CN100459440C - 用于多载波通信系统的过度延迟扩散检测方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种方法，其用于检测在接收信号之中存在过度延迟扩散(S42)。首先，进行接收信号的两个段的相似度的量化估计(S44)。其后，基于所述量化估计，确定在接收信号之中存在过度延迟扩散。在确定存在过度延迟扩散(S46)时，可比较量化估计与检测门限。

Description

用于多载波通信系统的过度延迟扩散检测方法

技术领域

一般地，本发明涉及通信系统领域。更具体地，本发明涉及用于在通信系统中检测过度延迟扩散的存在的方法。

背景技术

正交频分复用(OFDM)系统一般地在每一发送的OFDM码元中包括循环扩展(或保护间隔)。循环扩展意欲消除延迟扩散信道中的码元间与载波间干扰。然而，如果信道冲激响应长于循环扩展，扩展之外的冲激响应部分导致自干扰。

现有技术中存在延迟扩散检测电路，以估计射频信号中的延迟扩散。大多数现有延迟扩散传感器是为单载波系统设计。例如，编号5,602,484 A1的美国专利中公开的现有技术的延迟扩散估计器在通过匹配滤波器操作的实现估计信道之后，检测过度延迟扩散的存在。编号6,028,901A1的美国专利中公开的另一现有技术的延迟扩散估计器实现匹配滤波器操作，以估计信道并提取信道的冲激响应。然而，对于多载波系统，现有技术提议的信道估计过程是高计算复杂度的，这是因为其涉及快速傅立叶变换(“FFT”)继之以逆快速傅立叶变换(“IFFT”)，以提取信道冲激响应。

本发明通过贡献用于在通信系统中检测过度延迟扩散的存在的方法与接收器，推进了现有技术。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供一种方法，其用于操作接收器，以检测接收信号中过度延迟扩散的存在，所述方法包括：计算所述接收信号的两个段的相似度的量化估计QE，其中计算所述量化估计QE包括利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分；以及基于所述量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散。

根据本发明的一个方面，提供一种接收器，其包括：用于计算接收信号的两个段的相似度的量化估计QE的装置，其中计算所述量化估计QE包括利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分；以及用于基于所述量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散的装置。

根据本发明的一个方面，提供一种方法，其用于操作第一通信单元，以检测在所述第一通信单元与第二通信单元之间的通信信道中过度延迟扩散的存在，所述方法包括：在所述通信信道上从所述第二通信单元接收信号，所述信号具有第一段与第二段；以及基于所述第一段与所述第二段的相似度的量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散，其中利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示来确定所述量化估计，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分。

根据本发明的一个方面，提供一种用于适配通信单元中的接收器的方法，所述方法包括：接收信号，该信号是连同第一段与第二段一起发送的；基于所述第一段与所述第二段的相似度的量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在过度延迟扩散，其中利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示来确定所述量化估计，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分；以及基于所检测到的在所述信号中存在所述过度延迟扩散，适配所述接收器，以响应在所述接收信号中存在所述过度延迟扩散的确定。

根据下面的具体实施方式，连同所附绘图，本发明的前述形式以及其它形式、特性与优点将变得更加显然。具体实施方式与绘图仅仅是对本发明的阐释，而非限制由所附权利要求书及其等价物所定义的本发明的范围。

附图说明

图1阐释包括循环前缀与循环后缀的已知OFDM码元周期的时间线；

图2阐释用于实现本发明的各种方法的发送器与接收器的框图；

图3阐释接收信号的示例性框图，该信号呈现与本领域已知相类似的属性；

图4阐释接收信号的示例性框图，该信号呈现由过度延迟扩散导致的不类似的属性；

图5阐释表示遵照本发明的过度延迟扩散检测方法的流程图；

图6阐释表示遵照本发明的量化估计方法的一个实施例的流程图；

图7阐释表示遵照本发明的过度延迟扩散检测方法的一个实施例的流程图；

图8阐释采用本发明的各种方法的一对通信单元的交互；和

图9阐释表示遵照本发明的通信系统适配方法的一个实施例的流程图。

具体实施方式

本发明的优选实施例涉及多载波通信系统，例如，正交频分复用(“OFDM”)与OFDM变种(例如扩展OFDM)，并且也可用于使用循环前缀和/或后缀的其它类型的调制方法。图1中阐释了一个示例性的OFDM码元10，其具有循环前缀与后缀。进一步地，发送器可使用现有技术的OFDM同步码元格式，以发送具有两个相同段的信号，例如图3中所阐释的那样。

