CN100477746C

CN100477746C - 主动式像素传感器的模数转换器

Info

Publication number: CN100477746C
Application number: CNB2005100925215A
Authority: CN
Inventors: 埃辛·特齐奥格卢
Original assignee: Zyray Wireless Inc
Current assignee: Avago Technologies General IP Singapore Pte Ltd
Priority date: 2004-08-11
Filing date: 2005-08-11
Publication date: 2009-04-08
Anticipated expiration: 2025-08-11
Also published as: CN1801900A

Abstract

本发明公开了一种主动式像素传感器的运算放大器，检测光能并生成与该光能成比例的模拟输出。所述主动式像素传感器以多种不同的模式操作，包括：信号集成模式、重置集成模式、列重置模式和列信号读出模式。每种模式对运算放大器有不同的输出负载要求。因此，所述运算放大器包括有一用于提供补偿的可变反馈电路，为所述主动式像素传感器的每种运算模式提供足够的放大器稳定性。例如，所述运算放大器包括有一组反馈电容器，可根据运算模式选择其中的一个或多个电容器来提供足够的相位裕度，以确保足够的稳定性，同时也考虑了运算模式的增益和带宽要求。

Description

主动式像素传感器的模数转换器

技术领域

本发明总的涉及一种用于半导体电路中图像处理的主动式像素传感器，更具体地，本发明涉及一种通过逐次近似消除或最小化变化的模数转换器。

背景技术

现有的数字成像设备，例如数码相机或光学鼠标，利用一个光电二极管或一个光电二极管阵列来捕获和记录光能。光电二极管将光能转换成电能(电压或电流)，然后进行数字化以及进一步的处理。

光电二极管的灵敏度受光电二极管产生的“暗电流”的限制。暗电流是没有光入射到光电二极管上时所产生的电流量，最好是将暗电流最小化或消除，因为它降低了成像设备的灵敏度。暗电流是数码相机和便携式摄影设备要解决的主要问题。

为了将暗电流最小化，现有的成像设备一般采用专用的半导体制程，结合光电检测器最小化暗电流。例如，该专用制程可以是已被优化用来最小化暗电流的COMS制程。但是，这些专用的CMOS制程通常都很昂贵，且产量很小。因而急需一种能使用现有的CMOS制程实现又能最小化成像设备内的黑电流的成像设备配置。

在进行数字化之前，来自光电二极管阵列的电能先经模拟放大器放大。在消费品应用(如数码相机等)中，光电二极管阵列有几种操作模式，例如重置等。每种操作模式对模拟放大器都有不同的负载和带宽要求。但是，模拟放大器在这些不同的操作模式中都必须保持稳定。因而需要一种能在数字成像设备的不同操作模式中保持稳定又能最大化增益和带宽的模拟放大器。

此外，当捕获到相对较亮的光源靠近较暗光源时，可能会发生曝光过度和过度饱和。使用多个光电二极管时，一个光电二极管(或者一组光电二极管)的输出可能捕获足够的亮光，使另一个或另一组光电二极管饱和，这会降低被捕获的图像的总体质量。

现有的数码相机采用后端软件算法来处理这种饱和问题。但是，因为需要一定的标定周期，这些软件工具一般会降低数码相机的操作速度。

因此，需要一种能够在硬件级防止曝光过度以改进数字光学设备的速度和带宽的数字成像设备。

使用多个光电二极管时，光电二极管阵列中各像素列的输出与一个充电放大器和一个模数转换器连接。因而各列的模数转换器应相互匹配，消除或最小化模数转换器的变化。若模数转换器不匹配时，产生的数字图像信号可能会因模数转换器的不同量化功能而引起不需要的“拖尾”效果，降低数字图像信号的质量。

发明内容

本发明涉及一种能检测光能并生成与该光能成比例的模拟输出的主动式像素传感器。在具体实施例中，所述主动式像素传感器能在标准CMOS制程中实现，无需专用的光学处理。

所述主动式像素传感器包括有重置场效应晶体管(FET)、光电二极管、源极随耦器(source follower)、运算放大器以及电流源。所述光电二极管在一放电节点与所述重置FET的源极连接。所述重置FET的漏极与电源VDD连接。所述放电节点还与所述源极随耦器的门输入端连接，所述源极随耦器的输出端通过所述运算放大器与一个输出节点连接。具体实施例中，浅槽隔离结构插入到构成所述光电二极管、源极随耦器或电流源的有源器件之间，减小这些器件间的泄漏电流。此外，活动区域边缘附近的聚乙烯和金属层交线被最小化。结果，暗电流被减小，总体灵敏度得到改善。例如，浅槽隔离(通过最小限度的弯曲)减少了像素至像素之间以及像素至基层之间的泄漏电流。减小从像素至基层的泄漏电流可以改善灵敏度，减小从像素至像素的泄漏电流可以减小“光晕”(从一个像素到下一个像素的光连接)。这使得主动式像素传感器能集成在采用现有的CMOS制程制成的单个基层上。

