CN100373968C

CN100373968C - 改善干扰条件下的接收机性能

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Publication number: CN100373968C
Application number: CNB038265265A
Authority: CN
Inventors: 泽波·鲁苏; 马科·莱诺南
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Technologies Oy
Priority date: 2003-06-10
Filing date: 2003-06-10
Publication date: 2008-03-05
Anticipated expiration: 2023-06-10
Also published as: US7796560B2; EP1632099B1; WO2004110088A1; DE60332170D1; US20060209779A1; EP1632099A1; ATE464769T1; AU2003240165A1; CN1771749A

Abstract

本发明涉及设备(22)，包括通信系统收发机(40)，用于在第一频带上交换信号；以及接收机(30)，用于在第二频带上接收信号。为了改善接收机的性能，提出该设备包括处理部分(34)，检测对第二频带上的信号产生干扰的信号的存在。处理部分进一步基于对收发机(40)所使用发射定时进行指示的定时信息，确定干扰信号的定时模式。然后，处理部分在确定的定时模式所定义的间隔期间引起对到达接收机(30)的信号进行的处理，以降低由于来源于发射机(21)的干扰信号而引起的性能退化，发射机(21)和收发机(40)使用相同的发射定时。本发明同样涉及相应的方法。

Description

改善干扰条件下的接收机性能

技术领域

本发明涉及一种设备，包括通信系统收发机，用于在通信系统中通过无线接口在第一频带上交换信号；以及接收机，用于通过无线接口在第二频带上接收信号。本发明同样涉及一种用于改善这种接收机的性能的方法。

背景技术

从现有技术的状态可以得知，包括通信系统收发机的设备例如可以允许该设备通过某些通信网络进行GSM(全球移动通信系统)、US-TDMA(US时分多址或IS-136)、CDMA(码分多址)或者WCDMA(宽带CDMA)通信。此外，工作于不同于这种通信系统频带的接收机可以是例如卫星定位系统接收机，如GPS(全球定位系统)系统的GPS接收机或者DVB-T(陆地数字视频广播)系统的DVB-T接收机。工作于第一频带的通信系统收发机和工作于第二频带的接收机也可以共同实现于单一设备中，例如，在移动电话、PC(个人计算机)或膝上型电脑中。

但是，在第二频带上的宽带噪声到达接收机的时间间隔期间，接收机的性能会下降，因为这个宽带噪声可显著降低所接收信号的信号噪声比(SNR)。

尤其是，宽带噪声可以由如接收机一样集成在同一设备中的通信系统收发机产生，或者由这个设备外部的通信系统收发机产生。

例如，在GPS系统中，围绕地球运转的多个GPS卫星发射由GPS接收机接收并进行估计的信号。所有GPS卫星分别使用相同的两个载波频率L1和L2，分别为1575.42MHz和1227.60MHz。这些载波频率L1和L2的调制在图1中表示。在进行90度相移之后，正弦L1载波信号由每个卫星用在接收机端已知的不同C/A(粗捕获)码进行BPSK(二进制相移键控)调制。从而，不同卫星获得用于发射的不同信道。将频谱扩展为1.023MHz带宽的C/A码是每1023码片进行重复的伪随机噪声序列，码的历元是1ms。码片这个术语用于区分调制码的比特和数据比特。并行地，L1载波信号在衰减3dB之后用P码(精测距码)进行BPSK调制，并且L2载波信号在衰减6dB之前用相同的P码进行BPSK调制。在发射之前，将L1载波信号的两个不同调制部分再次进行相加。当前，L2载波信号仅携带P码。P码远长于C/A码。其码片率是10.23MHz，每7天重复一次。另外，当前对P码进行加密，因此，其通常被称为P(Y)码。使用P(Y)码所需的解密密钥是保密的，民用用户无法获得。因此，只有L1载波C/A码可用于民用GPS接收机中。

在将C/A码和P(Y)码调制到L1信号和L2信号之前，通过使用模2加法以50比特/秒的比特率将导航数据比特添加到C/A码和P(Y)码中。例如，可以对构成数据序列的导航信息进行估计，用于确定各个接收机的位置。由于多普勒效应，以及可能由于其它高阶动态应力，接收机接收的L1信号被进一步进行了调制。

接收调制卫星信号的GPS接收机的接收带宽与接收码相关。例如，如果GPS是基于L1载波C/A码的，则信号需要1575.42MHz±5MHz的频带。如果使用允许P码的接收机，则GPS接收机接收频带要宽的多，可能是1575.42MHz±24MHz。实际使用的GPS接收带宽进一步与实际实现方式有关，从而，前面提到的带宽用于示范目的。因此，所提到的GPS带宽将仅以实例方式在下面使用。

目前正在对GPS标准进行现代化。现代化的一个主要部件在于两个新的导航信号，除现有的1575.42MHz处的L1-C/A码的民用业务广播之外，这两个新的导航信号将可用于民用用途。

这些新信号中的第一信号将是位于1227.60MHz，也就是调制到L2载波频率上的C/A码，并且其将可用于非安全关键性应用中的普通用途。L2的新民用信号，称为“L2CS”，通常其特征在于具有两个1/2速率码的时分复用的1.023Mcps(兆码片每秒)有效测距码。将L2CS信号和P(Y)码一同BPSK调制到L2载波上。这个C/A码将最初可用于计划在2003年发射的首个GPS BLOCK IIF卫星。

