CN1004675B - 稳定汽轮发电机转轴扭振的装置 - Google Patents

Abstract

用来稳定汽轮发电机轴扭转振荡的装置，包括：对直流电力传输系统使用的汽轮发电机交流电流进行检测的电流检测器；从电流检测器接受输出的滤波器，它包含用来检测次同步分量的第一带通滤波器和检测超同步分量的第二带通滤波器；得出次同步分量和超同步分量中至少一个的计算电路；第三带通滤波器；以及一个控制换流器的电路。

Description

稳定汽轮发电机转轴扭振的装置

本发明涉及一种关于汽轮发电机转轴的扭转振荡与直流输电控制系统之间的相互作用问题的稳定装置。

汽轮发电机机械系统的阻尼Dm在机理上是取正值的（Dm＞0），尽管其值小但基本上是稳定的。在以直流输电传输电能时，在10至20Hz低频范围内恒定电流控制被认为是直流输电的基本控制，因此从发电机的角度观察，电气系统的阻尼De取负值（De＜0）（“HVDC-汽轮发电机扭矩的相互作用，一种新的设计依据”，M.P.Bahman，E.V.Larsen等，CIGRE SC14-04，1980）。

当汽轮发电机轴系存在某些自然频率而其又在上述低频范围以内，如果直流功率增大，发电机的合成的阻尼（Dm+De）就取某一负值而变得不稳定。这样就产生轴的扭转振荡。针对这个问题，提出了基于直流控制系统的稳定方案。

在转轴扭转频率的整个范围内，次同步阻尼控制（以下称为“SSDC”）对稳定是有效的。当将汽轮发电机表示为N个质量的模型时，存在（N-1）个自然频率。设计了一个对这种振荡作总体性稳定的电路，将该稳定电路的输出施加到电流控制调节器（以下，称为“ACR”）的输出端。

当汽轮发电机转轴的扭转振荡与直流电力传输系统之间相互作用方面需要考虑四个问题。

（1）设计一个使重要的ACR和SSDC两个闭环不致相互干扰的控制系统是不简单的。对于SSDC，增加一个附加闭环控制，将其输出加到ACR的输出处。因此，认为与基本控制协调一致的控制设计对于各单个系统都是需要的，以便在轴的扭转频率范围内得到正的阻尼（De＞0）而不损害重要的ACR的高响应性能。

（2）有关详尽设计SSDC的专门技能是如此复杂，除设计者外无人能够理解。这个详尽的设计包括：在轴扭转频率整个范围内设定阻尼值，以便计算满足所设定值的SSDC的频率特性，从而得到与其近似的高阶传递函数;进行为获得反馈电路的传递函数的设计，以得到所需的开环传递函数。这样，详尽的设计就很复杂。

（3）SSDC的设计要照顾到与包括常规基本控制在内的交流/直流系统有关的相当简单的模型。尤其是在发电机的情况下，由于采用了一个只计及角速度的变化量△ω的简单的电压模型，对于以其为依据的稳定方案，当应用于真实系统时，认为需要事先进行仿真器研究或现场校验。

（4）稳定信号是通过发电机电流补偿从交流母线电压中取出发电机的内部电压得到的，以便取得一个尽量接近发电机△ω的稳定信号，再将这样得到的内电压输入给一个频率检测器。然而，还是不能说关于任何其它的信号是否都能用作稳定信号的研究的任何可能方面都已经顾及了。

考虑到对上述（1）至（4）项的研究，本发明的目的是提出一种稳定装置，该装置减小直流输电的控制系统与汽轮发电机转轴的扭转振荡之间的相互作用而不损害直流传输所固有的高响应性能，从而比较容易设计。

为了达到这个目的，本发明的实现过程如下：首先假定汽轮发电机的基频与其轴系所含的自然频率分别用f₁和fm表示。利用带通滤波器分别检测出次同步分量（f₁-fm）与超同步分量（f₁+fm）。如此测得的这些分量利用发电机相位θ_G至少在d和q轴之一进行变换。从而，得到次同步分量与超同步分量的△id和△iq中的至少一个。将由此得出的该分量通过一个带通滤波器，就得到一个稳定信号。这样获得的稳定信号被用来对直流输电中的变换器进行控制。

