CN100375294C - 射频(rf)放大器电路及金属氧化物半导体场效晶体管器件 - Google Patents
射频(rf)放大器电路及金属氧化物半导体场效晶体管器件 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供一种非对称梯形栅极(ATG)金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，包括多个具有一栅极的非对称梯形栅极(ATG)MOSFET单体。每一单体的源极区与漏极区之一是与相邻的单体共享。该些单体是以并联的方式连接而提供所需的驱动电流并降低驱动电容。非对称梯形栅极(ATG)MOSFET是应用于高频的射频(RF)放大器。
Description
技术领域
本发明是涉及一种具有低电容的MOSFET(金属氧化半导体场效晶体管)，特别涉及此种MOSFET的结构及其在电路上的实用。
背景技术
在传统的MOSFET栅极的结构中，源极侧的接面(junction)以及米勒效应所分别造成的内部电容与米勒效应电容是MOSFET中最主要的寄生效应。通过MOSFET的小信号分析可以得知，米勒效应电容会对栅极-漏极间电容产生加乘的效果而导致在MOSFET中具有一大电容。这种大电容使MOSFET的性能大受影响。举例来说，这种大电容会造成接面的漏电流，因而增加待用状态(standby)时的功率损耗或信号损失。所以降低米勒效应电容与门极-漏极间电容是必需的。
达到上述目的的一个方法是降低漏极接面的宽度。藉此可以减小栅极-漏极电容值。由于米勒效应对栅极-漏极间电容的加乘效果，减小栅极-漏极间电容会使总电容值减小，也使MOSFET中的寄生效应降低。因此，随着寄生效应的降低，MOSFET的增益也提高了。另外，MOSFET在高频频宽的性能也会明显地受到栅极-漏极间电容及米勒效应电容影响而下降。
另外，有一种晶体管被称为非对称性梯形栅极(ATG)MOSFET，其栅极在漏极侧的宽度较源极侧的宽度短，而形成梯形。
P.Grignoux等人在“具有非直角栅极几何图形的MOSFET晶体管模型”一文中所提出的「Modeling of MOSFET Transistor withNon-rectangular-gate Geometries」中，揭示了一具有不规则形状栅极的MOSFET，但却忽略了二次效应，如基体效应(body effect)及信道长度调变(channel length modulation)。此外，P.Grignoux等人并没有提及ATG晶体管的频宽效应。
T.H.Kuo等人在“同心MOSFETs的非对称性与不匹配性”一文中所提出的「Mismatch and Asymmetric Characteristic of ConcentricMOSFETs」揭示了同轴晶体管的非对称性特性，包括了偏压及电流不匹配。T.H.Kuo等人并没有提及这种晶体管的频宽效应。
A.El-Hennaway等人在“TG-MOSFET的模型与特征”一文中所提出的「Modeling and Characterization of TG-MOSFET」揭示了一短信道梯形栅极MOSFET(TG-MOSFET)。A.El-Hennaway等人提供了仿真结果及模型分析，但却没有提到任何有关频宽的问题。
虽然非矩形栅极MOSFET的特性及结构已被提出，但这些组件在如高频信号的应用上却尚未进行深入的研究。
发明内容
为了克服现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一新式的ATG-MOSFET结构及其在电路上的应用，减小或避免寄生效应。
为了实现本发明的目的，本发明提供一种射频放大器电路，包括：一金属氧化物半导体场效晶体管，被建构成一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管；一输入阻抗，藕接至该金属氧化物半导体场效晶体管的栅极；以及一偏压阻抗，藕接于该金属氧化物半导体场效晶体管的漏极与一第一电压源之间；该射频放大器电路将从该输入阻抗所输入的一信号进行放大后，由该金属氧化物半导体场效晶体管的该漏极输出。
本发明亦提供一种非对称梯形栅极(ATG)MOSFET装置，包括多个并联的非对称梯形栅极(ATG)MOSFET单体。其中，每一单体具有一栅极、一源极区及一漏极区，每一单体的源极区与漏极区之一是与相邻的单体共享。
其中，每一单体的栅极是以与漏极区成45度角的方向向源极区逐渐加宽。
本发明将ATG-MOSFET应用于射频(RF)放大器电路中，利用ATG-MOSFET的特性减小寄生效应而增加了射频(RF)放大器的性能。
附图说明
为让本发明的上述目的、特征及优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并结合附图，作详细说明如下。
附图简要说明
图1A是单一RF低噪声放大器(LNA)的电路图；
图1B是一cascade的RF LNA的电路图；
图1C是一频率响应等效MOSFET放大器的电路图；
图2A是栅极-漏极间接面电容的频率响应等效MOSFET放大器电路图；
