熟练技术人员将会发现，该第二边界变化并不必完全补偿该第一边界变化。确切地说，在单一步骤中补偿该第一边界变化违反公认的负反馈实行方式，并且可能导致不稳定现象。通常使用的是连续反复实行该程序，每次反复作业都会让切换频率fs更接近于该预期的预设恒定频率。此实行方式将会让切换频率fs快速地实质等于该预期的预设恒定频率并且维持于该频率处。

恒定频率控制器104将会让切换频率fs维持实质恒定。本领域的熟练技术人员将会发现，其并不必维持完美的恒定值，不过却希望实质的恒定值可维持在预设恒定频率附近的合理公差之内。

响应于负载26中的突然及/或大幅变化可能会发生暂态。在特定条件下，该些暂态可能会驱使电源供应器24进入锁定状态维持一段令人不满意的特长暂态持续时间。锁定状态终将清除，即使电感32、电容36、及/或负载26极为不匹配及/或偏离理想设计甚远亦然。

在此暂态期间，反馈信号产生器46可输出滑动表面σ，当经过转换电路102进一步处理之后，其便可能指示会影响到目前主动相28的开关30维持在其开启状态中。此举可能造成该开关30失效，所以是不期望的。

PWM信号84由PWM产生器48输出并且会被输入至选配的暂态控制器52之中。在暂态控制器52内，PWM信号84会被修改成经修改的PWM信号124。经修改的PWM信号124被配置成用以调整肇因于负载26之暂态的任何特定开关30之锁定状态的持续时间。通过调整锁定状态的持续时间，暂态控制器52便可避免该开关30与电源供应器24遭到可能的破坏。

假使发生锁定状态，那么，暂态控制器52便会终止目前的主动相28，并且促使下一相28在预设持续时间之后开始作用。换言之，开关30会从目前的主动相28切换至下一相28，从而可容忍锁定状态。

暂态控制器52是控制电路40中乐见但非必要的组件。本讨论假设有暂态控制器52，且PWM信号84会变成经修改的PWM信号124。假使省略暂态控制器52的话，那么PWM信号84便不会被修改，也就是，经修改的PWM信号124便是PWM信号84。

图7所示的是根据本发明较佳实施例将切换脉冲86分配至这些N个相28所使用的开关30中的每一个以及其切换的附图。为简化起见，图7假设有N个相28，其中N＝3(即，有三个相28)。本领域的熟练技术人员将会发现此仅为示范例，其仅适用于多相系统20，实际上N可为大于一的任何预期整数。下文讨论将参考图3、图4、图5、与图7。

在相选择器50之中，PWM信号84会被送至相计数器136。相计数器136会于任何特定时点处确认这些N个相28中何者要成为主动状态。希望的方式是，相计数器136针对PWM信号84中的每个切换脉冲86均仅「计数」一次，不过，必要时亦可循环计数。举例来说，在三相应用中(也就是，N＝3，如图7中所示)，相计数器136可从零计数至二，接着在收到来自PWM信号84的下一个切换脉冲时便会被重置回到零。

在该较佳实施例中，相计数器136被设计成环型计数器(ring counter)。本领域的熟练技术人员将会发现此并非本发明的必要条件，亦可使用相计数器136的其它实施例，其并不会脱离本发明的精神。

相计数器136的输出会被送至一切换电路138，并且会被送至上文所讨论的电感电流产生器62与电流平衡控制器80。如此可让电感电流产生器62与电流平衡控制器80将它们的动作协同于目前的主动相28。

切换电路138会将源自PWM信号84的切换脉冲86依序分配至这些N个开关30的多个控制输入中。据此，相计数器136的输出便可确认目标开关30应该开启或关闭，而且PWM信号84可提供用于这些开启/关闭事件使用的时序。源自切换电路138的多个信号54会于每个相28中耦合至每个开关30的控制输入。也就是，第一信号54’会被耦合至第一开关30’的控制输入用以影响第一相28’，第二信号54”会被耦合至第二开关30”的控制输入用以影响第二相28”，依此类推，第N信号54N会被耦合至第N开关30N的控制输入用以影响第N相28N。

接着，所有开关30便均会以切换频率fs进行切换。对这些N个相28中的第M相而言，切换电路会于相计数器136的控制下从第M个开关30切换至第(M+1)个开关30。

在一多相电源供应器24中(也就是，当N>1)，如同该较佳实施例中般，切换电路138可利用本领域的熟练技术人员所熟知的比较简易的解码电路(图中未显示)设计而成。不过将会发现，亦可使用切换电路138的替代设计方式，其并未脱离本发明的精神。