亦即，这个稳定信号是根据下列参数形成的。

1.次同步分量和超同步分量的d、q轴转换变量△id与△iq，这些分量是基频电流的边频带波。

2.同步电路锁相环（以下称为“PLL”）的同步相位误差△θep。

通过稳定信号检验稳定效果，是在利用EMTP（由在美国的Bonneville电力管理局开发的电磁暂态程序）对闸流管换流在内的交流/直流系统的瞬时值进行计算的基础上进行的。EMTP的发电机模型的开发是用来分析这种转轴扭转振荡的。采用包括各级汽轮机即高、中、低压缸和发电机作为各质量点的N-质量模型。其控制系统，特别是为进行相位控制的PLL对与一个真实系统等效的系统进行模拟。因此，有可能以与真实系统相近的方式进行检验。

目前，尚无能够对与真实系统相比拟的多质量点进行模拟的用于汽轮发电机的模拟器。因此，认为按照EMTP模拟对轴扭转振荡的分析做检验是最好的。

现将利用相量图和稳定信号的功能叙述轴扭转振荡的稳定机理。

在交流/直流闭环中轴系扭转系统是开路的条件下，考虑到电磁转矩Te和发电机转子转速ω可能因轴系扭振荡而发生变化，则有：

△Te/△ω＝De+jKe （1）

考虑到相量△Te和△ω予期的变化，方程（1）右侧的实部定义为电阻尼De（P_λU_λ）。所开发的De计算方法的概况如下。

每个整流阀的换流是利用三相瞬时值进行计算的，将整流阀电流分解为次同步分量和超同步分量，这些分量根据富立叶分析是基频的边频带波。对这样得到的次同步分量和超同步分量进行d、q轴变换，以与发电机相联。发电机采用派克方程模型。利用迭代法得到△ω及其它变化量的收敛点。这样，得到以相量△Te/△ω的实部形成的De。

由于直流控制系统主要是由恒流控制组成的，且交变分量△idc由于轴的扭转振荡而叠加于直流电流之上，控制角α的变化是由变量△α引起的。如下所述△α由两个分量组成。

△α＝△αR+△θep （2）

这些分量分别为通过△idc反馈而与调节器的输出△eR（伏）有关的△αR（电角度）以及同步相位误差△θep。

同步电路以交流母线电压作为其输入，并由PLL同步。由于轴扭转振动，交流母线电压相位△θAC是从发电机相位△θG计算而得的。它们之间的相位关系如图2所示。

相对于发电机q轴的角表示为δAC，交流母线电压VAC＝ed+jeq。根据图2的相量图得到下列关系式。

θAC-θG＝π/2-δAC

tanδAC＝ed/eq

上述方程进行线性化后，得到下列关系式。

△θAC＝△θG-△δAC

△δAC＝△edcosδACO-△eq sinδACO/edo sinδACO+eqo cosδACO

由于在计算De时计算了△ed和△eq，△θAC可以从以上的方程中算得。

如果DLL的闭环的频带宽度近似为5Hz，10至20Hz的轴扭转振荡的同步输出相对于△θAC有了延迟，结果产生同步相位误差。这其间的关系表示在下面的方程（3）中。

△θAC-△θop＝△θep

当PLL的闭环传递函数表示为二次形式时，△θep表示如下：

△θep（s）＝Fp（S）△θAC（s），

（4）

此外，当给定PLL的特征参数时，以S＝jωm和ωm＝2πfm，对相量△θep（jωm）进行计算，适用于由于轴扭转振荡产生的正弦波激励。

图3表示了在调节器的输出端上述方程（2）和（4）的关系，其中附在表示变化量的符号下的横线表示矢量。此外，△esyn是通过对△θep（弧度/电角度）进行电压变换得到的。