图2阐释示例性的OFDM发送器组件，其为IFFT 20与并行到串行转换器(“PSC”)21的形式，其用于周期性地生成同步码元，如本领域已知的那样。同步码元包括已知或未知的数据码元DS₁-DS_x的序列，其在双号OFDM子载波上发送，还包括空码元NS₁-NS_x，其在未使用的单号OFDM子载波上发送。本领域技术人员将意识到，可在邻近信道带宽边沿的子载波上包括额外的空码元，以提供频率保护频带，以简化实际实现问题。这些邻近频带边沿的额外的空码元不影响相似度属性，如这里其后描述的那样。

数据码元DS₁-DS_x与空码元NS₁-NS_x交织，产生发送波特波形BW。在不存在过度延迟扩散时，由OFDM接收器30接收的波特波形BW将包括两个相同的段(例如，图3中阐释的段FH1与段SH1)，其具有相似度，该相似度在经由通信介质传播到接收器30之后得到保持(忽略噪声)。然而，当存在过度延迟扩散时，由接收器30接收的波特波形BW将包括两个不相似的段(例如，图4中阐释的第一段FH2与第二段SH2)。

特别地，假定码元持续时间为L，且FFT大小为N，保护间隔为(L-N)。该保护间隔也称为循环扩展，其可以是循环前缀、循环后缀、或者包括循环前缀与后缀两者的分割循环扩展。出于便利对本发明的理解的目的，这里描述的各种实施例是基于分割循环扩展，如图1、图3与图4所阐释的那样。而且，这些描述是基于信道冲激响应的长度(也称为延迟扩散)为M，且信道冲激响应为因果性的，并具有从0到M-1的离散采样。根据这些描述，本领域普通技术人员将意识到，本发明适用于其它循环扩展类型以及连续时间波形和信道。当M小于L-N个采样的保护间隔(接收信号的最大无失真延迟扩散)时，波特波形BW的两个相似部分将是[(L-N+1)到(L-N/2)]和[(L-N/2+1)到L]。在本发明中，已确定任何超过M个采样的延迟扩散将扰乱这些部分中的同步码元的相似度属性。为决策是否存在超过M个采样的延迟扩散，OFDM接收器30实现遵照本发明的过度延迟扩散检测方法。

图5阐释表示本发明的过度延迟扩散检测方法的流程图40。在流程图40的S42阶段，包括数据码元DS₁-DS_x和空码元NS₁-NS_x，继之以图2中所示的变换与转换的信号在穿过具有长度为M的信道冲激响应的通信信道之后，由OFDM接收器30接收。在流程图40的S44阶段，由OFDM接收器30进行接收信号的两个段的相似度的一或多个量化估计。在一个实施例中，在S44阶段期间实现遵照本发明的量化估计方法。

图6阐释表示本发明的量化估计方法的流程图50。在流程图50的S52阶段，确定和/或获取适宜的变量的值(如果其先前已被确定的话)。在典型的实施例中，基于系统参数预先确定码元持续时间L、FFT大小N、以及N的一小部分m的值，而值S(1)、S(2)、…、S(L)为接收同步码元的信号采样。

在流程图50的S54阶段，计算量化估计QE₁、量化估计QE₂、或量化估计QE₃。遵照下面的方程[1]执行量化估计QE₁的计算：

${\mathrm{QE}}_1=\frac{20}{P}{\log }_{10}\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P}\right)---\left[1\right]$

在优选实施例中，P＝1，但也可使用其它的值，包括，但不限于，P＝2或P＝4。量化估计QE₁是接收信号中两个部分或段的数值比较，所述两个部分或段当不存在延迟扩散时是相似的，而当存在过度延迟扩散时是不相似的。方程[1]中的分子表示超过信号的开始(L-N)个采样(保护间隔)之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度。如果不存在过度延迟扩散，该数量应该在接收信号中的噪声的标准方差的量级，但如果存在过度延迟扩散的话，该数量将会大得多。分母表示信号中保持为相似的部分的最后m个采样中的噪声的平均幅度。这用作信号的相似部分的最初m个采样中的差分向量的平均幅度估计的归一化因子。假定了延迟扩散小于(L-(N/2)-m)，并且相似部分的最后m个采样未遭破坏。如果不存在过度延迟扩散，噪声同等地破坏信号的分子段与分母段的预期的相似度，而量化估计QE₁将接近0dB；如果存在过度延迟扩散，过度延迟扩散与噪声破坏分子段的相似度的程度将大于仅噪声破坏分母段的程度，而预期量化估计大于0dB。