具体实施例中，主动式像素传感器可以各种不同的模式工作，包括：信号集成(signal integration)模式、重置集成(reset integration)模式、列重置(column reset)模式和列信号读出(column signal readout)模式。每种模式都使得运算放大器检测到不同的输出负载。因此，该运算放大器包括有提供补偿的可变反馈电路，为主动式像素传感器的每种操作模式提供足够的放大器稳定性。例如，运算放大器包括有一组反馈电容器，并根据操作模式选择其中的一个或多个来提供足够的相位裕度以确保其稳定性，但同时也要考虑该操作模式的增益和带宽要求。

此外，具体实施例中，所述运算放大器还包括有内部和外部预充电电路，对运算放大器的输出级预充电，以改善斜率(slew rate)特性。

因而每个芯片的基层面积和相关的成本被减少。

具体实施例中，一个光电二极管阵列按照一定的列布置在公用的CMOS基层上形成一个成像设备。与多个光电二极管列对应的多个放大器和模数转换器布置在所述基层上形成主动式像素传感器。每个放大器具有一个输入级，连接到相应列中的光电二极管的输出级。每个模数转换器包括有一个或多个标准电容器，并配置成所述基层上不同模数转换器的相应标准电容器完全相等。使用主动式像素传感器的多个列改善了带宽，基层上的最小电容变化使图像拖尾和变化最小化。

具体实施例中，将检测多个像素传感器或光电二极管的输出以确定一个像素或者一个像素区域是否饱和。如果饱和，则调节像素增益以校正或补偿该区域的图像失真。例如，可以调节充电放大器或运算放大器的增益。

具体实施例中，高分辨率集成电路相机可使用本申请中介绍的光学特征来实现。例如，可以实现一个没有活动部件的两百万运动图像照相机。本发明可使用大容量SRAM来处理CMOS光电传感器阵列捕获到的图像，该光电传感器阵列集成在一个执行所有其它相机操作和用户接口功能的芯片上。该大容量SRAM可用作进一步信号处理的缓冲器。

根据本发明的一个方面，提供一种主动式像素传感器电路，包括：

在重置条件下对节点充电的重置电路；

接收光能时对所述节点放电的光电二极管；

在所述节点处再生成一电压的源极随耦器电路；

与所述源极随耦器电路的输出端连接的运算放大器，所述运算放大器具有一可根据所述主动式像素电路的一个或多个操作模式进行调节的反馈补偿电路；

对所述运算放大器的输出进行模数转换以生成数字信号的模数转换器；

其中，所述模数转换器进一步包括比较器、数字控制器和数字控制电容组；所述比较器的反相输入端接收所述运算放大器输出的参考信号，所述比较器的非反相输入端接收所述数字控制电容组产生的近似信号，所述比较器将所述参考信号和所述近似信号进行比较以生成微分信号；所述数字控制器使用所述微分信号控制所述数字控制电容组内电容器的切换来调整所述近似信号。

优选地，所述模数转换器还包括有校准电路和校准电路电容组，所述校准电路使用所述微分信号控制所述校准电路电容组内电容器的切换，以在所述比较器的非反相输入端上形成偏移电压。