如果不考虑稳定信号△est，就有下面的方程（5）所表示的关系，它与方程（2）相应。

△ec₂＝△eR+△esyn （5）

在这个方程中，△ec₂与△α相应，△α表示相对于真实换流电压的零点的控制角的纯变化量。因此，可以将△ec₂看作相位控制信号ec的有效的变化量。

众所周知，直流电压随控制角的增加而减少。因此，由于存在着应△α＞0，△Vdc＜0，而当△α＜0，△Vdc＞0的这样的关系，就有可能得到△ec₂和△Vdc在相位相反的关系。直流电压的交流分量△Vdc通过直流传输阻抗Zdc（jω）产生△idc。

△idc＝△Vdc/Zdc（jω） （6）

现在假设△idc是由△ec₂产生的，相应的数字增益，即△idc/△ec₂，相对于单个的轴扭转频率没有很大的变化。此外，根据计算结果由于在单纯的直流传输中△idc与△Te之间的相位差比较小，可以认为△ec₂和△Te之间的相位差没有如此大的变化。

根据上述各个相量的定性的趋势，现在可以考虑轴扭转振荡的稳定机理。图4（a）中示出了通过De计算得到的各个相量的趋势。这表示了方程（5）的关系，表示了去除稳定信号而De＜0的例子。

（1）由△Te和△ω组成的角θs大于90度，相应于De＜0。

（2）由△ω和△θG组成的角度为π/2（弧度）。

（3）由△θG和△esyn组成的角度θsyn等于＜Fp（jωm）（参照方程（4））。

通过引入稳定信号△est，现在可以考虑稳定性（图△（b））。得到调节器输出△eR与稳定信号△est的合成信号△ec₁（图3）

△ec₁＝△eR-△esT （7）

在这种情况下，如果ACR的△eR受-△esT的延滞作用，△ec₂就滞后。假定△ω的相位恒定，△esyn的相位也不改变，且△ec₂的滞后使△idc和△Te滞后。从而，当△Te滞后于△ω某个大于270度的相角时，该相位差表示为θs＜90度（De＞0）。

对于稳定信号，一个稍微领先于△eR的反向信号的信号是合适的。需要构成这样一个信号，同时还有在换流站直接有用的多个信号。一个稳定信号主要是由上述两种信号构成的。通过引入利用De计算方法所得的这样的稳定信号作为辅助信号，就保证了稳定性。

在附图中：

图1是表示根据本发明制定的一个方案的联线方块图，

图2是表示用于同步电路中的PPL的联线方块图，

图3是表示一个处理控制角的变化量△α和同步相位误差△θep的电路的联线的方块图，

图4（a）是表示在与图3所示电流控制环有关的De计算中各个相量的计算实例相量图，

图4（b）是表示稳定机理的相量图，

图5（a）是表示从次/超同步分量得到的相量与在fm＝8.33Hz情况下计算得到的控制信号之间的相位关系的相量图，

图5（b）是表示利用超同步分量形成稳定相量的方法的说明图

图6（a）和6（b）分别表示具有与没有稳定信号时的轴力矩用来说明本发明对轴的扭转振荡的作用。

结合一个最优方案，参照附图，详细说明本发明如下：

图1以方块图的形式举例说明根据本发明的一个装置的结构，在本例中，发电机假定为五质量模型，即包括高压中压和两个低压缸的汽轮机及发电机本身的模型。在本模型例中，出现4个频率为8.33，16.6，21.5和22.5Hz的轴扭转频率（fm）。在下面的讨论中，这些频率被分在三组，即约10Hz、10至20Hz、以及高于20Hz，被加以处理。

首先，在轴的扭转频率约为10Hz的情况下，从超同步分量得出的一个信号用作稳定信号。在变换器的变压器原边侧的三相电流ia、ib和ic被用作装置的输入信号。将这三相电流通过一个其谐振频率为（f₁+fm）的带通滤波器（以下称为“BPF”）15，就得到超同步分量△ia，△ib和△ic，其中f₁表示基频。为了将d、q变换加到这三相变量上，乘以相角θ_G的正弦值和余弦值。于是从超同步分量得到△iq-sp和△id-sp。需要指出，如后所述，余弦乘积可以被忽略。