新信号中的第二信号将使用位于1176.45MHz的第三载波频率L5。L5载波频率将用C/A码进行调制，更加具体地，用767,250码片的CL码和10,230码片的CM码进行调制。L5信号将提供10.23Mcps测距码，其中预计可实现改进的交叉关联特性。L5信号将是基于消息的。其将包括携带10符号诺伊曼/哈夫曼编码的I(同相)信道，以及携带20符号诺伊曼/哈夫曼编码的Q(正交)信道。I和Q信道将正交地调制到L5载波上。L5信号落在用于航空无线电导航的全球保护性频带上，因此，其将被保护以用于生命安全应用。此外，其将不会造成对现有系统的干扰。从而，不用对现有系统进行修改，L5信号的加入将使GPS成为用于多种航空应用以及如海运、铁路、地面、航运等所有地基用户的更加鲁棒的无线电导航业务。新L5信号将可用于计划在2005年开始发射的GPS BLOCK IIF卫星。

以目前的GPS卫星补充速率，所有三个民用信号，也就是L1-C/A、L2-C/A和L5的初步工作容量将在2010年之前可用，全部工作容量大约在2013年之前可用。

测量结果表明，若不采取措施，如果实现于同一设备中的GSM发射机使用单隙TX(发射)模式进行发射，则GPS接收机所接收GPS信号的SNR(信号噪声比)会下降2dB，如果实现于同一设备中的GSM发射机使用双隙TX模式进行发射，则将下降约3dB。

特别是工作于1900频带的通信系统，例如，被普遍称为PCS(个人通信系统)的GSM1900，以及工作于1800频带的通信系统，例如，被普遍称为DCS(数字通信系统)的GSM1800，当使用支持C/A码的GPS时，将在1575.42MHz±5MHz的这个GPS L1频带上产生宽带噪声。当使用新L2和L5频率GPS信号时，则较低频率GSM信号，也就是GSM900和GSM800，将与GSM1800对于L1 GPS信号一样，产生相同的宽带噪声问题。

但是，GPS接收机要求所接收的卫星信号具有足够的SNR，以能够基于其C/A码正确地捕获和跟踪信号，从而能够使用其内容。GPS接收机以特别低的SNR接收信号的性能要好于在短时间间隔期间根本未接收任何信号的性能。

通常在扩展频谱系统中，AGC(自动增益控制)基于噪声电平调整所接收的信息信号电平，以进行A/D(模拟到数字)转换。在正常的工作条件下，噪声来自背景噪声，其具有固定的功率电平。当噪声电平快速增加并且AGC试图将到来的信号调整为某个适当的电平以进行A/D转换时，问题出现了。快速变化的高噪声电平可以引起A/D转换器饱和，并且该信号的振幅会被削波。如果信号在转换中被削波，则会丢失某些信息信号，从而接收机性能会下降。

如果同一区域内的多个通信系统收发机同时进行发射，则外部干扰也可以完全阻塞GPS接收机的工作。

为了进行描述，图2表示一个通信系统，其带有通信网络的基站10、包括GSM收发机的第一移动台MS1 11以及包括GSM收发机和附加地GPS接收机的第二移动台MS2 12。第一移动台11和第二移动台12可在上行链路和下行链路传输中与基站交换信号。在两个移动台11、12中任何一个的上行链路传输期间，在GPS频带上产生宽带噪声，这个宽带噪声会干扰第二移动台12的GPS接收机的性能。为了在第一移动台11进行GSM传输期间检测到第二移动台12的GPS接收机处的噪声增加，第一移动台11必须接近于第二移动台12。这是因为，当发射机和接收机之间的距离增加时，会增加传播损耗，也就是空中接口的衰减。

例如，在GPS情况下的相同问题可发生于使用伽利略接收机而非GPS接收机时。伽利略是欧洲卫星定位系统，计划在2008年开始进行商业运行。伽利略包括30个卫星，其分布在三个圆形轨道上，以覆盖整个地球表面。卫星将进一步由地面站的全球网络进行支持。伽利略计划将提供十个右旋圆极化(RHCP)导航信号，在1164-1215MHz频率范围内使用载波信号E5a和E5b，在1215-1300MHz内使用载波信号E6，以及在1559-1592MHz内使用载波信号E2-L1-E1。与GPS类似，载波频率E5a、E5b、E6和E2-L1-E1将由每个卫星用多个扩展频谱的PRN码和数据进行调制。从而，GSM发射机可同样会在伽利略使用的频带内产生宽带干扰。

显然，在使用其它类型通信系统收发机和/或其它类型接收机的情况下，同样会因为通信系统收发机的发射造成相似情况下接收机的性能下降。

在美国专利No.6,107,960中提出一种方法，用于降低联合卫星定位系统接收机和通信系统收发机设备中的交叉干扰。当通信收发机在通信链路上发射数据时，将控制信号从通信系统收发机发射至卫星定位系统接收机。控制信号使来自卫星的卫星定位系统信号被阻塞于卫星定位系统接收机的接收电路，或者被卫星定位系统接收机的处理电路所忽略。在GSM收发机使用单隙TX模式的情况下，得到的性能退化通常是0.6dB＝(10*log10(1/8)。