优选地，所述模数转换器还包括与所述比较器的反相输入端连接的第一电容器，用以减少所述运算放大器输出的参考信号的噪音。

优选地，所述数字控制电容组包括多个布置在分压网络中的二进法电容器。

优选地，所述模数转换器还包括与所述比较器的非反相输入端连接的第二电容器，用以确定分压网络的分压率。

优选地，所述重置电路、所述光电二极管和所述源极随耦器被配置在一个公用CMOS基层上。

优选地，所述运算放大器被配置在所述公用CMOS基层上。

优选地，所述CMOS基层是现有的CMOS基层。

优选地，所述主动式像素电路进一步包括有位于所述光电二极管与所述重置电路和所述源极随耦器电路中的一个之间的浅槽隔离。

优选地，所述主动式像素电路进一步包括有一个或多个靠近所述浅槽隔离的金属迹线，所述金属迹线具有最小限度的弯曲以减小所述主动式像素电路的暗电流。

优选地，所述CMOS基层采用现有的CMOS制程制成。

优选地，所述运算放大器内的反馈补偿电路包括有一组电容器，并根据所述一个或多个操作模式选择所述一组电容器中的一个或多个。

优选地，所述电容器被选择来为对应一个操作模式的所述运算放大器提供足够的稳定性。

优选地，所述操作模式包括以下中的一个：信号集成模式、重置集成模式、列重置模式、列信号读出模式。

优选地，所述主动式像素电路进一步包括有对所述运算放大器的输出级预充电的预充电电路。

根据本发明的一个方面，提供一种运算放大器，包括：

接收图像信号的输入级；

响应所述图像信号生成输出的输出级；

位于所述输入级与所述输出级之间的反馈电路，所述反馈电路具有可基于连接所述输出级的负载变化进行调节的响应。

优选地，所述反馈电路包括有一组电容器，并可根据连接到所述输出级的所述负载变化选择其中的一子组电容器。

优选地，所述子组可选择的电容器被选择来确保连接到所述输出级的对应负载变化的稳定性。

优选地，所述运算放大器进一步包括有一预充电电路，对所述运算放大器的输出级预充电以改善上拉斜率特性。

优选地，所述预充电电路将所述输出级偏压成所述运算放大器的近似正电源电压。

优选地，所述运算放大器进一步包括有连接在所述输入级与所述输出级之间的中间放大器，被配置来增加增益并提供增加的电压余裕。

本发明的更多特征和优点，以及本发明的不同实施例的结构和运作，将在下面结合附图做出详细的描述。

附图说明

以下将结合附图对本发明进行描述。附图中，相同的引用数字表示相同的或功能类似的元件。此外，引用数字最左边的数位表示首先出现该引用数字第一次出现的附图号。

图1是一个基于CMOS的主动式像素传感器的示意图；

图2是使用浅槽隔离的主动式像素传感器中的主动式设备隔离的示意图；

图3A是用于主动式像素传感器的具有可变补偿反馈的运算放大器的示意图；

图3B是图3A所示的补偿反馈电路的示意图；

图4是用于主动式传感器的具有预放电初始化的运算放大器的示意图；

图5是具有多个光电二极管与对应的模数转换器成列布置的一个成像设备的示意图；

图6是带有一个光电二极管阵列和支持电路的成像设备的示意图；

图7是一个逐次近似模数转换器的示意图；

图8是一个带有亮度区的像素阵列800的示意图；

图9是校正区域性图像饱和度的流程900的流程图；

图10是校正区域性图像饱和度的流程1000的流程图；

图11是使用一个充电放大器进行粗调和细调的示意图。

具体实施方式

图1所示为主动式像素传感器100，其检测光能101并产生与光能101成比例的模拟输出112。在具体实施例中，主动式像素传感器100能在标准的CMOS制程中实现而无需专用的光学处理。

主动式像素传感器100包括有重置FET 102、光电二极管106、源极随耦器108、电流源110、放大器114和模数转换器116。光电二极管106在一放电节点104处与重置FET 102的源极连接。重置FET 102的漏极与电源VDD连接。节点104还与源极随耦器108的门输入级连接，源极随耦器108的输出级连接至输出节点111。

操作过程中，重置FET 102被重置，以便对节点104充电至VDD。更具体的，使用所述门输入使FET 102接通，使得节点104充电至VDD，然后FET 102断开，因而节点104的电压是浮动的。当接收到光线101时，光电二极管106激活节点104并对节点104放电。该光电二极管可以是一个深N型井或N型井设备。源极随耦器108检测节点104的任何电压变化，并在输出111处重复该电压变化，生成模拟输出112。然后将模拟输出112提供给放大器114进行进一步处理，并由模数转换器116进行模数转换。电流源110提供一偏置电流给源极随耦器108。一般该主动式像素传感器对每个用重置FET 102读取的图像帧都重置。

任何流经没有光输入的光电二极管106的泄漏电流都会使节点104放电，从而降低主动式像素传感器100的灵敏度。换句话说，该泄漏电流(或“暗电流”)能干扰与低能光101有关的电压放电，从而降低主动式像素传感器100的灵敏度。