-△iq-sp＝△ia sinθ_G

+△ibsin（θ_G-2π/3）

+△ic sin（θ_G+2π/3） （8）

△id-sp＝△ia cosθ_G

+△ib cos（θ_G-2π/3）

+△ic cos（θ_G+2π/3） （9）

为得到θ_G，考虑利用同步电路的PLL 13的相位输出θop。由于一般在它们之间存在相位差φp，该相位差被计及。

θ_G＝θop+φp

将θ_G输入到函数发生器14，就产生正弦函数。如此获得的正弦函数在乘法器16处乘以上述△ia，△ib和△ic。对乘法器16的输出信号求和，得到相应于方程（8）的-△iq-sp。将-△iq-sp通过一个其谐振频率为fm的BPF20a，就产生到一个稳定信号△est。对以此得到的稳定信号在恒定电流控制调节器11的输出端作求和处理。

至于BPF的Q系数，作为一个例子，输入和输出BPF15和20的Q系数分别为5和1。

在10Hz＜fm＜20Hz的情况下，PLL13的同步相位误差△θep用作稳定信号。这个△θep通过一个相位导前电路21和谐振频率为fm的BPF20b，在调节器11的输出端受减法作理。

在fm≥20Hz的情况下，从次同步分量得出的量-△iq-sp用作稳定信号。在这种情况下，只是将前述超同步分量由次同步分量代替，而结构与上面的情况完全相同。这种情况的结构包含一个其谐振频率为（f₁-fm）的输入BPE17，一个乘法器18，一个加法器19b，和一个其谐振频率为fm的BPF 20C。需要指出，加法器12的极性是负的。

在这个方案中，假定实际不能接受的转轴扭转振荡模式的频率范围为8至25Hz。作为EMTP计算的结果，可以看到，为了在整个频率范围上得到衰减效果，将上述频率范围分成高、中和低频范围以便对其应用稳定信号，是合适的。

在应用稳定性信号时，必须注意下列问题。

（1）在两个频区中共同采用一个稳定信号是不理想的，因为会降低各自的衰减效应。这是由于考虑到对较高次谐波噪声的抑制，对于每个频区的稳定信号的增益需要降低到一半。

（2）由于次/超同步分量的稳定效果对频率有强烈的依赖关系，就需要作适当的选择。

（3）在稳定性信号的频区之间存在干扰。尤其是，当在中和高频区中的频率相互比较接近时，就有产生这种干扰的趋势。

根据与各自的稳定信号相关的De计算，稳定性得到保证。详细说明如下。

（1）同步相位误差△θep（△esyn）

如该信号是稳定的，由该信号和调节器输出△eR组成的角度就变小。使极性相反，便得一抵消△eR的矢量。这样，容易得出△θep。由于PLL以交流母线电压为其同步输入，与从发电机的△ω计算所得的△θep相比，认为该值是稍有滞后。相位超前电路21校正这个滞后。再进行包括这个稳定信号在内的De计算。这样，同步相位误差△θep（△esyn）得到稳定。得到了De＞0的结果。

（2）超/次同步分量

当分别以f₁和fm表示基频和轴扭转频率时，在发电机电流中除了频率为f₁的基波外，还产生频率为（f₁-fm）的所谓的次同步分量和频率为（f₁+fm）的所谓的超同步分量。由于这些电流分量自然地包含在单纯直流输电的变换器电流中，它们是用富立叶分析进行计算的。从而，这些分量可以用作稳定信号。

为了缩短富立叶分析的一个时间段，选择fm使f₁/fm为一合适的整数比值。例如，在其基波频率f₁为50Hz的系统中，当fm＝12.5Hz时，以基波的4个周波组成富立叶分析的一个时间段是足够的。从对变换器三相电流的分析，可以将（f₁±fm）看成是正序分量。此外，由于（f₁±fm）分量可以看成是相对于基波分量f₁的变量，对它们进行d，q轴变换，以此得到△id和△iq。根据熟知的从三相电流ia，ib和ic到id和iq的变换，将发电机相位角θ_G的正弦和余弦乘以上述三相电流就完成这个变换。对id和iq线性化，就得到下列关系式（10）和（11）。