但是，这个方法仅能够在干扰信号是由与卫星定位系统接收机集成在同一设备中的通信系统发射机生成的情况下，改善卫星定位系统接收机的性能。

与卫星定位接收机系统类似的性能退化将同样出现在DVB-T接收机系统中。

DVB-T在1997年被首次采用，并且目前在欧洲、澳大利亚和亚洲迅速发展。DVB-T向固定接收机提供大约24Mbit/s的数据传输容量，向使用全向天线的移动接收机提供大约12Mbit/s的数据传输容量。DVB-T的某些显著技术特征包括以下内容：DVB-T提供大约4.98至31.67Mbit/s范围的每频率信道净比特率(R)，并且以8MHz信道间隔工作于470-862MHz的UHF范围内。在174-216MHz的VHF范围内，信道间隔为7MHz。可以使用单频率网络。DVB-T使用运用QAM(正交幅度调制)，16QAM或64QAM载波调制的编码正交频分复用(COFDM)多载波技术。子载波数量可以是在1705(2K)和6817(8K)之间。内部前向纠错编码(FEC)使用码率为1/2、2/3、3/4、5/6或7/8的卷积编码，而外编码方案使用里德-索罗门(204,188，t-8)编码。外比特交织使用深度为0.6-3.5ms的卷积交织。对于8k模式，符号部分的持续时间是896微秒，而对于2k模式是224微秒。实际所见的DVB-T符号长度是符号持续时间和防护时间，防护时间可以是1/4、1/8、1/16或1/32。

DVB-T是为MPEG-2传输流分布发展起来的，不过，其同样能够携带其它类型的数据。例如，DVB-T可以提供对视频、音频、数据和网际协议(IP)数据的宽带、移动无线数据传输。

DVB-T是可升级的，例如，小区范围从100km至例如几十到几百米的微微小区。容量非常巨大。例如，可以支持54个信道，每个信道运行于5-32Mbit/s。一个时隙分组是188(204)字节长度。符号时间由于大量的子载波可以很长。例如，对于8k子载波情况，符号时间是在1毫秒的数量级上。在每个符号之前插入防护间隔。

因此，虽然DVB-T极其适用于提供数字视频流，但DVB-T同样可用于为其它类型的应用提供高速数据流，例如，交互式业务、因特网接入、游戏和电子商务。可以理解，对于将提供的交互式和其它业务，需要一条返回链路或返回信道，从用户返回到某个服务器或其它控制器。这种系统的一个实例是诺基亚的MediaScreen^TM。这个设备提供LCD显示屏，用于显示从DVB-T下行链路接收到的信息，并且包括具有发射机的GSM功能，以提供返回链路或返回信道。

当使用这种星座时，会出现一个问题，这是因为在欧洲信道分配中，GSM传输带宽的较低端开始于880MHz，而DVB-T接收频带的较高端结束于862MHz。因此，来自GSM频带的发射能量会作为宽带干扰泄漏到DVB-T接收机中，导致对所接收数据的处理差错。

应该注意，虽然前述说明集中于特定DVB-T频率和欧洲GSM系统，在已经规定使用DVB-T的其它地方也会出现相同的问题。例如在美国，数字电视被称为ATSC(先进电视系统委员会)，并且目前FCC将764-776MHz和794-806MHz频带分配给数字电视(DTV)广播。已经在824-849MHz上建立了一个U.S蜂窝传输频带，这个频带已被占用。可以注意到，DTV频带上限806MHz和蜂窝传输频带较低端824MHz仅相隔18MHz，大约与上述DVB-T/GSM实施方式中的间隔相同。

已经提出，当DVB-T接收机和GSM发射机组合在单一设备中时，GSM发射机可向DVB-T接收机通知其发射，而且，只有在GSM传输未激活时，DVB-T接收机才对到来的信号进行积分。与GSM突发的长度相比，在DVB-T系统中符号长度长，从而，可以在一个DVB-T符号时间中出现多个GSM突发。

但是，这个方法仅适用于在干扰信号是由与DVB-T接收机集成在同一设备中的GSM发射机产生的情况下来改善DVB-T接收机的性能。

发明内容

本发明的目的在于改善接收机的性能。

本发明的目的尤其在于降低由于同一通信系统其它收发机产生的干扰信号而引起的与该通信系统收发机集成在单一设备中的接收机的性能退化。

一方面，提出一种设备，其包括通信系统收发机，用于通过无线接口在第一频带上交换信号；以及接收机，用于通过无线接口在第二频带上接收信号。所提出的设备进一步包括处理部分，检测第二频带上干扰信号的存在。所提出的设备还包括处理部分，基于通信系统收发机提供的定时信息，确定所检测干扰信号的定时模式。这个定时信息是对通信系统收发机所使用的发射定时的指示。最后，所提出的设备包括处理部分，在由确定的定时模式所定义的时间间隔期间，引起对该到达接收机的信号进行的处理，以降低由于来源于发射机的干扰信号而引起的性能退化，该发射机和该设备的通信系统收发机使用相同的发射定时。

另一方面，提出一种方法，用于改善接收机的性能。该接收机与通信系统收发机组合在单一设备中，通信系统收发机通过无线接口在第一频带上交换信号，而接收机通过无线接口在第二频带上接收信号。所提出的方法包括，检测第二频带上干扰信号的存在。所提出的方法进一步包括，基于对通信系统收发机所使用发射定时进行指示的定时信息，确定所检测的干扰信号的定时模式。最后，所提出的方法包括在由该定时模式所定义的时间间隔期间，引起对到达该接收机的信号进行的处理，以降低由于来源于发射机的干扰信号而引起的性能退化，该发射机和该设备的通信系统收发机使用相同的发射定时。

