CN100433524C - 数字有源功率因数校正方法及其装置、ic - Google Patents

Abstract

一种功率因数校正方法及其装置、IC，该功率因数校正装置包括：变换电路、基准电路、控制电路和辅助电路；其特征在于，所说的基准电路至少包括依次相连的输出电路的电压信号采样电路、电压信号检测或A/D电路、基准逻辑电路和基准输出电路；所说的基准信号送控制电路生成脉冲。

Description

数字有源功率因数校正方法及其装置、IC

本申请是申请日为2003年1月27日、申请号为03808179.2、发明名称为“含待机功能的绿色开关电源及其IC”的申请的分案申请。

技术领域

本发明属于开关电源设计技术领域，特别涉及一种数字处理高品质有源功率因数校正(以下指PFC)方法及其装置、IC。

背景技术

关于PFC，有单相PFC和三相PFC，CCM(连续电流模式)或DCM(非连续电流模式)，升压、升压+降压和反激式变换，与DCM相配套的有恒频控制、恒定导通时间控制和等面积控制等技术，与CCM相配套的有峰值电流控制、平均电流控制和滞环电流控制等技术，硬开关和软开关技术，等等。不管上述公知技术如何分类和定义，如何使用各种变换电路及控制技术，各种PFC装置均可简化为：变换电路，包括功率管、变压器或电感、输出电路，其中，采用软开关变换还有一只或一只以上辅助功率管及其软开关变换电路，反激式变换使用变压器；反馈电路，包括采样电路、误差放大器，采样电路采样输出电路的电压信号送误差放大器(其频带宽度一般取10-20Hz)输出误差信号；控制电路，包括脉冲调制电路和驱动电路，误差信号送脉冲调制电路，驱动电路驱动功率管，采用不同的变换电路和控制技术有不同的脉冲调制电路，但经常使用的有恒定导通时间控制电路(如UC3852，具体控制方法：当功率管导通时，电感电流上升，导通时间由误差放大器输出的误差信号确定；当功率管关断时，电感电流下降；当电感电流下降为零时，功率管再次导通，电路工作在DCM与CCM的临界点)、平均电流控制电路(如UC3854，有乘法器、电流误差放大器、PWM和振荡器)和反激式变换控制电路(与单端DC-DC变换控制电路相同)，如采用软开关变换还有软开关控制电路；辅助电路，在启动电路、保护电路、电压参考电路、EMC电路、交流整流电路等辅助电路中根据PFC装置的需要选取。为了防止PFC装置输出电压超过上限带来安全隐患，公知技术在设计反馈回路特性时，在选择输出电容的容量、功率因数、总谐波失真方面做了权衡或牺牲，这使得在重载时降低了功率因数、增加了总谐波失真；虽然如此，在输入电压超过设计值、或输出忽然由重载转为轻载时，由于电压误差反馈特性或输入电压滤波等原因，控制电路可能并不知道输出电压超过上限(如UCx852、UCx854、ML4803等参考设计)，存在安全隐患。

发明内容

本发明目的在于克服公知技术的不足之处，提出一种数字处理高品质PFC方法及其装置、IC。

本发明提出的一种数字处理高品质有源功率因数校正方法，其特征在于：采用基准电路和PFC基准信号，代替公知技术的反馈电路和误差信号，所说的基准电路至少包括依次相连的输出电路的电压信号采样电路、电压信号检测或模数变换(A/D)电路、基准逻辑电路和基准输出电路；所说的基准逻辑电路对数字化后的电压信号进行数字逻辑处理产生数字化基准信号，并对基准信号在设定的每个周期结束点进行调整，而在设定的每个周期内尽量保持基准信号不变；所说的周期为市电半周期的整数倍，每个周期的结束点与市电半周期的边沿同步(需市电同步输入)；或所说的周期远大于市电的半周期(可采用内部计时周期)；或所说的周期既不与市电半周期的边沿同步又不远大于市电的半周期，但要求对基准信号一次调整量较小(可采用内部计时周期)，以满足IEC 1000-3-2和IEC 1000-3-4标准的各项指标。

本发明提出的一种采用所述功率因数校正方法的功率因数校正装置，包括：变换电路，包括功率管、变压器或电感、输出电路；基准电路；控制电路，包括脉冲调制电路和驱动电路，基准信号送脉冲调制电路控制脉冲生成；辅助电路，包括交流整流电路，和在启动电路、保护电路、电压参考电路、EMC电路等辅助电路中根据PFC装置的需要选取。

本发明所述的功率因数校正装置，其特征在于，所说的脉冲调制电路包括比例电流电路、定时电路、脉宽调制逻辑电路、电流放大器和振荡器，其连接关系为：比例电流电路的输入为PFC基准信号，其输出为两路比例电流送入该定时电路，定时电路的一对数字信号送该脉宽调制逻辑电路，脉宽调制逻辑电路返回一对数字信号到该定时电路，电流放大器的输出信号送定时电路，振荡器输出信号到脉宽调制逻辑电路，最后由脉宽调制逻辑电路输出脉冲信号。所说的脉冲调制电路各部分在后面的叙述中将结合附图做进一步的描述。

