CN100373784C - 一种码分多址系统上行专用信道频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

一种码分多址系统上行专用信道频偏估计方法，先进行大尺度的频偏估计，按照大尺度频偏估计值进行校正后，然后进行小尺度的频偏估计；大尺度和小尺度的频偏估计都是用专用物理控制信道中的信号通过低通滤波器去除高频干扰，然后取一部分数据进行傅立叶变换，对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值；再对频谱幅度值进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率。由于本发明将时域信号转换到频域中进行频偏估计，并且使用大尺度频偏估计和小尺度频偏估计相结合的方法，大大降低算法的运算量，不需要消耗系统很多的运算时间。当可以准确消除频偏影响的时候，链路性能会有很大的改善。

Description

一种码分多址系统上行专用信道频偏估计方法

技术领域：

本发明涉及无线移动通信领域中直接扩频码分多址系统中信道频偏估计的方法，更具体而言是如何在宽带码分多址系统(WCDMA)中如何准确进行上行专用信道的频偏估计。

背景技术：

在第三代移动通讯系统中，由于无线传输信道和射频本振误差的影响，基站接收信号的载波中心频率和基站的射频本振频率之间存在一定的偏差。频率偏差范围一般在正负1000赫兹左右，如果不对这个频率偏差进行补偿，会造成接收性能的下降，因此我们需要估计频率偏差的大小，并进行频偏补偿自动频率控制系统(AFC，Auto Frequency Control)就是用来实现频偏估计和频偏补偿的

在WCDMA系统中，上行链路和下行链路均采用QPSK调制方式，发射机发送的调制信号经过多径衰落信道进入接收机，当存在频率偏差时，接收机接收到的第k个符号如下所示： $r\left[k\right]=\sqrt{E_s}a\left[k\right]c\left[k\right]\exp \left[j2\mathrm{\π\Δfkt}\right]+n\left[k\right]$ 其中c[k]是发射端发送的调制符号；E_s是信号能量；a[k]＝A[k]exp(jθ[k])是由于衰落而引入的信道参数，其中A[k]和θ[k]分别表示信道衰落的幅度增益和随机相位；Δf表示收到信号的中心频率和接收机本振之间的频率偏移；n[k]是复数高斯白噪声。

由于频偏的存在，特别是频偏的值比较大的时候，信道估计就无法有效补偿频偏对相位造成的影响，这样会造成接收性能的严重下降因此需要估计频偏值的大小，并用AFC进行频偏补偿，消除频偏对相位的影响传统的差分频偏估计方法是把连续两个符号r[k+1]，r[k]共轭相乘，当使用导频符号时，由于在接收端已知，则c[n]＝1，得到如下：

$r\left[k\right]\×r[k+1]=(\sqrt{E_s}a[k]\exp [j2\mathrm{\π\Δfkt}]+n[k])\×(\sqrt{E_s}a[k+1]\exp \left[j2\mathrm{\π\Δfk}(t+T)\right]+n[k+1])$

$=E_{s}a[k+1]a\left[k\right]\exp \left[j2\mathrm{\π\ΔfT}\right]+n\left[k\right]\sqrt{E_s}a[k+1]\exp \left[j2\mathrm{\π\Δfk}(t+T)\right]$

$+n[k+1]\sqrt{E_s}a\left[k\right]\exp [j2\mathrm{\π\Δfkt}+2n\left[k\right]n[k+1]$

其中T是符号周期时间，其中后三项都可以看作噪声，表示为，n′[t]，则上式表示为：

$r\left[k\right]\×r[k+1]=E_{s}a[k+1]a\left[k\right]\exp \left(j2\mathrm{\π\ΔfT}\right)+n\text{'}[k]$

频F_offset可以表示为：

$F_{\mathrm{offset}}=\mathrm{angle}\left(r\right[k\left]r\right[k+1\left]\right)/2\mathrm{\π}/T$

其中angle表示取复数的相角值，由于实际中r[k]r[k+1]的相角值比较小，可以用其虚部比实部，即tag值来作为近似相角值通常对一帧中所有的导频信号分别进行上述操作，得到一个频偏估计值序列，取平均后就得到频率偏移值将该值送入压控振荡器，以控制接收机的本振频率，就可以消除频偏影响

当信噪比Eb/N0比较大的时候，该算法所得到的频偏值还比较准确但是当信噪比Eb/N0相对比较小的时候，该算法得到的频偏值就相当不准而且由于在瑞利衰落信道中存在多普勒频移，本身就会造成信号相位的偏移，这样就会造成频偏估计值更加不准确

发明内容：

本发明的目的是要提出一种比较准确的上行专用信道频偏估计方法，从而提高频偏估计的精度，提高整个系统的性能

本发明的技术方案为：先进行大尺度的频偏估计，按照大尺度频偏估计值进行校正后，然后进行小尺度的频偏估计；

所述大尺度的频偏估计包括：

1.1让专用物理控制信道一帧中的所有连续150个数据通过一个截止频率超过最大可能频偏值的低通滤波器，用来消除高频噪声和干扰；

1.2将滤波后的数据序列中每相隔p个数据取一个数据，得到一定长度的数据序列，从其中取长度为2^M的连续数据，对其进行2^M点的快速傅立叶变换，得到数据的频域表示；对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值；