本发明考虑到，在大多数情况下，外部干扰是由与设备本身的通信系统收发机连接到同一基站、且与设备本身的通信系统收发机相当接近的通信系统收发机的发射机产生的。由此，干扰发射机可能和该设备的通信系统收发机使用相同的定时，包括相同的定时提前，来进行发射。例如，如果时隙用于在通信系统中进行发射，则这些时隙在连接到同一基站的所有通信系统收发机之间是同步的。因此，设备的通信系统收发机能够提供精确的定时信息，基于这个定时信息，可以为所检测到的干扰确定定时模式。之后，可以通过准确的定时将该定时模式用于干扰消除。干扰消除是通过对到达接收机的信号进行任何适当的处理来实现的。

注意，如果没有相反的指示，对接收机的任何引用将涉及这种工作在不同于通信系统频带的接收机。

本发明的一个优点是，其允许改善与通信系统收发机组合在单一设备中的接收机的性能。

本发明允许消除或者至少降低这种接收机由于在接收机所处理信号所使用频带上的交叉干扰而引起的性能退化，即使在干扰是由设备外部的通信系统收发机产生的情况下。

本发明适用于处理任何与设备的通信系统收发机使用相同发射定时的发射机所产生的干扰信号。

参考附属权利要求，本发明的优选实施方式将变得明显。

所提出的发明还将处理由设备本身的通信系统收发机发射产生的干扰。但是，有利的是，单独对设备的通信系统收发机发射产生的干扰进行处理。由于设备已知通信系统收发机进行发射的精确时间间隔，可以在这些时间间隔中对到达接收机的信号进行处理，以降低性能退化，而且不需要首先确定定时模式。而且，不需要任何测量就可以在处理中考虑到干扰的强度，这是因为，在设备中已知所发射信号的功率电平，这个功率电平是与所得干扰强度直接相关的。

可以多种方式实现对到达接收机的信号的处理，且对于由包括接收机的设备外部的收发机所产生的外部干扰就像对于由包括接收机的设备中的收发机所产生的内部干扰一样进行处理。

在第一可能方法中，处理是依照上面引用的文件US6,107,960所述实现的。也就是，既可以在存在干扰信号时例如通过开关的方式阻塞对信号的接收，也可以在存在干扰信号时在估计中忽略所接收的信号。

如果干扰信号是由GSM收发机引起的，则用该第一方法所得到的性能退化，在单隙TX模式的情况下是0.6dB，而在双隙TX模式的情况下是1.2dB。

在可供选择的第二方法中，当存在干扰信号时，例如通过使得用于接收将要由接收机处理的信号的天线系统失谐，使得接收机能够接收信号的频率范围失谐。

如果干扰信号是由GSM收发机引起的，则用该第二方法所得到的性能退化，在单隙TX模式的情况下小于0.6dB，而在双隙TX模式的情况下小于1.2dB。

但是，在第三优选方法中，当存在干扰信号时，对接收机所接收的信号进行衰减，或者用增加的衰减进行衰减。有利地，衰减还可以是可变的。更加具体地，有利地，在较高干扰电平的情况下将所施加的衰减设定得较高，并且在较低干扰电平的情况下将其设定得较低。因此，接收机适用于各个干扰电平。

如果干扰信号是由GSM收发机引起的，则使用自适应衰减所得到的性能退化，在单隙TX模式的情况下是0至0.6dB，而在双隙TX模式的情况下是0至1.2dB。

从而，第三所示方法获得最佳的性能。

可以使用任何适当的衰减部件实现信号衰减的处理，例如，在接收机的接收机链中使用外部可变增益衰减器，或者通过集成在接收机中的AGC(自动增益控制)功能。例如，在GPS接收机中，这种AGC功能已经是内置的，且只需要进行扩展。因此，使用可变衰减的实现方式非常简单，且至少在GPS接收机情况下不需要任何附加部件。所需处理可以用软件实现，软件可实现于接收机的现有DSP(数字信号处理器)中。

特别地，既可以在通信系统收发机也可以在接收机中对干扰信号的存在进行识别。从而，对干扰信号的存在进行识别的处理部分可以形成通信系统收发机或接收机的一部分。

本发明可以使用于任何包括通信系统收发机和附加接收机的设备中，例如，移动电话，膝上型电脑等等。

例如，通信系统收发机可以是，但不限于GSM收发机、US-TDMA收发机、WCDMA-GSM收发机或CDMA收发机。

接收机可以是任何类型的接收机，其可能经历由于通信系统的干扰信号而引起的性能退化。例如，接收机可以是用于接收卫星信号的接收机，例如GPS接收机或伽利略接收机。例如，接收机还可以是DVB-T接收机。

附图说明

结合附图考虑下面的详细描述，本发明的其它目的和特性将变得明显。

图1说明GPS载波频率的调制；

图2说明一个通信系统，其中，移动台的GPS接收机接收来自另一个移动台的干扰信号；

图3是依照本发明设计的移动台的框图；

图4说明通信系统中的多时隙工作以及在GPS接收机得到的噪声电平；

图5是一个流程图，说明实现于图3移动台中的干扰消除的一部分；

图6说明实现于图3移动台中的干扰消除的性能；以及

图7说明GSM系统在DVB-T接收机处的干扰。

具体实施方式

图1中所示的通信系统已在上面进行了描述。

图3是移动台MS222的示意性框图，其支持GPS定位以及通过GSM网络的移动通信，正如图2中通信系统的第二移动台12。但是，图3中的移动台22是依照本发明设计的，因此可支持改善的干扰消除。