△id＝-Isb sin｛（ω₁-ωsb）t-φsb-φG｝

+Isp sin｛（ωsp-ω₁）t+φsp+φG｝

-Iac₁｛cos（φG+φac₁）｝△θ_G （10）

△iq＝-Isb cos｛（ω₁-ωsb）t-φsb-φG｝

-Isp cos｛（ωsp-ω₁）t+φsp+φG｝

-Iac₁｛sin（φG+φac₁）｝△θ_G （11）

需要指出，当用iao+△ia，ibo+△ib和ico+△ic表示三相电流时，a相的稳态电流及其变化表达如下：

iao＝Iac₁sin（ω₁t+φac₁）

△ia＝Isb sin（ωs₁bt+φsb）

+Isp sin（ωspt+φsp） （12）

b相及C相的稳态电流及其变化相对方程1各位移2π/3和4π/3。

有下列与发电机的相位有关的关系式。

θ_G＝θ_GO+△θ_G，θGO＝ω₁t-φG₁

ωsb＝2π（f₁-fm），

ωsp＝2π（f₁-fm）

由方程（10）和（11）可见，△id和△iq各由三个分量组成。用向量表示式，可以与上述和稳定机理有关的相量比较。

用相量表示方程（10）和（11）。

△Id＝△Id-sb+△Id-sp+K₁△θ _G

△Iq＝△Iq-sb+△Iq-sp+K₂△θ _G （13）

需要指出，瞬时值（t表示式）是假设为与相量的虚部相等的。图5（a）中是一个计算的例子，其中分别在左边和右边表示了与稳定机理有关的相量以及从次/超同步分量导出的相量。在De计算中，对于低频模式的超同步分量的稳定相量给出如下。

△esT＝（△Id-sp+△Iq-sp）＊K，

K＞0 （14）

将该相量以-△esT加给调节器的输出△eR（方程（1））。

稳定的De计算结果表示在图5（b）中。-△iq-sp的相量表示式-△Iq-sp与方程（14）相应。需要指出，与方程（14）等效的相量的相位是通过将△Iq-sp提前π/4得到的，没有利用△Id-sp。

在图1的正弦函数发生器14中，当用θ_G代替（θ_G-π/4）时，相量△Iq-sp提前一个相角+π/4。

因此，从PLL的θop得到对发电机θ_G进行调整的相位差φp，用φp-π/4来代替就足够了。这样，就有不必要计算△Id-sp。结果，可以省去与正弦函数相应的余弦函数的计算。

调整相位φp能对稳定相量进行相位调整，但它基本上是某个固定角度。例如，对于EMTP，正如下面所规定的，φp是一个常数。

由于当变换器的交流母线电压假定是PLL的同步输入时，稳态时同步相位输出量θop是与输入相位0一致的，交流母线电压ed就表示如下。

e_a＝Ea cosθ＝Ea cosθop （15）

另一方面，当用θ_G表示发电机的相位角时，根据EMTP，交流线电压ea表示如下。

（16）

令方程（15）和（16）彼此相应，就可计算φp。

从θ_G-π/2-δs＝θop，得φp＝π/2+δs。

图1中，将从次同步分量导出的量-△iq-sb在整个高频模式中作为稳定信号。为什么它在加法器中的极性是与超同步分量的极性相反的原因是，△Iq-sb与△Iq-sp在原理上基本具有反相关系。