此外，任何通过重置FET 102的栅氧化层的泄漏电流都会成为降低灵敏度的暗电流。

按照惯例，可采用专用的CMOS制程来最小化暗电流。但是，在本发明的实施例中，主动式像素传感器100使用常规的CMOS制程来实现，甚至光电二极管106也是。这使得整个主动式像素传感器100能在单个公用的CMOS基层上实现，节约了成本和积分时间。为此，主动式像素传感器100被配置成使光电二极管106和其它器件内部和周围的弯曲和应力最小化。例如，可用浅槽隔离(STI)来隔离主动式像素传感器100内的有源器件。已经知道的是，将浅槽隔离内部或周围的金属层的弯曲和应力最小化可减小有源器件间的泄漏电流，后续将对此进行进一步的介绍。

例如，图2所示为一个浅槽隔离204，配置在主动式像素传感器100内的第一和第二有源器件202和206之间。有源器件202和206可代表任何一个用在重置FET 102、光电二极管106或源极随耦器108等中的器件。有源器件202和206被浅槽隔离204分隔开。浅槽隔离204将有源器件202和206彼此隔离，以限制这些器件之间的泄漏电流。在具体实施例中，浅槽隔离204是一防止电荷载流子在有源器件202和206之间传递的氧化物填充槽。

金属迹线208和210是有源器件202和206以及浅槽隔离204内部及其周围的金属迹线的代表。金属迹线208和210如此配置以使浅槽隔离204内部和周围的弯曲和应力最小化。这样做能够减小通过浅槽隔离204的表面电流，从而改善有源器件202和206之间的隔离度。此外，活动区域边缘附近的聚乙烯和金属层交线被最小化。改善有源器件202和206之间的隔离度，可以降低主动式像素传感器100的暗电流，并改进其灵敏度。例如，浅槽隔离(通过使弯曲最小化)减小了像素至像素以及像素至基层的泄漏电流。减小从像素至基层的泄漏电流可以改善灵敏度，减小从像素至像素的泄漏电流可以减小“光晕”现象(从一个像素到下一个像素的光连接)。值得注意的是，即使是使用标准的CMOS制程，也能实现暗电流的减小。因此，光电二极管106和支持电路可集成在由标准的CMOS制程制作的单个CMOS基层上。

主动式像素传感器100可在各种消费型产品中实现，例如光电鼠标、数码相机或其它类型的光电设备。因此，主动式像素传感器100有几种操作模式，包括：信号集成、重置集成、列重置和列信号读出等。每种操作模式都有不同的载荷和带宽要求。例如，位线积分速度没有信号读取速度重要，信号读取速度对一个好的帧速来说是至关重要的。但是，放大器114在每一种模式下都必须保持稳定(即无振荡)。但是由于放大器的载荷随着操作模式而变化，因而最好是对每种操作模式的放大器稳定性补偿进行优化。也就是说，为了确保在最坏情况的载荷条件下放大器都能保持稳定，最好对各种模式下的增益和带宽不进行限制。

图3A所示是根据本发明一个实施例的放大器114的示意图。图3A所示的放大器114作为二阶运算放大器，包括有第一放大级302、第二放大级303、补偿电容组304、内部预充电电路306和输出级308。

参照图3A，第一放大级包括有输入晶体管312和314，从图1中接收微分输入信号112进行放大。输入晶体管312和314与由晶体管316和318形成的共射共基放大器负载连接。具体地，晶体管312和314的漏级与晶体管316和318的对应漏级连接。

第二放大级303接收第一放大级302的放大输出，并为第一级302的输出提供第二放大级并改善其电压余裕。为此，第二级303包括有晶体管324和326，接收第一级302以及连接到晶体管324和326各自漏级上的晶体管320与322的微分输出。

输出(或第三)放大级308有一输入，与第二放大级303的输出、补偿电容组304以及预充电电路306连接。具体地，输出级308内的晶体管310接收第二放大级303的输出。输出级308进一步包括有连接到漏级晶体管310和晶体管332上的晶体管334和336。该输出电路提供输出信号缓冲并在节点337处提供放大输出。补偿电容器304和预充电电路306的操作将稍后进行描述。