本领域的熟练技术人员将会发现，对一单相电源供应器24来说(也就是，当N＝1)，可省略暂态控制器52与相计数器136。在这种情况中，切换电路138可利用多个导体或缓冲电路将PWM信号84送至该单一相28的开关30的这些控制输入处设计而成。

总结来说，本发明教示一种用于切换电源供应器24中固定频率控制的装置与方法。电源供应器24具有适用于单相与多相系统20中的控制电路40，其简单、可靠、而且价格低廉，同时不论这些相28的数量N为何均仅需要两个状态变量xL与x2。电源供应器24实质上可独立于组件公差，可忍受开关30的锁定状态，而且其切换频率fs比较不会受到负载26变化的影响。

虽然已经详细地阐述与说明本发明的较佳实施例，不过，本领域的熟练技术人员将很容易明白仍可对其进行各种变化，而不会脱离本发明的精神或是申请专利范围的范畴。

Claims

1.一种用于操作一具有N个相的固定频率切换电源供应器的方法，其中N为正整数，该方法包括：

从该电源供应器中不大于二个状态变量中产生一综合反馈信号；

为该综合反馈信号形成一可变窗；

响应该负载中的变化在该切换频率中生成一第一边界变化；

响应该生成动作，调节所述可变窗；

将该综合反馈信号转换成一串切换脉冲；

响应该串切换脉冲，以恒定切换频率来切换N个开关；以及

利用这些N个开关中每一个来影响这些N相中其中一个。

2.如权利要求1所述的方法，其还包括：

监控该电源供应器的输出电压；

响应该监控动作推导出该电源供应器的第一状态变量；以及

响应该推导动作合成出该电源供应器的第二状态变量。

3.如权利要求2所述的方法，其中该推导动作包括：

产生一固定的参考电压；以及

从该固定的参考电压中减去该输出电压以推导该第一状态变量。

4.如权利要求2所述的方法，其中该合成动作包括：

提取第一状态变量随着时间的导数以合成出该第二状态变量。

5.如权利要求1所述的方法，其中该产生动作会产生该综合反馈信号作为这些N个相的单一滑动表面，该滑动表面的数值为αx1+x2，其中：

α为大于0的常数；

x1为该电源供应器的第一状态变量；以及

x2为该电源供应器的第二状态变量，该第二状态变量对应于该第一状态变量的变化率。

6.如权利要求2所述的方法，其还包括：

响应该监控动作以产生N个合成电感电流信号；；以及

针对所述N个相中每一个来调整该综合反馈信号，以使所述N个合成电感电流信号更加地均等。

7.如权利要求1所述的方法，其还包括：

响应该调节所述可变窗的动作在该切换频率中生成一第二边界变化，其中该第二边界变化与该第一边界变化相反。

8.如权利要求1所述的方法，其中：

该方法还包括：

产生一参考频率；以及

比较该切换频率与该参考频率；以及

该形成动作会响应该比较动作来形成该可变窗。

9.如权利要求1所述的方法，其还包括：

以用来定义所述N个开关被切换的频率的速率来产生脉冲；以及

将这些脉冲依序分配于这些N个开关之中。

10.如权利要求1所述的方法，其还包括：

将该串切换脉冲依序分配于这些N个开关之中；

检测暂态；以及

响应该检测动作将这些切换脉冲中至少其中一个重新分配给这些N个开关中其中一不同的开关。

11.如权利要求1所述的方法，其中该切换动作包括将这些脉冲中每一个依序分配于这些N个开关之中。

12.如权利要求1所述的方法，其中该切换动作包括：

以实质恒定的切换频率来共同切换这些N个开关；以及

以N^-1乘以该实质恒定的切换频率来个别切换这些N个开关。

13.一种具有N个相的固定频率切换电源供应器，其中N为正整数，该电源供应器包括：

N个开关，其会被配置成被耦合至一双极电源；

N个电感，其中这些N个电感中每一个会被耦合至这些N个开关中其中一个；

一电容，其会被耦合至这些N个电感中每一个并且会被配置成被跨越耦合于一负载之上；

一反馈信号产生器，其会被耦合至该电容并且会被配置成用以响应该电源供应器不大于两个状态变量来产生一综合反馈信号；

一脉宽调制产生器，其会被耦合至该反馈信号产生器并且会被配置成用于以一实质恒定的切换频率来将该反馈信号转换成一串切换脉冲；以及

一相选择器，其会被耦合至这些N个开关，被耦合至该脉宽调制产生器，并且会被配置成用以响应该串切换脉冲以该实质恒定的切换频率来切换这些N个开关，致使这些N个开关中每一个会影响这些N个相中其中一个。