计算量化估计QE₂，以检测当接收信号同步处于早期时遇到的非因果性信道冲激响应的第0个采样之前的过度延迟扩散。为检测早期的过度延迟扩散，假定不存在晚期过度延迟扩散，遵照下面的方程[2]执行量化估计QE₂的计算：

${\mathrm{QE}}_2=\frac{20}{P}{\log }_{10}\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}\right)---\left[2\right]$

在方程[2]中，反转方程[1]的分子与分母的角色，这是因为早期的过度延迟扩散破坏了相似部分的最后m个采样，同时假定不出现晚期的过度延迟扩散，从而开始的m个采样未受破坏。

计算量化估计QE₃，以检测早期的或晚期的过度延迟扩散。遵照下面的方程[3]执行量化估计QE₃的计算：

${\mathrm{QE}}_3=\frac{20}{P}{\log }_{10}\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P+{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(3N/4)+n)-S(L-(N/4)+n)|}^P}\right)$

[3]

其中，现在预期的相似部分的开始遭到晚期的过度延迟扩散(如果其出现的话)的破坏，预期的相似部分的末尾遭到早期的过度延迟扩散(如果其出现的话)的破坏，而假定预期的相似部分的中央仅遭到噪声而非过度延迟扩散的破坏。

注意，上面的量化估计QE₁-QE₃是基于发送器发送具有两个相同的段的信号的假设进行计算的。本发明也可处理发送信号的两个段在复常数之内相同的情形，只要该常数在接收器30处已知。例如，如果频域数据码元DS₁-DS_x与空码元NS₁-NS_x在单号而非双号子载波上交织，在不存在过度延迟扩散与噪声时，接收信号的第二段将等于第一段的负数。本发明可以或者在计算QE₁-QE₃之一之前补偿该已知常数，或者可修改方程[1]-[3]以将该常数纳入考虑。

再参照图5，在流程图40的S46阶段期间，基于量化估计，确定在接收信号之内存在或不存在过度延迟扩散。在一个实施例中，在S46阶段期间实现本发明的过度延迟扩散确定。

图7阐释表示本发明的过度延迟扩散检测方法的流程图60。在流程图60的S62阶段期间，将在S54阶段(图6)期间计算的量化估计与相应的检测门限进行比较。在一个实施例中，当在S54阶段期间计算量化估计QE₁时，比较量化估计QE₁与检测门限THR₁，当在S54阶段期间计算量化估计QE₂时，比较量化估计QE₂与检测门限THR₂，和/或当在S54阶段期间计算量化估计QE₃时，比较量化估计QE₃与检测门限THR₃。

优选地，选择检测门限THR₁-THR₃，以便对于系统使用期间预期的信道类型与信噪比和信扰比获取高检测概率与低虚警概率。检测概率是给定信道具有过度延迟扩散，检测到过度延迟扩散存在的概率，而虚警概率是给定信道不具有过度延迟扩散，错误地检测到过度延迟扩散存在的概率。对检测门限THR₁-THR₃的数值范围不存在限制。而且，所有检测门限THR₁-THR₃可以是相同的(例如，7dB)，或者三个检测门限THR₁-THR₃之一或全部可以是不同的。

在流程图60的S64阶段期间，当S62阶段的比较确定计算的量化估计等于或大于相应的检测门限(即，QE₁≥THR₁，QE₂≥THR₂，和/或QE₃≥THR₃)时，假定存在过度延迟扩散。

再次参照图5，在S46阶段完成时，流程图40终止。对于其后每一传播到接收器30的信号，将实现流程图40，其中在S54阶段(图6)的实现期间，分别考虑到想要的早期、晚期、或早期/晚期过度扩散延迟检测，计算量化估计QE₁、量化估计QE₂、或量化估计QE₃。