仅示出移动台22的所选部件。

为了支持GPS定位，移动台22包括GPS接收机30。GPS接收机30包括相互串行连接的低噪声放大器LNA31、混频器32、可变增益衰减器33和转换器与数字信号处理器DSP(数字信号处理器)处理块34。转换器与DSP处理块34还对可变增益衰减器33进行控制使用。本地振荡器35还与混频器32相连。移动台22进一步包括GPS天线36，其与GPS接收机30的低噪声放大器LNA31相连。

为了支持移动通信，移动台22包括GSM1800收发机40，只示出其GSM发射机链。发射机链包括相互串行连接的转换器与数字处理器DSP(数字信号处理器)处理块41、第一可变功率放大器42、混频器43和第二可变功率放大器44。转换器与DSP处理块41还对可变功率放大器42和44进行控制使用。本地振荡器45还与混频器43相连。移动台22进一步包括GSM天线46，其与第二可变放大器44相连。

GSM收发机40的转换器与DSP处理块41与GPS接收机30的转换器与DSP处理块34相连。

图3还进一步表示对应于图2的第一移动台11的另一移动台MS121，其在发射时可对移动台22的GPS接收机30产生外部干扰。假设另一移动台21和移动台22与通信网络的同一基站相连，且移动台21位于距离移动台2210米以内。

通过GPS天线36所接收的射频信号由GPS接收机30处理。更加具体的，其由LNA31进行放大，由混频器32进行与本地振荡器35提供的信号的混频，以将其降频变换到基带，由可变增益衰减器33利用当前设定的增益进行衰减，然后以常规方式在转换器与DSP处理块34中进行处理。例如，在转换器与DSP处理块34中的处理可包括确定并跟踪信号中的C/A码，对包括在被跟踪信号中的导航信息进行解码，以及执行定位计算以确定移动台22的当前位置。

将要由GSM收发机40在移动通信范围内发射至基站的信号由GSM发射机链以常规方式进行处理，以用于发射。信号由转换器与DSP处理块41提供给第一可变功率放大器42，其用当前设定的放大因子放大信号。然后，由混频器43用本地振荡器45提供的信号对经过放大的信号进行混频，以升频变换为具有1710MHz-1785MHz范围载波频率的射频信号。射频信号进一步由第二可变功率放大器44用当前设定的放大因子进行放大。放大因子由AGC依照移动台22所连接的通信网络基站的要求设定。然后，第二可变功率放大器44输出的信号通过GSM天线46发射，在1575.42MHz±5MHz的GPS频带产生宽带噪声。这个宽带噪声叠加在到达GPS天线36的任何卫星信号上。

其它移动台21以相似的方式产生并发射进行移动通信的射频信号，由此在1575.42MHz±5MHz的GPS频带产生宽带噪声，这个宽带噪声同样叠加在到达移动台22的GPS天线36的任何卫星信号上。

移动台22或者其它移动台21的GSM收发机40所产生的宽带噪声可降低移动台22的GPS接收机30的性能。

在图4中表示到达GPS接收机30的宽带噪声在时间上的可能变化情况。

图4表示移动台MS1 21和MS2 22使用时隙进行发射和接收的示例。两个移动台使用多时隙电平10，也就是，它们可以在八个连续时隙中使用三个接收时隙和两个发射时隙。两个移动台21、22在GSM频带上使用不同的射频信道。

第一行表示九个时隙序列中的时隙编号，时隙1至时隙8以及时隙9。如第二行所示的，移动台21使用时隙2和3进行发射。如第三行所示的，移动台21使用时隙5、6和7进行接收。如第四行所示的，移动台22使用时隙4和5进行发射。如第五行所示的，移动台22使用时隙7、8和1进行接收。

在时隙序列的下方，示图相对于时间描述了到达移动台22的GPS天线36的GPS频带噪声电平。可以看出，在第一时隙期间，由于移动台21、22都没有发射信号，从而移动台21、22都没有在GPS频带上产生宽带噪声，所以仅存在热噪声电平。在第二和第三时隙期间，由于移动台21所产生的干扰，噪声电平升高。在GPS接收机30处的噪声电平取决于基站所要求的来自移动台21的GSM发射机功率以及从GPS接收机30到移动台21的天线隔离。在第四和第五时隙期间，由于移动台22产生的干扰，噪声电平进一步升高。在GPS接收机30处的噪声电平则取决于基站所要求的来自移动台22的GSM发射机功率。可以看到移动台22本身所产生的干扰电平高于外部干扰。在第五时隙之后，由于移动台21、22都不再进行发射，噪声电平再次下降到热噪声电平。

在第二至第五时隙期间的噪声电平降低了所接收卫星信号的SNR。如果SNR落在检测门限之下，则SNR的降低可使GPS接收机30的性能退化。

为了防止这种性能退化，连续调整GPS接收机30的可变增益衰减器33施加于所接收射频信号的相应衰减增益。这种调整对于内部干扰和外部干扰可单独进行。

无论移动台22的GSM收发机40何时发射信号，GSM收发机40的转换器与DSP处理块41根据移动台22当前所连接的基站所要求的功率电平，设定可变功率放大器42、44所使用的放大因子。而且，转换器与DSP处理块41向GPS接收机30的转换器与DSP处理块34提供与所使用的相应功率电平有关的信息。如果GPS接收是开启的，则GPS接收机30的转换器与DSP处理块34基于所接收的信息，调整可变增益衰减器33的增益。由此，能够将实际施加的dB衰减与到来的自身干扰电平和已知的天线隔离相关联。