14.如权利要求13所述的电源供应器，其中该电源供应器还包括：

一监控电路，其被配置成用以监控该电源供应器的输出电压；以及

一第一状态变量产生器，其被耦合至该监控电路并且被配置成用以产生这些两个状态变量中的第一状态变量，当作该输出电压与一固定参考电压之间的差值，该固定参考电压等于该电源供应器的理想输出电压。

15.如权利要求14所述的电源供应器，其还包括一第二状态变量产生器，其被耦合至该第一状态变量产生器并且被配置成用以合成这些两个状态变量中的第二状态变量作为该第一状态变量随着时间的导数。

16.如权利要求13所述的电源供应器，其中该反馈信号产生器包括一滑动表面产生器，该滑动表面产生器被配置成用以产生该综合反馈信号，作为这些N个相的单一滑动表面。

17.如权利要求16所述的电源供应器，其中该滑动表面的数值为αx1+x2，其中：

α为大于0的常数；

x1为这些两个状态变量中的第一状态变量；以及

x2为这些两个状态变量中的第二状态变量。

18.如权利要求17所述的电源供应器，其中该常数的范围为0≦α≦(τ)^-1，其中τ为时间常数，其数值为RC，而R为该负载之电阻分量的数值，而C则为该电容的数值。

19.如权利要求17所述的电源供应器，其中：

该第一状态变量的数值为VRef-VOut，其中VRef为参考电压的数值，而VOut为该电源供应器的输出电压的数值；以及

该第二状态变量为该第一状态变量随着时间的导数。

20.如权利要求14所述的电源供应器，其中：

该电源供应器还包括一电感电流产生器，其被配置成用以从该第一状态变量来合成N个合成电感电流；以及

该脉宽调制产生器包括一电流平衡控制器，该电流平衡控制器会被耦合至该反馈信号产生器，被耦合至该电感电流产生器，并且会被配置成用以响应N个合成电感电流来调整该综合反馈信号致使这些N个电感电流实质相等，其中这些N个电感电流中每一个为流过这些N个电感中其中一个的电流。

21.如权利要求13所述的电源供应器，其中：

该负载会出现变化以便在该切换频率中产生一第一边界变化；以及

该脉宽调制产生器会在该切换频率中产生一与该第一边界变化相反的第二边界变化。

22.如权利要求13所述的电源供应器，其中：

该脉宽调制产生器包括一恒定频率控制器，其包括：

一参考值产生器，其被配置成用以产生一参考频率；

一频率比较器，其被耦合至该参考值产生器且被配置成用以比较该切换频率与该参考频率；以及

该恒定频率控制器会响应该频率比较器让该切换频率维持实质恒定。

23.如权利要求13所述的电源供应器，其中：

该反馈信号产生器被配置成用以产生一滑动表面；以及

该脉宽调制产生器被配置成用以形成该滑动表面的可变窗。

24.如权利要求23所述的电源供应器，其中该相选择器被配置成用于以该切换频率来切换这些N个开关，其中该切换频率取决于该可变窗。

25.如权利要求24所述的电源供应器，其中该脉宽调制产生器会响应负载变化来形成该可变窗，致使该频率维持实质恒定。

26.如权利要求23所述的电源供应器，其中该相选择器会以该切换频率来切换这些N个开关，其中该切换频率取决于该可变窗与该负载。

27.如权利要求26所述的电源供应器，其中：

该脉宽调制产生器会调整该可变窗，用以于该切换频率中产生一与该第一边界变化相反的第二边界变化。

28.如权利要求13所述的电源供应器，其还包括一暂态控制器，该暂态控制器会被耦合至该脉宽调制产生器，被耦合至该相选择器，并且会被配置成用以检测该电源供应器中的暂态的发生情形，并且在发生该暂态时将这些切换脉冲中其中一个重新分配给这些N个开关中其中一不同的开关。