1.3对频谱幅度值进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值；

1.4将步骤1.3得到的频偏值送入到压控振荡器，初步校正接收机的本振频率，消除大尺度的频率偏移；

所述小尺度的频偏估计包括：

1.5在消除了大尺度的频率偏移后，将专用物理控制信道中若干帧的连续信号送入到截止频率为800赫兹的低通滤波器，去除信号中的高频干扰和噪声；

1.6将滤波后的数据序列中每相隔q取一个信号得到长度为2^L的时域数据，对长度为2^L的数据信号进行快速傅立叶变换，得到其频率表示；对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值；

1.7为了提高频偏估计的精度，先采用Z倍内插将长度2^L的数据变成Z×2^L的数据，对数据进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值

由于本发明将时域信号转换到频域中进行频偏估计，可以在信噪比很低的情况下得到准确的频偏值，而且通过寻找频谱包络中心的方法，可以消除由于瑞利衰落造成对频偏估计的影响由于使用大尺度频偏估计和小尺度频偏估计相结合的方法，大大降低算法的运算量，不需要消耗系统很多的运算时间当可以准确消除频偏影响的时候，链路性能会有很大的改善

附图说明：

图1是上行链路专用信道的帧结构示意图；

图2是频偏500赫兹并且没有噪声情况下专用物理控制信道的信号图；

图3是频偏500赫兹并且噪声比较强时专用物理控制信道的信号图；

图4是频偏500赫兹并且噪声比较强时传统频偏估计的结果图；

图5是频偏0赫兹并且噪声比较强时专用物理控制信道信号的频域图；

图6是频偏500赫兹并且噪声比较强时专用物理控制信道信号的FFT结果图；

图7是频偏500赫兹存在瑞利衰落和较强噪声时专用物理控制信道信号和瑞利衰落的FFT结果图；

图8是频偏500赫兹时滤波前和滤波后专用控制信道的频谱信号图；

图9是滤波插值系数的曲线图图；

图10是频偏500赫兹并且噪声比较强时新方法频偏估计结果图；

图11是本发明的流程图

具体实施方式：

对宽带码分多址系统中的上行专用物理控制信道(Dedicated PhysicalControl Channel，DPCCH)中非导频符号进行解码，得到非导频符号的值结合导频符号就可以得到连续的接收信号在本发明中使用傅立叶变换的方法本发明的频偏估计分为大尺度频偏估计和小尺度频偏估计两部分

具体流程如图11所示：

第一步：在初始的信道建立时，首先进行大尺度频偏估计。由于在专用信道建立的时候频偏值也不会超过几千赫兹，同时考虑到初始的频偏估计既要准确，又要比较快的得到，这里采用一帧中的专用物理控制信道数据来得到。让专用物理控制信道一帧中连续的150个数据通过一个截止频率为3000赫兹的低通滤波器，滤除高频的噪声和干扰

第二步：将滤波后的数据序列中每相隔若干个点取一个点，在本实施例中，每隔一个点取一个点，得到长度为75的数据序列，而此数据的符号周期也就变成1/7500秒。为了使用快速傅立叶变换，从其中取长度为64的连续数据，对其进行64点的快速傅立叶变换，就得到数据的频域表示由于使用快速傅立叶变换，仅需要192次乘法和384次加法操作，对系统的运算负荷较小。对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值

第三步：由于瑞利衰落的存在，会造成信号产生一个宽度大约为2倍多普勒频率的频谱包络而其包络的中心位置所对应的频率就是频偏值对频谱幅度值进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值

第四步：在得到大尺度频偏估计之后，将该值送入到压控振荡器，以初步校正接收机的本振频率这样就可以消除大尺度的频率偏移，但是由于大尺度频偏估计的精度比较差，还需要进行小尺度的频偏估计。

第五步：经过大尺度频偏估计后，频偏值已经不可能很大，我们可以在比较小的频率范围内进行小尺度频偏估计。将专用物理控制信道中的信号送入到截止频率800赫兹的低通滤波器，去除信号中的干扰

第六步：将滤波后的数据序列中每相隔7个点取一个信号得到长度为32的时域数据，而此数据的符号周期也就变成1/1875秒。对长度为32的数据信号进行快速傅立叶变换，得到其的频率表示由于使用快速傅立叶变换，仅需要80次乘法和160次加法操作，对系统的运算负荷较小。对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值

第七步：由于瑞利衰落的存在，会造成信号产生一个宽度大约为2倍多普勒频率的频谱包络而其包络的中心位置所对应的频率就是频偏值为了提高频偏估计的精度，这里采用4倍内插将32点长的数据变成128点然后再对数据进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值