图8阐释通信单元70与通信单元80。通信单元70包括接收器71与发送器72，而通信单元80包括接收器81与发送器82。在通信单元70和/或通信80之内采用本发明，以确定通信单元70与通信80之间的通信信道90中的过度延迟扩散的存在。在一个实施例中，接收器71接收由发送器82发送，穿过通信信道90的信号S。由接收器71接收的信号S或者在如图3中所示的那样，在通信信道90中不存在过度延迟扩散时，具有呈现相似属性的段，或者在如图4中所示的那样，由于在通信信道90中存在过度延迟扩散，具有呈现不相似属性的段。在接收信号S时，接收器71实现由图5中所示的流程图40表示的本发明的过度扩散检测方法，以基于接收信号的两个段的相似度的量化估计，确定在通信信道90中是否存在过度延迟扩散。在一个实施例中，如果接收器71检测到在通信信道90中存在过度延迟扩散，则发送器72向接收器81发送消息M1，以指示在通信信道90中检测到存在过度延迟扩散。如果接收器71检测到在通信信道90中不存在过度延迟扩散，可选地，发送器72可向接收器81发送消息M2，以指示在通信信道90中不存在过度延迟扩散。

图9阐释表示遵照本发明的通信系统适配方法的流程图100。为便利对本发明的通信适配方法的理解，将基于接收器71(图8)与发送器72(图8)对流程图100的实现来描述流程图100。

在流程图100的S102阶段期间，接收器71实现由图5中所示的流程图40表示的本发明的过度扩散检测方法，以基于接收信号的两个段的相似度的量化估计，确定在接收信号中是否存在或不存在过度延迟扩散。

在流程图100的S104阶段期间，基于任何在接收信号S中检测到的过度延迟扩散的存在，适配接收器71(图8)和/或接收器81(图8)。在一个实施例中，接收器71和/或接收器81的适配包括确定用以插值和/或平滑用于OFDM信号的子载波的复杂信道增益估计的滤波器的系数。该滤波器为信道估计滤波器。当OFDM信号在特定子载波上包括已知或导频码元时，接收器71和/或接收器81将接收的导频码元与已知的发送的导频码元值进行比较，以测量包括导频码元的子载波上的复杂信道增益。在每一具有导频码元的子载波上重复该过程，以获取一组测量。然而，这些测量有时噪声过高而难以直接使用，因此对于包括导频码元的子载波之间的复杂信道增益的值，可使用滤波来减小噪声(平滑)并插值。在存在过度延迟扩散时，子载波之间的复杂信道增益相关度减小，而信道估计滤波器应进行较少的平滑，以改善对增大的信道变化的追踪。这样，当存在过度延迟扩散时，可增加信道估计滤波器带宽(滤波器的带宽与滤波器系数的傅立叶变换有关)。

在第二实施例中，在接收器71和/或接收器81中存储具有不同带宽的两个信道估计滤波器，而滤波器的系数的确定包括基于过度延迟扩散的存在，选择滤波器之一的系数。

本领域普通技术人员将意识到，接收器71和/或接收器81的适配是基于过度延迟扩散的存在，也可有利地施行于接收器的其它部分、方法与算法。

在流程图100的S106阶段期间，基于任何在接收信号S中检测到的过度延迟扩散的存在，适配发送器72(图8)和/或发送器82(图8)。在一个实施例中，基于在接收信号中检测到过度延迟扩散的存在，适配发送器72和/或发送器82使用的循环前缀长度。

在流程图100的其它可供选择的实施例中，可省略S104阶段或S106阶段。

再次参照图8，当接收器71检测到存在过度延迟扩散时，可适配接收器71，而无需通信单元70从发送器72发送消息M1或消息M2。然而，优选当适配发送器72时，通信单元70向通信单元80发送消息M1。在这样的情形中，消息M1优选地包括关于发送器72的适配的额外信息，据此将发送信号属性的变化通知给通信单元80。至于通信单元80，如果要基于由接收器71检测到的过度延迟扩散的存在来适配接收器81或发送器82，要求发送消息M1，以将检测到的过度延迟扩散的存在通知给通信单元80，据此可适当地适配接收器81和/或发送器82。

接收器30(图2)、接收器71(图8)、发送器72(图8)、接收器81(图8)与发送器82(图8)可采用硬件(模拟或数字)、软件、或硬件与软件的任何组合来实现本发明的一或多个方法的各种阶段。