更加具体的，GSM收发机40发射信号所使用的功率电平越高，可变增益衰减器33的增益设定得就越高。因此，在较低功率电平的情况下，到达GPS接收机30的卫星信号较强，虽然有噪声，但其具有足够高的SNR，仍然能够进行估计，这是因为经过衰减的复合信号在GPS接收机30A点处的功率电平对于估计来说足够高。同时，到达GPS接收机30的较弱卫星信号由于噪声，具有太低的SNR，以至不能进行检测，将不能对其进行估计，这是因为经过衰减的复合信号在GPS接收机30的A点处的功率电平对于估计来说太低。

所使用功率电平的信息由GSM收发机40提供，既可以恰在相应发射时间处提供，也可以连同额外定时信息一起提供，以使得GPS接收机30在任何情况下都可以在准确的时间处对所接收的信号进行衰减。

下面参照图5的流程图说明由于外部干扰而对GPS接收机所接收的信号进行的衰减。

当启动GPS接收时，在GPS接收机30的转换器与DSP处理块34中执行干扰存在分析。

对于干扰存在分析，转换器与DSP处理块34首先确定所接收的GPS信号在哪个时隙上具有最佳的SNR，并将相应的信号功率电平用作参考信号电平。当到达转换器与DSP处理块34的信号功率电平超过这个参考信号电平时，认为在相应时隙中存在外部干扰。如上所述，由于在这些发射期间，可变增益衰减器33对所接收的信号进行了衰减，由移动台22的GSM收发机40发射引起的升高的噪声电平未被检测到。

当检测到干扰存在时，接下来转换器与DSP处理块34基于接收自GSM收发机40的转换器与DSP处理块41的精确定时信息选择定时模式。由于所有干扰移动台21很可能都与同一基站相连接，可以将精确的定时，包括定时提前，考虑在干扰消除内。由于干扰移动台21必须接近于设备22，也可以认为定时提前相同。

例如，在GSM中，所接收信号和所发射信号的定时还相互关联。发射和接收的开始定时相连，使得RX和TX时隙具有相同的开始时间，而不会有TX定时优势。如果准确的接收时隙开始时间是已知的，则由于可能开始时间的已知偏移，还可获知可能的发射时间。

因此，如图5所示，如果GSM收发机40是激活的，则GSM接收或者GSM接收和发射是激活的。如果仅GSM接收是激活的，则转换器与DSP处理块41基于接收时隙定时确定发射定时，并向转换器与DSP处理块34指示所确定的发射定时。另外，向转换器与DSP处理块34指示所接收的信号电平。如果GSM接收和发射是激活的，则转换器与DSP处理块41既可以基于接收时隙定时又可以基于发射时隙定时，确定发射定时，并向转换器与DSP处理块34指示所确定的发射定时。另外，向转换器与DSP处理块34指示发射功率和所接收的信号电平。

在转换器与DSP处理块34中，将所检测到的干扰时间与可能的时隙分配相比较。由于所接收的精确定时信息，转换器与DSP处理块34获知时隙的精确位置，预期的干扰可以出现在这个时隙中。从而，定时模式对应于特定时隙序列，在这些时隙期间，可用时隙的准确时间预期干扰，正如在GSM系统中所用的。另外，基于所接收的GPS信号、基于所接收GSM信号的指示电平以及可以基于GSM收发机40的发射功率，来确定干扰电平。

当找到最佳的匹配定时模式时，对干扰的当前强度进行处理，用于确定相应的增益值。更加具体地，通过对随着干扰电平的增长而下降的所接收GPS信号的SNR进行选代，可以确定该增益。与内部干扰的情况类似，所接收信号的SNR越低，可变增益衰减器33的增益选择得就越高。基于定时模式和所确定的增益，操作GPS接收机30。也就是，恰在由定时模式所识别的时隙的准确时间期间，转换器与DSP处理块34将可变增益衰减器33的增益设定为所确定的值。在中间，将增益设定为零或者设定为选择用于消除内部干扰的值。转换器与DSP处理块34在循环中将增益调整为总是相应于当前的干扰强度，直至GPS接收再次关闭。

例如，可以用在转换器与DSP处理块34的现有DSP中实现的软件执行依照本发明的处理。该处理还可能集成在这个块34或者这个块34外部的现有GPS AGC功能中。然后，将如上所述依照本发明确定的增益与基于其它标准选择的增益进行合并。依照本发明的处理还可能由GPS接收机链外部的专用部件来实现。此外，某些处理步骤还可能由GSM收发机40实现，例如由转换器与DSP处理块41实现。特别是，现有干扰的识别和定时模式的确定可由GSM收发机40实现。然后，可能仅将所选择的定时模式提供给GPS接收机30，用于根据相应的干扰强度以准确的定时调整增益。

总体来说，噪声的精确定时可以由GSM收发机40提供，这是因为，在GSM系统中仅允许特定的发射时间，而且，基于接收自GSM收发机40的精确定时信息的考虑，将GPS接收机30的DSP用于优化对噪声开始时间的确定。