29.如权利要求13所述的电源供应器，其中：

该相选择器会以该实质恒定的切换频率来共同切换这些N个开关；以及

该相选择器实质上会以N^-1乘以该实质恒定的切换频率来个别切换这些N个开关中每一个。

30.一种具有N个相的固定频率多相滑动模式切换电源供应器，其中N为大于一的整数，该电源供应器包括：

N个开关，其会被配置成被耦合至一双极电源，其中这些N个开关中每一个会影响这些N个相中其中一个；

一滑动表面产生器，配置成，为所述N个相产生单一滑动表面；

一恒定频率控制器，其会被耦合至该滑动表面产生器，被配置成用以形成该单一滑动表面的可变窗，并且会被配置成用以响应该滑动表面与该可变窗以实质恒定的切换频率来将该滑动表面转换成一串切换脉冲；以及

一切换电路，其会被耦合至这些N个开关，被耦合至该恒定频率控制器，并且会被配置成用以响应该串切换脉冲以该实质恒定的切换频率来切换这些N个开关。

31.如权利要求30所述的电源供应器，其中：

该恒定频率控制器包括一参考值产生器，该参考值产生器被配置成用以产生一参考频率；

该恒定频率控制器还包括一频率比较器，该频率比较器被配置成用以比较该切换频率与该参考频率；以及

该恒定频率控制器会响应该频率比较器来调整该可变窗，用以让该切换频率维持实质恒定。

32.如权利要求30所述的电源供应器，其中切换频率取决于该可变窗与该负载。

33.如权利要求32所述的电源供应器，其中：

该恒定频率控制器会调整该可变窗，用以于该切换频率中产生一与该第一边界变化相反的第二边界变化。

34.如权利要求30所述的电源供应器，其中：

该恒定频率控制器内含于一脉冲宽度调整产生器之中，并且会被配置成用于以用来定义该切换频率的速率来产生脉冲；以及

该切换电路会将该恒定频率控制器所产生的脉冲依序分配于这些N个开关之中。

35.如权利要求34所述的电源供应器，其还包括一暂态控制器，该暂态控制器会被耦合至该恒定频率控制器，并且会被配置成用以检测何时发生暂态，并且于发生该暂态时将一脉冲重新分配给这些N个开关中其中一不同的开关。

36.一种系统，其包括：

一双极电源，其被配置成用于供应第一种形式的直流电能量；

一电子元件，其被配置成用于运用第二种形式的直流电能量；以及

一具有N个相的滑动模式切换电源供应器，其中N为一正整数，其会被耦合于该双极电源与该电子元件之间，并且会被配置成用以将该第一种形式的直流电能量转换成该第二种形式的直流电能量，其中该电源供应器包括：

N个开关，其会被耦合至该双极电源，其中这些N个开关中每一个会影响这些N个相中其中一个；

一电容，其会被耦合至这些N个电感与该电子元件；

一反馈信号产生器，其会被配置成用以为这些N个相产生一综合反馈信号；

一脉宽调制产生器，其包括一转换电路，该转换电路会被耦合至该反馈信号产生器并且会被配置成用于以一实质恒定的切换频率来将该反馈信号转换成一串切换脉冲；以及

一相选择器，其会被耦合至这些N个开关，被耦合至该脉宽调制产生器，并且会被配置成用以响应该串切换脉冲以该实质恒定的切换频率来依序切换这些N个开关。

37.如权利要求36所述的系统，其中该电子元件是计算元件或通信元件两者中其中一个。

38.如权利要求36所述的系统，其中：

该反馈信号产生器包括一滑动表面产生器，该滑动表面产生器会被配置成用以为这些N个相产生单一滑动表面，作为该反馈信号。

39.如权利要求38所述的系统，其中：

该转换电路是一恒定频率控制器，其包括：

一参考值产生器，其被配置成用以产生一参考频率；

一频率比较器，其被配置成用以比较该切换频率与该参考频率，用以产生一误差频率；以及

一可变窗产生器，其被配置成用以响应该误差频率来形成该滑动表面的可变窗。

40.如权利要求39所述的系统，其中：

响应该滑动表面、该可变窗、以及该电子元件的阻抗，切换这些N个开关；

该电子元件会于该阻抗中出现变化，其中该阻抗中的该变化会于该切换频率中产生一第一边界变化；以及

该恒定频率控制器会调整该可变窗，并且于该切换频率中产生一与该第一边界变化相反的第二边界变化。