补偿电容组304包括有多个电容器，为放大器114从输出337提供一个内部反馈通路。电容组304配置成为主动式像素传感器100的每个操作模式提供足够的相位裕度。也就是说，基于放大器114的输出负载条件选择补偿电容组304中的一个或多个电容来提供足够的相位裕度，以保证放大器的稳定性。例如，可选择不同的电容设置为各个操作模式(信号集成、重置集成、列重置、列信号读出)提供足够的稳定性，同时又最大化每种操作模式的带宽。

如上所述，保证放大器稳定性的相位裕度需求随主动式像素传感器100的操作模式变化而变化。电容组304的调谐能力能实现不同的反馈，因而放大器114设计时不必考虑最坏稳定性情况下的操作模式。这种性能能使各操作模式的带宽最大化，而其稳定性不再是问题。

图3B进一步清晰的示出电容组304，其中一个或多个电容器338被切换到运算放大器内部，以改变输出级308的反馈。该反馈变化量可调节运算放大器114的增益、带宽和稳定性。一般来说，较多的电容反馈能减小运算放大器114的增益和带宽，改善其稳定性。较少的电容反馈将增加运算放大器114的增益和带宽，使放大器114更加不稳定。

运算放大器114被配置来改善输出级308的斜率特性。更具体地，增加预充电电路以改善输出级308的上拉斜率。例如，内部预充电电路306将输出级308的工作点初始化为一个N沟道金氧半导体(n-mos)器件的阈值。N型FET310的栅级上升至该器件的阈值，使得该器件很快便打开。这使输出级308的操作点升高，并因此改善了输出级上拉至一正输出电压的能力。也就是说，它改善了斜率特性，使放大器能拉至一正输出电压。

图4所示为多位主动式像素传感器400内的运算放大器114的配置示意图。如图所示，其使用预充电电路402来使运算放大器114的输出偏置至接近V_DD，改善设备的斜率特性。换句话说，运算放大器114的输出被偏置成接近该运算放大器的正电源电压。

如前所述，反馈电容404进一步通过调节运算放大器114的反馈为增益控制做准备。值得注意的是，电容器404为运算放大器提供了从输出到输入的外部反馈，而补偿电容器304为运算放大器内部提供反馈。

本申请中描述的具有可变补偿反馈的运算放大器的应用不仅限于光学图像产品，以上只是对其的一个举例说明。该运算放大器可用在各种具有变载荷环境的应用中，维持其稳定性而无需牺牲不必要的增益和带宽要求。

图5是根据本发明一个实施例的CMOS成像器阵列500的示意图，其可用在数码相机或其它数字光学设备中，如光学鼠标。CMOS成像器阵列500包括一个光电二极管阵列106，该光电二极管阵列106被称为图元(像素)，因其代表了图像中的各个像素。CMOS成像器阵列500布置成多列(例如，N列)和多行(例如，M行)像素106。例如，CMOS成像器阵列500包括有672列480行像素106。像素106可布置成多列(例如，X列，如图5所示的列502-1，502-2…502-X)，其中每列的输出与一个充电放大器和一个模数转换器连接。换句话说，列502-1至502-X的各输出都连接至一个单独的充电放大器114和模数转换器116。例如，CMOS成像器阵列500可布置成6列，因而每列包含112个(N/X＝672/6＝112)排成一行的像素106。

在光学鼠标产品中，像素阵列非常小(一般是30x30)，因此像素大小不是非常重要。这点很关键，因为如果使用标准的CMOS制程，则不会在芯片的顶部使用微透镜将光线聚集到微小像素上。由于缺少微透镜，其像素比数码相机(或便携式摄像机)产品的像素大得多。但其成本的影响最小，因而使用标准的CMOS可节约成本。

图6所示为成像设备600，具有CMOS成像器阵列500和支持电路以改善图像处理。如图6所示，CMOS成像器阵列500的每列(列502-1至502-X)与对应的充电放大器(604-1至604-X)和模数转换器(606-1至606-X)连接。充电放大器604-1至604-X对应图1中所示的充电放大器114。模数转换器606-1至606-X对应图1中所示的模数转换器116。模数转换器606-1至606-X的输出输出给成像器阵列控制器608。成像器阵列控制器608的输出是一数字图像信号610，代表由形成CMOS成像器阵列500的像素阵列106检测到的原始真实图像。与充电放大器604-1至604-X的连接可用来通过成像器阵列控制器608调节充电放大器604-1至604-X的操作。换句话说，控制器608提供反馈来调节充电放大器604-1至604-X。