图2B是加入米勒效应电容的栅极-漏极间接面电容频率响应等效MOSFET放大器电路图；
图3是一ATG-MOSFET的布局图；
图4A是多个串连的ATG-MOSFET的布局图；
图4B是图4A中的ATG-MOSFET的电路图；
图5显示了单一LNA组件的性能；
图6A及图6B显示了单一ATG-MOSFET及对称性栅极MOSFET LNA的单元功率-频率增益(unity-power-frequency gain)及载波频率；
图7显示了cascade的ATG-MOSFET及对称性栅极MOSFET LNA的单元功率-频率增益(unity-power-frequency gain)及载波频率。
图中符号说明
100、110～RF电路；
300～ATG-MOSFET；
302～源极区；
304～漏极区；
306～栅极；
400-1、400-2、…、400-N～ATG-MOSFET单体；
CGD、CDS、CGS～电容；
CMiller、C’Miller、C”Miller～米勒效应电容。
具体实施方式
图1A是单一RF低噪声放大器(LNA)的电路图，其中使用了一MOSFET晶体管M1。图1B是一cascade的RF LNA的电路图，其中使用了两个串接的MOSFET晶体管M1及M2。图1C是图1A或图1B的小信号等效电路图，其中源极、漏极与门极端分别标示为S、D及G。栅极与漏极、漏极与源极、栅极与源极间的电容分别标示为CGD、CDS及CGS。在电容CGS两端的电压为VGS，另外还包括了一个电流源gmVGS，其中gm是MOSFET的跨导(transcoductance)系数，以及一MOSFET在夹断(pinch-off)区中的有限输出电阻ro。一般来说，CGD、CDS及CGS都很小，通常在1至3Pf之间。但是，依据米勒定律，CGD的值会被乘上一很高的数值，造成一大电容与CGS并联。这种加乘现象被称为米勒效应。其所造成的大输入电容由CGD及CGS的并联与输入信号源的输入电阻来表示，此大电容形成了一低通滤波器而影响了高频响应。电容CDS与负载阻抗并联，亦形成一低通滤波器。因此，电容CGD、CDS及CGS使放大器的增益在高频端急剧下降。
图2A是栅极-漏极间接面电容的频率响应等效MOSFET放大器电路图。图2A中的放大器提供一增益A。图2A中的电路图被重新整理成图2B，以突显米勒效应电容CMiller。假设在电容CGD两端的电压与增益A成正比，电容CGD因米勒效应而造成一等效大电容。从栅极端看入的米勒效应电容为
C’Miller＝(1+A)CGD………………(1)
而从漏极看入的米勒效应电容为
C”Miller＝(1+1/A)CGD………………(2)
假设电容CGD约为1至3pF之间，从式子(1)可以看出当增益A增加，米勒效应电容C’Miller大幅增加。在式子(2)中亦可以看出米勒效应电容C”Miller也大于电容CGD。由米勒效应所造成的大电容对于放大器在高速及高频的操作上非常不利。为了增加电路速度及放大器的频宽并同时保持增益不变，米勒效应电容必需减小。因此，CGD亦必需减小。
本实施例提供了一具有ATG结构的MOSFET，特别应用于RF放大器中。通过在漏极侧形成一较窄的信道，使栅极-漏极间接面面积减小而减小电容CGD。依据式子(1)及(2)，当CGD减小，米勒效应电容亦跟着减小。如此可使放大器具有较高的速度及较大的频宽。一般来说，漏极区的宽度会被控制在能够提供一介于0.02至0.5pF/μm的电容CGD。再者，形成一能提供低于0.35pF/μm的电容的漏极区也可以降低CGD并提供适当的漏极电流。
图3显示了一ATG-MOSFET 300的平面图，包括一源极区302、一漏极区304、一栅极306。源极区302及漏极区304的宽度分别为WS及WD。栅极306的长度为L。在MOSFET 300中，所能导通的最大驱动电流(IDMAX)是WS/L的函数。因此，在需要每一个MOSFET能够有较大的驱动电流的电路中，建构较大的WS/L比是必需的。这种应用可以在高频RF放大器中看到，如图1A及图1B中所示的电路100及110。驱动电流的大小可以在数mA之间，但还是端赖电路的参数而决定。
在ATG-MOSFET 300中，如果增加WS/L比会造成较大的宽WD而使WS/WD的比趋向1。这种现象使ATG-MOSFET减低米勒效应的优点消除。因此，具有较大WS/L比的ATG-MOSFET造成米勒效应的增加而不利于RF放大器在高频(如数百MHz以上)的操作速度及频宽。一般来说，市面上标示为高频组件的产品均操作在900MHz以上。举例来说，RF行动产器通常操作在900MHz、1800MHz或2.4GHz。军用组件甚至操作在更高的频率。
图4A显示了一ATG-MOSFET 400的平面图，ATG-MOSFET 400适用于高频RF放大器电路中。ATG-MOSFET 400是由多个ATG-MOSFET单体400-1、400-2、…、400-N串连所组成，且每两个相邻的ATG-MOSFET单体共享一源极区或漏极区。举例来说，ATG-MOSFET单体400-1具有一源极区402、一栅极404及一漏极区406，而ATG-MOSFET单体400-2与ATG-MOSFET单体400-1共享一漏极区406，更具有一栅极408及源极410。ATG-MOSFET单体400-3与ATG-MOSFET单体400-2共享一源极区410，更具有一栅极412及一漏极414。