图5是较低频频区的计算举例。对于高频频区这样的趋势关系不变。

为什么从超同步分量导出的量用于较低频频区，而从次同步分量导出的量用于高频频区的原因如下。

用ε/ε重写瞬时值/相量△θ_G/△θ_G，这些参数定义如下。

△G＝ε＝εsinωmt

△G＝ε＝ε_ejωmt （18）

式中ωm＝2πfm，fm是轴扭转频率。

然后，将相量关系式△θ_G＝ε用于上述方程（13），就定义了Idε和Iqε。

△Id/ε＝Idε-sb+Idε-sp+K₁＝Idε

△Iq/ε＝Iqε-sb+Iqε-sp+K₂＝Iqε （19）

Idε和Iqε是对从各自的De计算所得的方程的右边项各除以ε得到的。De作为△Te/△ω的实部来计算如下。

△Te＝〔Efd-（Xd-Xq（p））ido〕

△iq+（Xq-Xd（p））iqo° （20）

△id+G（p）·iqo·△efd

假设，当P＝jωm（pu）时，右边第三项的AVR的效果可以忽略，方程（20）的相量表示式如下。

△Te＝〔Efd-（Xd-Xq（jωm））ido〕△Id

+（Xq-Xd（jωm））iqo·△Id （21）

此外，利用方程（19），分别用ε·Iqε和ε·Idε代替△Iq和△Id。相量△ω表示如下。

△ω＝d/dtε＝（jωm）ε （22）

用方程（22）除方程（21）以得到实部De，De表示如下。

De＝（D-jC/2ωm）Idε+（B-jA/2ωm）Iqε+（D+jC/2ωm）I^* dε+（B+jA/2ωm）I^* qε （23）

式中^＊表示共轭相量，A、B、C和D表示从发电机常数得到的正的常数，并有A＞＞B，C＞＞D的关系。

因此，当有了分别滞后于相量Idε和Iqε90度的相量时，De便真是正比于实部。

超/次同步分量对De的影响如下得出。

超/次同步分量由下列两个分量组成。利用相量Idε和Iqε将这些分量作如下表示：

（a）这一影响基于发电机电流的变量△I＝△id+j△Iq为：

（24）

（b）这一影响基于发电机电流稳态值I ₀＝ido+jIqo的相位的变量为：

（25）

上述（a）与（b）之和给出次/超同步分量。

当上面四个矢量分别依相量Idε和Iqε的方向分解时，便可从方程（23）看到对De的影响。上面四个相量是结合相应于三个频率8.33、16.67和20.0H_E的轴扭转振荡的稳定/不稳定的例子算得的，并分析了对De＞0有影响的相量。结果，已经看到下面两个频率所具有趋向。

（a）低频超同步分量（8.33H_E）

（b）高频次同步分量（20Hz）。

其它的对De的作用小（De＝0）或者起反作用，使De＜0。

为什么利用上面（a）和（b）的超/次同步分量的原因已如上所述。

利用基于EMTP的数字仿真显示了本发明的优点。图6示出了当由于直流传输系统100%快速解除闭锁而激发了轴扭转振荡时，与发电机和其相邻的汽轮机（未示出）之间的轴力矩T₄有关的稳定信号的去除与投入作了比较。在该例中，采用了图1中的稳定信号。

在De计算中，与相应的轴扭转频率有关的单个稳定信号的效果也做了计算。此外，机械扭转系统是打开的，以便在开环中计算De。另一方面，在本例中真实系统具有四个轴扭转模式。由于加上了三个稳定信号，有必要对包括机械系统在内的闭环中的衰减效应以和在真实系统中相同的方式进行检验。从图6可以看出当稳定信号加入时的整个衰减趋势，但是不能看出每个频区的衰减情况。因此，采用了波形的富立叶分析以对它们进行比较。表1中是这个计算的一个例子。

表1 稳定信号的效果

表1示出了轴转振荡的暂态衰减过程，这个振荡在稳定信号去除时的初始段的幅值很大。假定在此后持续的是第一和第二模式区的轴扭转振荡，即没有自然衰减。其原因是与此相关的De的计算的结果分别表明，De≤-2.0〔PU〕是在100%直流负荷的情况下。

另一方面，在采用图1中的三种稳定信号时，趋势是全部振荡模式区都衰减。当加入第一和第二模式的稳定信号而不加入高频模式的（第三或第四模式）稳定信号时，第一和第二模式的轴扭转振荡的衰减效果以表1中所示的还要好。反之，高频区的轴扭转振荡的衰减效果差，并有持续或增加的趋势。当全部模式区的稳定信号都不加入时，对于高频区有自然衰减趋势（表1）。还认为这是由于De的特征表明在高频区基本上是De＞0。认为是当加入第一和第二模式的稳定信号时，引起高频模式的出现表现出De＜0，起反作用。