本发明所述的功率因数校正装置，采用功率因数校正IC，该IC至少集成了部分基准电路；该IC还集成了部分控制电路。

本发明的特点及良好效果：采用数字处理高品质PFC，具有突出的技术优势和高品质，能有效降低成本和提高品质。

附图说明

图1为优选、数字处理高品质的非限定PFC原理示意图。

图2为另一种优选、数字处理高品质的非限定PFC原理示意图。

图3为优选、简化数字处理高品质非限定PFC原理示意图。

上述所有附图标注的电压值和电阻值为非限定值，可根据设计目标和需求而设定为其它值；MOS管或三极管一般可改变驱动与三极管或MOS管互换。

具体实施方式

下面结合本发明非限定实施例和附图做阐述。

图1、图2、图3，可作为独立使用的P FC，虚线框内为IC电路。R3检测PFC电感Lp电流，PFC电流(即Lp电流)基准输出滤波电容Cir和大功率管Qp可外置或集成于IC内。UD，市电整流同步输入，RV，高压高阻限流电阻。Rh、RI，PFC输出电压信号采样电路，不滤波或滤去大于约数千Hz的高频噪声；VA，电压信号检测，采用四电压比较器输出高高压Vhh、高压Vh、低压VI、低低压VII信号，或一个A/D(模/数)转换器。IR0，PFC电流基准输出累加器(根据溢出输出转换为电容Cir电压，为PFC电流提供基准，是一种D/A(数/模)转换；但电容Cir电压与IR1乘反比)；IR1，当前PFC电流基准输出寄存器；IR2，PFC电流基准输出寄存器；IR3，大周期PFC平均电流基准输出寄存器；II，当前PFC电流基准输出寄存器(IR1)大周期累加器；CT，大周期计数器；IR0、IR1、IR2、IR3(根据精度需求)优选8位或9位，CT(大周期应大于市电周期，可在较宽范围内选取)优选12位，则II优选20位或21位。

图1，PFC电流基准产生逻辑(即数字处理单元，IR Logic)：应在上电复位后延时若干，PFC Logic置允许信号，完成PFC软启动特性，同时置IR2和IR3为其最大值的一半，II和CT复位；一个大周期完成，由II得大周期电流基准输出平均值装入IR3，启动新的大周期；电压检测0000(指Vhh＝0、Vh＝0、VI＝0、VII＝0，只有0000、0001、0011、0111、1111五种状态)，IR1置最大值(stf)，防止PFC输出电压跌落太多；电压检测1111，IR1置0(cl0)，PFC Logic置禁止信号，防止PFC输出电压超过上限，在电压检测恢复到0011后，PFC Logic置允许信号；电压检测非0000或非1111，而且PFC Logic为允许，IR2装入IR1；电压检测0000到0001或1111到0111，IR3装入IR2，使用大周期平均电流基准；电压检测0111到0011再到0111，IR2下调，搜索实际的IR2值；电压检测0011到0001再到0011，IR2上调，搜索实际的IR2值；对于较稳定的负载，IR2下调或上调，减一或加一即可；对于变化较大的负载，可采用一个调整当量寄存器，如果IR2为连续下调或连续上调，则调整当量寄存器增加，否则调整当量寄存器减少，因此，IR2下调或上调，为IR2减或加调整当量寄存器；可采取限制措施保证IR2大于指定值，使PFC工作在连续电流模式。

图2，PFC电流基准产生逻辑(IR1 Logic)：与上述IR Logic原理基本相似，所不同的是，IR2的变更(下调或上调或装入)，与UD的上升沿或下降沿同步(以下简称UD同步，即市电半周期同步)；电压检测0000到0001或1111到0111，UD同步IR3装入IR2；电压检测0111，UD同步IR2下调；电压检测0001，UD同步IR2上调；电压检测0011不动作，因此可将Vh、VI合并为一个信号，仅有0000、0001、0111、1111四种状态，但不合并IR2将减少变更频率；因此，在市电的半周期内PFC电流基准恒定。

图3，PFC电流基准产生逻辑(IR2 Logic)：应在上电复位后延时若干，置PFC Logic允许信号，完成PFC软启动特性；电压检测1111，PFC Logic置禁止信号；UD同步电压检测0111，PFC电流基准置Ri1；UD同步电压检测0011，PFC Logic置允许信号，PFC电流基准置Ri2；UD同步电压检测0001，PFC电流基准置Ri3；UD同步电压检测0000，PFC电流基准置Ri4；Ri1、Ri2、Ri3、Ri4电流基准(由小到大排列，方案1：25％，50％，75％，100％；方案2：40％，60％，80％，100％；不同方案，VA需做相应调整)，可视为D/A变换，因此，可设计为4位D/A变换，IR2 Logic则设计为更复杂的逻辑，根据电压检测计算出更精确的PFC电流基准，但应保证PFC电流基准的变更与UD同步。

上述图1、图2、图3PFC电流基准产生逻辑单元，可直接替代UC3854(或类似IC)的误差放大器，构成新的更安全、更可靠、高品质的连续电流模式控制IC；或直接替代UC3852(或类似IC)的误差放大器，构成新的更安全、更可靠、高品质的非连续电流模式恒导通时间控制IC。