图4B是ATG-MOSFET 400电路图，并显示了将ATG-MOSFET单体400-1、400-2、…、400-N并联的联机方式。联机420、422及424分别将栅极、漏极与源极并联。
ATG-MOSFET单体的并联使每一个单体400-1、400-2、…、400-N可以具有一较小的WD值及一适当的WS/WD比，并同时有减低米勒效应电容的功效。另一方面，ATG-MOSFET单体的并联提供了一由每一个单体的驱动电流加合而得到的总驱动电流，使在高频操作中的IDMAX是足够的。
因此，多个并联的ATG-MOSFET提供了一等效的MOSFET，此等效MOSFET可提供一大驱动电流IDMAX，并具有较小的米勒效应电容。再者，这种ATG-MOSFET 400的特殊结构同时也减小了总组件电容(devicecapacitance)。组件电容主要包括了CMiller(CGD的倍数)及一漏极与基底间的接面电容Cj。对于两个并联但不共享掺杂区(漏极或源极)的ATG-MOSFET单体来说，其总组件电容将会是：
2CMiller+2Cj
但是，由于ATG-MOSFET 400是在每两个单体间共享一个掺杂区，所以其总组件电容将会是：
2CMiller+Cj
因此，ATG-MOSFET 400的总组件电容小于等量分隔并联的ATG-MOSFET 400单体所产生的总组件电容。
在Cho等人所提出的「An Analytic Current-Voltage andCapacitance-Voltage Model of the Asymmetric-Trapezoidal-GateMOSFET」(Electron Device and Material Symposium，1997)中，揭示了适于做为ATG-MOSFET 400-1、400-2、…、400-N的组件。在Cho等人所提出的组件中，栅极是以与源极区成45度角的方向向漏极区变宽。
在Wong等人所提出的「A DC Model for Asymmetric TrapezoidalGate MOSFET’s in Strong Inversion」(IEEE Transactions on ElectronDevice，vol.45，no.7，July 1998)中，亦揭示了适于做为ATG-MOSFET400-1、400-2、…、400-N的组件。Wong等人揭示了ATG-MOSFET的优异性能。
在实际制作一使用于高频RF电路的ATG-MOSFET 400时，组件的等效WS，即每一单体400-1、400-2、…、400-N的WS的总和必需至少有200μm，且依电路对最大驱动电流IDMAX的需求而改变。
ATG-MOSFET的制造方法与传统的对称性栅极MOSFET非常类似。最大的不同处在于ATG-MOSFET的多晶硅层是使用梯形的布局形成。所以在此并不需要新的制造技术来产生这些优良的组件性能。
RF电路100及110是利用具有ATG-MOSFET 400特性的MOSFET组件以及相同结构但不同的电容参数来仿真其操作。这些特性是经由Cho等人所得到。RF电路100及110亦使用一具有对称性栅极的传统MOSFET进行仿真。数个具有不同尺寸的传统MOSFET使用「BSIMpro」进行量测及「BSIM3v.3」模型进行仿真，以提供一测试参考。接着，使用HP8510量测S参数。这种测量提供了MOSFET的RF特性以及可能导致寄生效应产生的漏电流路径。图5-7显示了仿真的结果。
图5显示了RF电路100的单元电流增益(unity-current-gain)频率(ft)特性。在图5中，x轴代表频率，y轴代表电流增益h21，h21是RF电路100的等效双端口网络(two port network)的四个参数的其中之一。在h21＝0dB时的频率被定义为单元电流增益频率ft。如图5所示，传统MOSFET与ATG-MOSFET的ft分别为9.83与10.7GHz。
图6A及6B显示了RF电路100的单元功率增益(unity-power-gain)频率(fmax)及ft。图7A及7B则显示了RF电路110的单元功率增益(unity-power-gain)频率(fmax)及ft。在图6A、6B、7A及7B中，fc代表载波频率，S21代表功率增益。S21是等效双端口网络中另一组四个参数中的其中之一。在功率S21＝0dB时的频率被定义为单元功率增益频率fmax。
等效双端口网络及其相对的参数组是为人所熟知的。举例来说，在K Chang，John Wiley & Sons，1994便对等效双端口网络有详尽的描述。
以下的表格摘要了在图5、6A、6B、7A及7B中的结果，其所使用的单位为GHz。
| 电路Circuit 100 | 电路Circuit 110 | |||
| ATG | 对 称Symmetric | ATG | 对 称Symmetric | |