与将所有的像素106(图6中未示出)连接到一个充电放大器和一个模数转换器的情况相比较，将CMOS图像阵列500配置成多个列可改善成像设备600的带宽。由于列502-1至502-X的像素数据被并行处理，导致多个数据流被并行处理，因此带宽被改善。注意，本发明不限于此处所示的像素数量和列的数量。换句话说，可使用任何数量的像素106，且这些像素可被分成任何数量的列。此外，该列可再被次分，每一列使用多个充电放大器604和模数转换器606，从而形成放大器和模数转换器的二维阵列。因此，像素群106或甚至单个像素的增益都可被调节，这一点以下将详细介绍。

模数转换器606-1至606-X应相互匹配以在操作过程中充分展示相同的特征。也就是说，应该消除或最小化模数转换器606-1至606-X的变化，以减少模数转换器606-1至606-X的量化功能之间的差异。当模数转换器606-1至606-X不匹配时，产生的数字图像信号601可能会具有因模数转换器606-1至606-X的不同量化功能而引起的不需要的“拖尾”效果。该“拖尾”效果可表现为某一列与其相邻的一列或多列比较，呈现出亮或暗的变化。总之，模数转换器606-1至606-X之间的任何不匹配都会降低数字图像信号610的质量。

图7是根据本发明减少模数转换器变化的一个匹配的模数转换器606的示意图。具体地，图7所示为逐次近似的模数转换器606。该模数转换器包括有比较器710、数字控制器716、校准电路718、数字控制电容组722和校准电路电容组724。数字控制电容组722和校准电路电容组724内的电容器可用各种类型的电容器来实现，包括交叉金手指电容器和平面电容器。比较器710的反相输入与前述的充电放大器604的输出相连接。比较器710的反相输入接收充电放大器604输出的参考信号702。充电放大器604输出的参考信号702是一个模拟信号，模数转换器606将该模拟信号转换成数字信号720。电容器704与比较器710的反相输入连接。电容器704用于减小充电放大器604输出的参考信号702的噪音。

如图7所示，模数转换器606产生一近似信号714，然后将该近似信号714提供给比较器710的非反相输入。比较器710比较参考信号702与近似信号714，生成一微分信号712。然后数字控制器716使用该微分信号来调整近似信号714。模数转换器606的输出是数字信号720。该数字信号720包括有用来数字表示参考信号702的比特位。数字信号720被传递给成像器阵列控制器608。

数字控制电容组722用来产生和修改近似信号714。数字控制电容组722包括有多个布置在分压网络中的二进法电容器。与比较器710的非反相输入连接的电容器706确定分压网络的分压率(即一个位的振幅)。该二进法电容器在参考电压或接地之间依次切换。在近似信号714的迭代调节过程中，数字控制电容组722中仅有一个电容器被切换。对应于数字信号720从最高有效位(MSB)调整到最低有效位(LSB)，该电容器从最大切换到最小。数字控制电容组内的电容数量决定了用于逐次近似参考信号702的迭代次数。因此，数字控制电容组722内的电容的数量也决定了数字信号720内的比特的数量。在具体实施例中，使用9个电容器，从而对应9个比特，来生成近似信号714，并形成数字信号720。

数字控制电容组722内的每个电容器都基于一个参考电容C₀。也就是说，数字控制电容组722内的每个电容器都是该参考电容C₀的二进法型。模数转换器606的线性度由数字控制电容组722内的电容器的匹配性决定。每个模数转换器606的数字控制电容组722内的电容器在一大基层上是变化。该电容器变化只不过是硅基层表面的制程变化的结果。参见图6，该电容器变化能够使模数转换器606-1至606-X不匹配，从而使模数转换器606-1至606-X的量化功能发生变化。因此，需要限制CMOS成像阵列表面的电容器变化，从而最小化或消除图像变化或拖尾现象。

在具体实施例中，设置数字控制电容组722内的电容器为最小电容值C₀，以使上述的模数转换器变化最小化。更具体地，如果参考电容C₀大于最小值，则制造CMOS成像阵列的加工厂可限定电容器在基层上的最大变化，或者为给定的电容器大小和/或型号提供匹配数据。该匹配数据可用来使基层上的模数转换器606-1至606-X的对应电容器的变化最小化。这可通过使用布局和金属调谐补偿基层上的电容器来实现，从而使基层上的电容器变化被最小化或消除。