依照本发明的衰减结果在图6a和6b中示出。

这两个图都相对于时间描述了GPS接收机30所接收的GPS信号的dBm信号电平。信号电平的变化对应于图4中所示干扰强度的变化。另外，示出了GPS信号的dBm接收门限。只有当所接收GPS信号的信号电平位于这个门限值以上时，该信号才可以被检测到。在图6a中，信号电平总是位于门限值以上，从而，虽然有干扰，也可能始终都检测到GPS信息。在图6b中，信号电平部分地位于门限值以下，更加具体地，在存在高内部干扰的时隙4和5期间。在这些时隙期间，不能检测信号。

此外，当可变增益衰减器33依照本发明施加衰减时，两个图都相对于时间描述了在图3的GPS接收机30的点A处所接收GPS信号中噪声的功率电平。

精确定时的衰减将噪声电平全面降低至热噪声电平。同时，衰减降低了GPS信号的功率电平。到达转换器与DSP处理块34的GPS信号只有在信号功率电平足够高的情况下才可以进行估计。由于具有可调节增益的衰减，只要该信号的信号电平位于该检测门限值以下，到达转换器与DSP处理块34的信号的功率电平对于估计来说就不会足够高。因此，在图6a的情况下，没有丢失GPS信息。在图6b的情况下，在由于低GPS信号电平而不能检测到信号的两个时隙期间，不能对GPS信号进行估计。因此，在尽可能少的情况下，不能检测到GPS信号。

在所述方法的可选方案中，测量结果可能接近该消除的定时。可是，在这种情况下，可以检测到噪声电平升高的时间准确性与噪声测量的速率相关。在GSM发射中，发射时隙仅具有0.577ms的持续时间。因此，使用例如每1ms的测量速率不能够准确检测到GSM发射所产生的噪声电平。结果，不能正确执行干扰消除，也就是说，干扰消除可能开始和结束得太晚。这表示，有时噪声继续干扰GPS接收机的工作，而有时会阻止对良好信号进行的估计。因此，GPS性能也是波动的。在外部GSM收发机使用单隙TX模式的情况下，由于不准确的定时，所得到的性能退化超过0.6dB。为了用这种方法获得干扰消除的准确定时，噪声测量的重复速率将必须远高于通信系统发射时隙速率的十倍。这样高的测量重复速率将显著增加电流消耗。而且，这样高的测量重复速率将占用过多的处理时间，从而，恶化卫星定位系统的性能。

使用所提出的移动台，可以非常准确地以数微秒级获知GSM突发的定时，而不需要高的测量速率。当使用这个精确定时执行GSM噪声衰减时，还可以保持现有的GPS AGC，与没有干扰的情况相比，GPS性能退化是最小的。

当已知精确的定时，在最坏的情况下，双隙GSM发射中可以出现理论上1.2dB的退化。在各个两个时隙期间外部干扰始终在GPS频带产生过多的噪声，使得在这些时隙期间所接收GPS信号的SNR始终低于检测门限时，则出现这种最坏情况。相反，如果干扰电平足够低，则性能退化接近于0dB。

可以使用一种实现方式，用于实现包括DVB-T接收机而非GPS接收机的设备，这种实现方式与上述用于实现包括GSM收发机和GPS接收机的设备的实现方式类似。

图7是DVB-T接收机具有的GSM突发问题的时间比例示意表达。

在图7的上半部分，相对于时间指示了两个GSM发射突发71的出现。每个突发71具有577μs的持续时间。使用单隙TX模式，特定GSM收发机的突发71每个GSM帧出现一次。GSM帧包括八个时隙，从而具有8*577μs＝4616μs的持续时间。

在图7的下半部分，相对于时间指示了DVB-T接收符号72。每个符号72具有896μs的持续时间。

GSM突发71所产生的宽带噪声覆盖在DVB-T接收比特72之上，而且其从一个突发71到下一个突发地开始略过比特流。阴影线框73表示各个DVB-T接收比特72的哪个部分被GSM发射破坏。对于第二突发71，指示其覆盖时间是76μs。

当在图3的移动台中使用DVB-T接收机而非GPS接收机时，DVB-T接收机检测到类似于具有循环模式的干扰的噪声。GSM收发机向DVB-T接收机报告可能的发射时间，并且DVB-T接收机只有在不存在外部干扰时才能检测到所接收的信号。根据上述参照图5描述确定的定时模式，可以得知在其上可以检测到所接收的信号的时间。

如果DVB-T接收机已知GSM发射的突发71会破坏其接收的精确时间，它可以忽略所接收的比特72相应的那一部分。然而，由于比特检测是通过求输入信号形式的积分，然后将积分结果与门限值相比较来进行的，所以可通过保持未被破坏的比特72来获得正确的信息。因此，甚至当不能对整个比特进行积分时，只要SNR率足够高就可以进行比特检测。相反，如果完全忽略被退化的比特72，正确接收零比特的概率是50.8％，而正确接收每个第二比特的概率是49.2％。不可能正确接收所有比特。

注意，所述实施方式仅构成本发明多种可能实施方式中的一个。

Claims

1.设备(22)，包括：

-通信系统收发机(40)，用于通过无线接口在第一频带上交换信号；

-接收机(30)，用于通过无线接口在第二频带上接收信号；

-处理部分(34)，被配置以检测所述第二频带上干扰信号的存在；

-处理部分(34)，被配置以基于所述通信系统收发机(40)所提供的定时信息，确定所检测的干扰信号的定时模式，这个定时信息是对所述通信系统收发机(40)所使用的发射定时的指示；以及