| f<sub>c</sub> | 2.92 | 2.51 | 2.51 | 2 |
| f<sub>t</sub> | 10.7 | 9.83 | ... | ... |
| f<sub>max</sub> | 8.27 | 6.34 | 7.99 | 7.58 |
在上表中以电流增益及功率增益的角度可以看出，RF电路100及110的高频性能在使用ATG-MOSFET时均较使用传统的MOSFET时良好，且并不需大幅改变其制程。
本发明虽已以较佳实施例披露如上，但其并非用以限制本发明。任何熟知本领域技术者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰。因此本发明的保护范围当视权利要求并结合说明书与附图所界定者为准。
Claims (17)
1.一种射频放大器电路，包括：
一金属氧化物半导体场效晶体管，被建构成一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管；
一输入阻抗，藕接至该金属氧化物半导体场效晶体管的一栅极；以及
一偏压阻抗，藕接于该金属氧化物半导体场效晶体管的一漏极与一第一电压源之间；
该射频放大器电路将从该输入阻抗所输入的一信号进行放大后，由该金属氧化物半导体场效晶体管的该漏极输出。
2.如权利要求1所述的电路，其中该金属氧化物半导体场效晶体管具有一源极区、一漏极区及一栅极，该源极区的宽度大于该漏极区的宽度。
3.如权利要求2所述的电路，其中该漏极区的宽度小到足以减小该金属氧化物半导体场效晶体管的米勒效应电容，且提供了一电容值在0.02fF/μm与0.5fF/μm间的电容CGD。
4.如权利要求3所述的电路，其中该栅极以与该漏极区成45度角向源极区方向逐渐加宽。
5.如权利要求2所述的电路，其中该射频放大器是用以放大高于800MHz的信号。
6.如权利要求4所述的电路，其中该金属氧化物半导体场效晶体管包括多个并联的非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管，以导通该射频放大器的驱动电流。
7.如权利要求6所述的电路，其中每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管的栅极以与漏极区成45度角向源极区方向逐渐加宽。
8.如权利要求6所述的电路，其中每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管的漏极区宽度小到足以减小该金属氧化物半导体场效晶体管的米勒效应电容，且提供了一电容值在0.02fF/μm与0.5fF/μm间的电容CGD。
9.如权利要求1所述的电路，其中该射频放大器是用以放大高于800MHz的信号，其中该非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管具有多个非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体，每一单体的源极区与漏极区之一与相邻的单体共享。
10.如权利要求9所述的电路，其中该等非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体并联。
11.如权利要求10所述的电路，其中每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体的栅极以与漏极区成45度角向源极区方向逐渐加宽。
12.一种非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管器件，包括：
多个并联的非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体，每一单体具有一栅极、一源极区及一漏极区，每一单体的源极区与漏极区之一与相邻的单体共享。
13.如权利要求12所述的器件，其中该源极区的宽度大于该漏极区的宽度。
14.如权利要求13所述的器件，其中该漏极区的宽度小到足以减小该金属氧化物半导体场效晶体管的米勒效应电容，且提供了一电容值在0.02fF/μm与0.5fF/μm间的电容CGD。
15.如权利要求12所述的器件，其中每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体的栅极以与漏极区成45度角向源极区方向逐渐加宽。
16.如权利要求12所述的器件，其中该非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管装置的最大驱动电流等于每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体的最大驱动电流和。
17.如权利要求12所述的器件，其中每一非对称梯形栅极金属氧化物半导体场效晶体管单体的源极区与漏极区之一是与相邻的单体共享。
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