例如，加工厂为通过金属宽度和间距实现的电容器提供有匹配数据。根据该匹配数据，可确定最小电容值C₀，以使匹配为至少1/2比特或更佳(对于一个8位转换器，这比1/512更好)。该布局被安排得均衡且规则(同样的C₀电容器重复多次)。例如，2xC₀的电容是最初的C₀布局重复两次，以精确生成该2xC₀电容。以这种方式可以形成一个大阵列，并再边缘设置虚拟电容(不使用在匹配的模数转换器产品中C₀电容布局)。这些电容在物理上彼此尽可能靠近，且布局相同(电容自身及其相邻的区域)。结果，本发明的模数转换器606-1至606-X相互匹配，具有类似的量化功能。

在具体实施例中，一个9位的模数转换器606使用1024个量化阶。为了将模数转换器606-1至606-X的统计差异减小至小于1/2位，数字控制电容组722内的电容之间的匹配度设置为优于1/1024。因此，为了将模数转换器606-1至606-X减小至小于1/4位，每个数字控制电容组722内的电容之间的匹配度设置为优于1/2048。由加工厂提供的匹配数据和参考电容C₀的选择保证了理想的最小模数转换器606差异。实质上，加工厂提供的匹配数据取决于制造公差。

在本发明的具体实施例中，模数转换器606使用校准电路718和校准电路电容组724来减小近似信号714和参考信号702之间的电压偏移。校准电路电容组724也包括有多个基于参考电容C₀的二进法电容器，布置在分压网络内。例如，校准电路电容组724可包括6个电容器。校准电路电容组724内的电容器在参考电容和接地之间切换，以在比较器710的非反相输入上形成偏移电压。如图7所示的校准电路电容组724不限于使用比数字控制电容组722更少的电容器构成。

在具体实施例中，CMOS成像器阵列700被配置来处理彩色图像，包括，绿色、红色和蓝色光。为此，一般将像素106的50％配置来处理绿光，25％处理红光，25％处理蓝光。当使用多个列702-1至702-X以及对应的模数转换器606-1至606-X来改善带宽时，最小化CMOS成像器阵列700上的模数转换器差异是非常重要的。在一个实施例中，使用三个这样的模数转换器来处理绿色信号，三使用个额外的这种模数转换器来处理红色和蓝色信号，不会产生可察觉的假象。

需要注意的是，同一颜色的像素通过相同的物理硬件(充电放大器和模数转换器)。例如，绿色信道位于阵列的底部，红色/蓝色信道位于阵列的顶部。如果一种颜色在这两个顶部/底部模数转换器之间被分离，将可看到因芯片上的物理距离分隔而引起的更多的不匹配。使所有相同颜色的像素通过相同的硬件可减少因不匹配或精确的信道增益等引起的假象。这一点很重要，因为在某些应用中增益不能像模数转换器匹配度一样能得到谨慎控制。

数字成像设备中可能会有以下问题，CMOS阵列500的一个区域内的像素(例如光电二极管)因亮光而饱和，使最后得到的图像失真。例如，图8所示的NxN像素阵列800有三个像素区802、804和806。像素区802指定处理相对较亮的光，像素区804指定处理中间亮度的光，像素区806指定处理较暗的光。如果仅使用一个放大器和模数转换器来处理阵列800的图像，则亮光区802将会使最后得到的整个图像饱和。

幸运地是，以上提到的问题可以通过调节充电放大器604和模数转换器606的增益以补偿CMOS像素阵列的不同区域内的相对光强度来解决。为此，每个像素区802、804和806都要求有各自的充电放大器来进行增益调节。例如，在像素区802内，可以调节对应的充电放大器604来减少增益并减轻高强度输入的影响。在像素区804内，可调节对应的充电放大器来解决中强度输入。在像素区806内，可调节对应的充电放大器604来增加增益，从而加强暗光输入。总之，可以调节像素群106或者甚至单个像素106的增益，从而减轻阵列800的饱和效果。

参见图3A、3B和图4，增益调节可通过调节运算放大器114的增益来完成。例如，可调节反馈电容C_f404(如图4所示)以升高或降低运算放大器114的增益，从而调节一个像素106或像素群106的增益。值得注意的是，增益调节在模拟硬件中完成，与软件相反，其可改善带宽和调节速度。尽管之后发生软件校正，但一旦出现饱和，信息已经丢失。因此，本发明能防止出现饱和并能改善图像质量。

在具体实施例中，采用两个运算放大器来调节增益。也就是说，运算放大器114包括如图11所示的第一运算放大器1102和第二运算放大器1104。运算放大器1102执行增益粗调，另一运算放大器1104执行增益精调。粗调可在校准阶段执行，精调可在实时图像处理过程中执行。