图1、图2、图3PFC可以是平均电流模式，工作在CCM或DCM(但对DCM，R3检测PFC电流须滤波后送-4放大器)；-4为PFC电流放大器，PFC电流放大器输出送定时电路；Imk为比例电流电路，由三只三极管或MOS管组成，一只电流基准输入，二只比例电流输出；定时电路，由两只比例电容(图中为30PF和15PF，IC内或外置，以下简称Ct2和Ct1)、为比例电容放电的二只三极管或MOS管(Ta、Tb)、两个监视比例电容电压的放大器(Aa、Ab)组成，一对数字信号输入分别控制Ta、Tb开/关，Aa、Ab输出一对数字信号；PFC基准输出电路通过Cir、Ri(或直接)输出电流基准，由lmk产生相等的稳流为两只容量比为2∶1的电容稳流充电；PFC Logic(脉宽调制逻辑电路)原理是：与振荡器同步工作，但受PFCLogic允许信号控制；振荡器上升沿，PFC进入关断周期，即PFC功率管Qp关闭、PFC电感Lp电流下降，Ct2放电管Ta关闭并稳流充电，Ct1放电管Tb保持开启并Ct1电压保持为0；当Ct2的电压所表示的电流等于PFC电感电流时，即比较器Aa上升沿，Ct1放电管Tb关闭并稳流充电；当Ct1电压赶上Ct2的电压时，即比较器Ab上升沿，进入PFC开启周期，PFC功率管Qp开启、PFC电感Lp电流增加，Ct2放电管Ta和Ct1放电管Tb开启、Ct2和Ct1被放电为0电压，直到下一个振荡器上升沿结束、开始新的PFC周期；可以证明，此控制原理在连续电流模式和R3检测无需滤波的情况下，PFC为理想的平均电流模式，而且在Aa上升沿时Lp电流为平均电流。

图1、图2、图3所示VA电压信号检测，也可采用不为四个的检测输出信号，或A/D转换器(如一比特A/D等)输出电压值，因此可理解VA为A/D变换、PFC电流基准最终产生为D/A变换器(或基准输出电路)，但PFC电流基准产生逻辑(或基准逻辑电路)应符合下述原则：VA输入不滤波或滤去高频噪声；最好有Vhh逻辑，当PFC处于Vhh＝1时，PFC禁止，防止PFC输出电压超过上限；最好有VII逻辑，当PFC处于VII＝0时，PFC置较大或最大电流基准，防止PFC输出电压跌落太多，为了便于使用过程中的监视，最好输出VII监视信号(原理是在VII＝0时输出监视信号，图中未画出)；虽然Vhh和VII可选，但有Vhh和VII PFC将更安全更合理；非Vhh＝1或非VII＝0时，PFC在较大周期内保持PFC电流基准恒定，即在较大周期开始或结束时调整一次电流基准，而且，较大周期最好与市电的半周期整数倍的边沿同步，或远大于市电的半周期，或PFC电流基准调整较小；根据VA输入A/D和PFC电流基准产生D/A变换的复杂性，可采用更精确的PFC电流基准产生逻辑。因此，上述PFC技术的电流基准产生逻辑可用单片机等有数字处理能力的IC实施。

因此，本发明数字处理PFC控制电路，具有理想的功率因数(可等于1)，和理想的总谐波失真(可等于0)，是高品质的PFC控制电路。

Claims (4)

1、一种数字处理有源功率因数校正方法，其特征在于：

功率因数校正基准信号在设定的每个周期结束点进行调整；所说的周期为市电半周期的整数倍，每个周期的结束点与市电半周期的边沿同步；或所说的周期大于市电的半周期；或所说的周期既不与市电半周期的边沿同步又不大于市电的半周期，但基准信号一次调整量较小，以满足IEC1000-3-2和IEC1000-3-4标准的各项指标。

2、一种采用如权利要求1所述方法的功率因数校正装置，包括：变换电路、基准电路、控制电路和辅助电路；其特征在于，所说的基准电路至少包括依次相连的输出电路的电压信号采样电路、电压信号检测或A/D电路、基准逻辑电路和基准输出电路；所说的基准信号送控制电路生成脉冲。

3、一种采用如权利要求1所述方法的功率因数校正IC，其特征在于，至少集成了部分基准电路，所说的基准电路至少包括依次相连的电压信号检测或A/D电路、基准逻辑电路和基准输出电路；所说的基准信号送控制电路生成脉冲。

4、如权利要求3所述的功率因数校正IC，其特征在于，还集成了控制电路的脉冲调制电路，所述脉冲调制电路包括比例电流电路、定时电路、脉宽调制逻辑电路、电流放大器和振荡器，其连接关系为：比例电流电路的输入为功率因数校正基准信号，其输出为两路比例电流送入该定时电路，定时电路的一对数字信号送该脉宽调制逻辑电路，脉宽调制逻辑电路返回一对数字信号到该定时电路，电流放大器的输出信号送定时电路，振荡器输出信号到脉宽调制逻辑电路，最后由脉宽调制逻辑电路输出脉冲信号。

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