可以以其它特定形式来实施本发明，而不偏离其实质或本质特征。例如，线性与叠加的数学原则可允许重新排序所述实施例的特定步骤，或允许额外的特定实施例具有基本上相同的功能，且这样的变形处于本发明的范围之内。在另一示例中，在确定存在过度延迟扩散时，可以针对各种窗口大小和/或开始位置确定这里公开的度量，以便确定过度延迟扩散的长度。所述实施例应被当作仅为阐释性的而非限制性的。因此，本发明的范围仅由所附权利要求书而非由前面的描述来指示。在权利要求的等价物的含义与范围之内的所有变化均包含在其范围之内。

本发明不限于多载波通信系统。例如，可以在传统的单载波系统中周期性地发送具有相似段的波形。这样，通过适宜地重新定义变量，可施行本发明提供的方法，以检测过度延迟扩散的存在。

Claims (10)

1.一种方法，其用于操作接收器，以检测接收信号中过度延迟扩散的存在，所述方法包括：

计算所述接收信号的两个段的相似度的量化估计QE，其中计算所述量化估计QE包括利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分，其中所述量化估计QE计算是基于以下假设：即，接收信号对应于以两个相同段或者以在复常数内相同的两个段发送的信号；和

基于所述量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述量化估计QE的计算是遵昭.

$\mathrm{QE}=\frac{20}{P}\log 10\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P}\right),$

其中，L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，m是N的一小部分，S是信号采样，P是整数。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述量化估计QE的计算是遵照：

$\mathrm{QE}=\frac{20}{P}\log 10\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}\right),$

其中，L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，m是N的一小部分，S是信号采样，P是整数。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述量化估计QE的计算是遵照：

$\mathrm{QE}=\frac{20}{P}\log 10\left(\frac{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(N/2)-m+n)-S(L-m+n)|}^P+{|S(L-N+n)-S(L-(N/2)+n)|}^P}{\frac{1}{m}\underset{n=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{|S(L-(3N/4)+n)-S(L-(N/4)+n)|}^P}\right)$

其中，L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，m是N的一小部分，S是信号采样，P是整数。

5.一种接收器，其包括：

用于计算接收信号的两个段的相似度的量化估计QE的装置，其中计算所述量化估计QE包括利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分，其中所述量化估计QE计算是基于以下假设：即，接收信号对应于以两个相同段或者在复常数内相同的两个段发送的信号；和

用于基于所述量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散的装置。

6.一种方法，其用于操作第一通信单元，以检测在所述第一通信单元与第二通信单元之间的通信信道中过度延迟扩散的存在，所述方法包括：

在所述通信信道上从所述第二通信单元接收信号，所述信号具有第一段与第二段；和

基于所述第一段与所述第二段的相似度的量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在所述过度延迟扩散，其中利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示来确定所述量化估计，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分，其中所述量化估计QE计算是基于以下假设：即，接收信号对应于以两个相同段或者在复常数内相同的两个段发送的信号。

7.如权利要求6所述的方法，其进一步包括：

在确定在所述接收信号中存在所述过度延迟扩散时，向所述第二通信单元发送消息，所述消息指示在所述通信信道中存在所述过度延迟扩散。

8.如权利要求6所述的方法，其进一步包括：

适配所述第一通信单元关于确定在所述接收信号中存在所述过度延迟扩散的操作。

9.一种用于适配通信单元中的接收器的方法，所述方法包括：

接收信号，该信号是连同第一段与第二段一起发送的；

基于所述第一段与所述第二段的相似度的量化估计，确定在所述接收信号中存在或不存在过度延迟扩散，其中利用超过所述接收信号的开始(L-N)个采样之外的长度为m个采样的差分向量的平均幅度的表示来确定所述量化估计，其中L是码元持续时间，N是快速傅立叶变换大小，并且m是N的一小部分，其中所述量化估计QE计算是基于以下假设：即，接收信号对应于以两个相同段或者在复常数内相同的两个段发送的信号；和

基于所检测到的在所述信号中存在所述过度延迟扩散，适配所述接收器，以响应在所述接收信号中存在所述过度延迟扩散的确定。

10.如权利要求9所述的方法，其中所述适配所述接收器的动作包括确定所述接收器中的信道估计滤波器的一个或多个系数。

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