因此，为了在整个频区得到衰减趋势，即使对高频区也需要稳定信号，因而就需要图1中的结构方式。

下面说明其它的实施方案。

由于高频区的稳定信号对第二模式的稳定效果有干扰作用，高频信号的通/断控制认为有进行的必要。首先，在交流/直流系统有故障的情况下，当轴扭转振荡被激发得相当剧烈时，将高频模式稳定信号断开约3秒。在这段时间中，利用第一和第二模式的两个稳定信号得到第一和第二振荡模式的有效衰减。为了进一步加强衰减效果，加上△f信号是有效的。当同时利用通过一个频率传感器从交流母线电压得到的△f与第一和第二模式的稳定信号时，从EMTP仿真可知，第一和第二模式的稳定信号在约3秒后衰减到2%以下。相反，当只采用△f时，第一和第二模式的衰减效果几乎是不能指望的。在这个例子中，考虑到调节器输出侧的极性，加入△f时没有采用BPF等单元。

另一方面，在3秒过去后由于稳定信号处于断开状态，轴扭转振荡的残余波纹中的较大部份属于高频模式。在这一阶段，利用高频模式的稳定信号，就使高频模式的振荡衰减。对于第一和第二模式，它们在第一个3秒内衰减到约2%以下，在加入高频信号后在整个频区中保持De＞0。

下面是本发明的优点：

（1）对作为直流传输的基本控制的恒定电流控制的高响应的影响较小。由于稳定性信号是通过一个调谐到发电机轴扭转振荡频率的滤波器得到的，以便利用一个开环将稳定信号加到调节器的输出端，当轴扭转频率得到稳定时，稳定性信号就消失。由于是在信号通道内设置了一个带通滤波器，其它频率对基本控制系统的影响较小。

（2）可以照常采用常规的基本控制系统。在有轴扭转振荡问题的地方，迟一些加上稳定信号是可能的。一般，对于具体的厂，轴扭转振荡的频区频率值是知道的，而且振荡模式的数目没有如此之多。由于根据本发明的装置为转扭转振荡频率的低、中和高频模式提供了最佳的稳定信号，将这些信号设计得与基本控制不同，以便施加它们就足够了。因此，对于轴扭转振荡频率的对策可以完全独立地进行，并保留常规基本控制系统的原状，因而控制系统的设计工作量不大。

（3）由于稳定信号是由在变换器站容易得到的分量形成的，在实际应用中问题不多。可利用PLL的同步相位作为得到d、q轴分量所必需的发电机相位θ_G。

Claims (10)

1、用来稳定汽轮发电机轴扭转振荡的一种装置，包括：

一个主电路，它具有一个汽轮发电机，一个与汽轮发电机联接的功率传输系统，一个与该发电机联接的交流一直流转换器，一个与该交流一直流转换器相连的直流功率传输系统，一个与该直流功率传输系统相连的直流-交流转换器，以及一个与该直流一交流转换器相连的交流功率传输系统，从而构成一个功率传输系统，它至少包含一对与直流功率传输系统相接的交流功率传输系统，其特征在于还包括：

根据接到的控制信号，对所述的交流一直流转换器进行控制的控制装置;

相角检测装置，它用于检测控制装置送来的相角ν_G和作为参考而用的相角ν_p;

检测汽轮发电机三相交流输出电流的电流检测装置;

一个接收所述电流检测器输出信号的滤波器，所述滤波器包括一个用来检测超同步分量（f₁+fm）的第一带通滤波器与一个用来检测次同步分量（f₁-fm）的第二带通滤波器，其中用f₁表示所说发电机的基频，用fm表示所说发电机的轴系的一个自然频率;

一个第一乘法器，将超同步分量与相角ν_G相乘，得到一个修改的超同步分量（△i_q-sp）;

一个第二乘法器，将次同步分量与相角ν_G相乘，得到一个修改的次同步分量（△i_q-sb）;

第三带通滤波器，通过对第一和第二乘法器的信号滤波，取出稳定信号，该信号送给所述控制装置，以控制主电路中的交流一直流转换器。

2、如权利要求1所述的装置，其特征在于所述的控制装置包括一个具有锁相环的同步电路，从而使锁相环提供的同步相输出信号ν_op替代相角ν_G。

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