在处理实际光学数据之前执行一个校正阶段，可对阵列500的操作进行优化。例如，在校准阶段，通过调节运算放大器或对应像素的放大器114的增益，阵列500可接收光学图像并校正潜在的饱和或曝光过度。参见图6，运算放大器604是可调节的。以下将结合图9所示的流程900对此进行进一步的描述。

在步骤902中，使用一个像素阵列接收一个场景中的第一图像。在步骤904中，在逐个像素的基础上，或通过像素区或像素群来确定该第一图像的饱和区域。在步骤906中，调节一个或多个像素的增益以校正饱和区域。在步骤908中，使用调节后的像素增益值来捕获该场景的第二图像，从而补偿任何饱和区域。

在具体实施例中，尽管在第一图像捕获期间进行了增益粗调，在第二图像捕获期间还进一步执行增益精调。换句话说，在第二图像捕获器件执行实时增益精调。例如，图11所示可用作增益粗调和精调。

本发明可进一步通过图10所示的流程进行描述。在步骤1002中，接收一个或多个像素的模拟输出阵列。换句话说，利用一个场景的第一图像来确定该图像区域的饱和值。在步骤1004中，根据一个或多个增益值以及对应的放大器放大该模拟输出阵列。在步骤1006中，使用一个模数转换器阵列对该模拟输出阵列进行数字化。在步骤1008中，基于逐个像素或者像素区检查数字化像素输出，确定相对的像素光强度。也即检查该数字化像素输出以确定图像区域的饱和度值。该区域可定义为nxn像素或单个像素。在步骤1010中，调节一个或多个像素的增益以防止图像饱和，并改善图像质量。也即，调节充电放大器的增益以防止饱和并改善图像质量。在步骤1012中，第二次接收一个或多个像素的第二模拟输出阵列，以与调节后的增益值一起进行处理。总之，在捕获该场景的第二个也是最终的图像之前，可使用各个区域的饱和度值来调节各个区域的增益特征，从而避免图像曝光过度。

使用本申请中介绍的光学成像技术，可实现高分辨率的集成电路相机。例如，已提出一种没有活动部件的两百万运动图像照相机。本发明采用一个大容量SRAM来处理CMOS光电传感器阵列捕获的图像，该CMOS光电传感器阵列集成在一个执行所有其它相机操作和用户接口功能的芯片上。该大容量SRAM用作进一步信号处理的缓冲器。

以上是对本发明的方法、系统和部件的具体实施例的描述。这些实施例的描述仅出于举例说明的目的，不是对本发明的限制。其它各种实施例也是可以实现的，并涵盖在本发明的范围内。基于本申请中介绍的内容，对于本领域的普通技术人员来说，其它各种实施例的实现是显而易见的。因此，本发明的范围不受上述任何具体实施例所限制，而由各项权利要求来定义。

Claims

1、一种主动式像素传感器电路，包括：

在重置条件下对节点充电的重置电路；

接收光能时对所述节点放电的光电二极管；

在所述节点处再生成一电压的源极随耦器电路；

其特征在于，所述模数转换器进一步包括比较器、数字控制器和数字控制电容组；所述比较器的反相输入端接收所述运算放大器输出的参考信号，所述比较器的非反相输入端接收所述数字控制电容组产生的近似信号，所述比较器将所述参考信号和所述近似信号进行比较以生成微分信号；所述数字控制器使用所述微分信号控制所述数字控制电容组内电容器的切换来调整所述近似信号。

2、根据权利要求1所述的主动式像素传感器电路，其特征在于，所述模数转换器还包括有校准电路和校准电路电容组，所述校准电路使用所述微分信号控制所述校准电路电容组内电容器的切换，以在所述比较器的非反相输入端上形成偏移电压。

3、根据权利要求1所述的主动式像素传感器电路，其特征在于，所述模数转换器还包括与所述比较器的反相输入端连接的第一电容器，用以减少所述运算放大器输出的参考信号的噪音。

4、根据权利要求1所述的主动式像素传感器电路，其特征在于，所述数字控制电容组包括多个布置在分压网络中的二进法电容器。

5、根据权利要求4所述的主动式像素传感器电路，其特征在于，所述模数转换器还包括与所述比较器的非反相输入端连接的第二电容器，用以确定分压网络的分压率。