-处理部分(34)，被配置以在确定的定时模式所定义的时间间隔中，对到达所述接收机(30)的信号进行处理，以降低由于来源于发射机(21)的干扰信号而引起的性能下降，发射机(21)与所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)使用相同的发射定时。

2.根据权利要求1所述的设备(22)，其中，对所述第二频带上干扰信号的存在进行识别的所述处理部分(41)被配置以组成所述通信系统收发机(40)的一部分。

3.根据权利要求1所述的设备(22)，其中，对所述第二频带上干扰信号的存在进行识别的所述处理部分(34)被配置以组成所述接收机(30)的一部分。

4.根据前述权利要求中一个权利要求所述的设备(22)，其中所述接收机(30)包括衰减组件(33)，以及，其中被配置以对到达所述接收机(30)的信号进行处理的所述处理部分(34)，被配置以通过基于用于衰减所述接收机(30)所接收信号的所述定时模式改变所述衰减组件(33)所应用的衰减，进行所述处理。

5.根据权利要求4所述的设备(22)，其中所检测到的干扰信号强度越高，被配置以对到达所述接收机(30)的信号进行处理的所述处理部分(34)被配置以设定的所述衰减就越高。

6.根据权利要求1至3中一个权利要求所述的设备，其中被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过基于所述定时模式阻塞对所述信号的接收，进行所述处理。

7.根据权利要求1至3中一个权利要求所述的设备，其中被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过基于所述定时模式在所述信号的估计中忽略所述信号，进行所述处理。

8.根据权利要求1至3中一个权利要求所述的设备，其中被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过使所述第二频率范围失谐，进行所述处理。

9.根据权利要求1-3中一个权利要求所述的设备(22)，进一步包括处理部分(34)，被配置以在所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)至少以特定功率电平发射信号的时间间隔中，对到达所述接收机(30)的信号进行处理，以降低由于来源于所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)的干扰信号而引起的性能下降。

10.根据权利要求1-3中一个权利要求所述的设备(22)，其中所述接收机(30)是卫星定位系统接收机。

11.根据权利要求1-3中一个权利要求所述的设备，其中所述接收机是陆地数字视频广播接收机。

12.一种方法，用于改善接收机(30)的性能，接收机(30)与通过无线接口在第一频带上交换信号的通信系统收发机(40)组合在单一设备(22)中，接收机(30)通过无线接口在第二频带上接收信号，所述方法包括：

-检测所述第二频带上干扰信号的存在；

-基于对所述通信系统收发机(40)所使用发射定时进行指示的定时信息，确定所检测干扰信号的定时模式；以及

-在所述定时模式所定义的时间间隔中，对到达所述接收机(30)的信号进行处理，以降低由于来源于发射机(21)的干扰信号而引起的性能下降，发射机(21)与所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)使用相同的发射定时。

13.根据权利要求12所述的方法，进一步包括，在所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)至少以特定功率电平发射信号的时间间隔中，对到达所述接收机(30)的信号进行处理，以降低由于来源于所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)的干扰信号而引起的性能下降。

14.根据权利要求12或13所述的方法，其中通过将衰减应用于所述接收机(30)所接收的信号，对到达所述接收机(30)的信号进行处理。

15.根据权利要求14所述的方法，其中所检测到的干扰信号强度越高，应用于到达所述接收机(30)的信号的所述衰减就越高。

16.根据权利要求12所述的方法，其中通过阻塞信号被所述接收机的接收，对到达所述接收机的信号进行处理。

17.根据权利要求12所述的方法，其中通过使信号在所述接收机的信号估计中被忽略，对到达所述接收机的信号进行处理。

18.根据权利要求12所述的方法，其中通过使所述第二频率范围失谐，对到达所述接收机的信号进行处理。

19.装置(34)，包括：

-处理部分(34)，被配置以检测接收机(30)在第二频带上所接收的干扰信号的存在，所述接收机(30)组合在单一设备(22)中，所述单一设备(22)具有通过无线接口在第一频带上交换信号的通信系统收发机(40)；

20.根据权利要求19所述的装置(34)，其中所述被配置以对到达所述接收机(30)的信号进行处理的所述处理部分(34)，被配置以通过基于用于衰减所述接收机(30)所接收信号的所述定时模式改变衰减组件(33)所应用的衰减，进行所述处理。

21.根据权利要求20所述的装置(34)，其中所检测到的干扰信号强度越高，其中所述被配置以对到达所述接收机(30)的信号进行处理的所述处理部分(34)被配置以设定的所述衰减就越高。

22.根据权利要求19所述的装置(34)，其中所述被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过基于所述定时模式阻塞对所述信号的接收，进行所述处理。

23.根据权利要求19所述的装置(34)，其中所述被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过基于所述定时模式在所述信号的估计中忽略所述信号，进行所述处理。

24.根据权利要求19所述的装置(34)，其中所述被配置以对到达所述接收机的信号进行处理的所述处理部分，被配置以通过使所述第二频率范围失谐，进行所述处理。

25.根据权利要求19到24中任一项所述的装置(34)，进一步包括处理部分(34)，被配置以在所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)至少以特定功率电平发射信号的时间间隔中，对到达所述接收机(30)的信号进行处理，以降低由于来源于所述设备(22)的所述通信系统收发机(40)的干扰信号而引起的性能下降。