第八步：在得到小尺度频偏估计之后，将该值送入到压控振荡器，以精确校正接收机的本振频率

由于频率偏移会随时间发生变化，所以需要每隔一定时间从第五步开始进行一次小尺度频偏估计。

下面结合附图对本发明的一些内容进行说明

图1表示的是上行链路专用信道的帧结构，上行链路专用信道的专用控制信道和专用数据信道是并行发送的由于上行专用物理控制信道中的导频信号是已知的，而其非导频符号在解码过程中也是佷容易得到，因此可以用专用控制信道信号作为一个连续的时间序列r[k]。当存在瑞利衰落和高斯白噪声时，信号可以表示为：

$r\left[k\right]=\sqrt{E_s}a\left[k\right]c\left[k\right]\exp \left[j2\mathrm{\π\Δfkt}\right]+n\left[k\right]$

图2表示的是在没有噪声和瑞利衰落情况下频偏500赫兹时专用物理控制信道的信号从图中可以看出，由于没有噪声和瑞利衰落的影响，其实部和虚部佷明显的表现出500赫兹频偏对相位的影响在这种情况下，传统的频偏估计方法可以取得比较好的效果但当存在比较大的噪声时，如图3所示，信号的相位变化就比较的混乱，这时如果还采用传统的用相位差的方法，就会造成频偏估计值误差很大。图4就给出了存在瑞利衰落，频偏500赫兹并且噪声比较大时传统频偏估计的结果，每次使用一帧中150个点进行估计，共对80帧连续数据进行估计。从图中可以看出，估计值偏离实际值很大，最大值是1228赫兹，最小值是-161赫兹，标准差是277.8赫兹使用这样的频偏估计值进行频偏补偿，不但不会改善接收机性能，反而会造成接收性能下降

从频域来看，频偏的效果是将原来的低频信号搬移到其对应的频率偏移值上去，这也就是使用傅立叶变换进行频偏估计的理论基础图5表示频偏是0赫兹时信号的频域表示，可以看出信号在零频率有一个峰值，在中频和高频处的是噪声的分量而图6就表示频偏500赫兹并且噪声比较强时专用物理控制信道信号的FFT结果，很明显，信号的峰值被搬移到了一定的频率，该频率就是频偏值因此只要找到该峰值对应的频率，就找到了频偏值

这里我们用大尺度频偏估计为例说明如何进行频偏估计，对信号r[k]，k＝1，...，64进行快速傅立叶变化，得到其离散傅立叶变换：

$R\left[m\right]=\underset{k=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}r{\left[k\right]W}^{\mathrm{km}}$

其中W＝e^-j2π/64

由于时域中信号的周期

$T=\frac{1}{15000}\×2=\frac{1}{7500}$

则R[m]对应的频率是

$f=\frac{m}{T\×64}=117.18\mathrm{Hz}$

即大尺度频偏估计的精度是117.18赫兹，而同样可以算得对于32点FFT的小尺度频偏估计精度是58.59赫兹，但这是插值以前的精度，插值以后的精度是14.64，这一点在后面会详细描述。图6表示的是频偏500赫兹并且噪声比较强时专用物理控制信道信号的FFT结果，可以看出其幅度的峰值是117.18×4＝468.7赫兹使用传统的方法在相同信噪比情况下是不可能准确估计频偏值，这也正是本方法的优越之处

以上的结果都是在没有瑞利衰落，仅有高斯白噪声情况下的结果当存在瑞利衰落时，由于移动台的运动，会造成接收到的信号变成一个宽度大约是两倍多普勒频移的低频包络多普勒频移可以由输入的移动台速度来定出，计算公式如下：

$f_m=\frac{v}{c}\×f_c$

其中，f_m时多普勒频移；v是移动台运动速度；c是光速；f_c是载频，为800MHz或1.9GHz

图7中上面的图是一帧中专用物理控制信道信号的频域表示，下面的图是同一帧中瑞利衰落的频域表示可以看出其中瑞利衰落的频谱大约是一个宽度为两倍多普勒频率的包络，其中心频率为零而频偏的作用是把这个包络进行搬移，其包络中心就是频偏值因此我们要估计频偏值，只要找到专用物理控制信道信号频谱包络的中心频率就可以了。

可以使用适当的低通滤波器来寻找频谱包络的中心频率，为了简化算法复杂度，本方案采用的线性平均进行滤波线性平均的长度就是信号包络的宽度，即两倍的多普勒频率由于实际中可能出现的最大多普勒频率一般不会大于200赫兹，因此我们可以对频谱幅度信号进行长度为400赫兹的线性平均，从滤波后的波形中寻找最大值对应的频率就是频率偏移值图8就表示频偏500赫兹时滤波前和滤波后专用控制信道的频谱信号，可以看出滤波得到的信号峰值所对应的频率就是117.18×4＝468.7赫兹这里给出的是大尺度频偏估计的结果，当使用小尺度频偏估计就可以得到更加精确的结果

在小尺度频偏估计中，为了在不提高算法复杂度的同时提高频偏估计的精度，先对频谱幅度进行4倍的插值，然后再进行低通滤波寻找峰值由于采用4倍的插值，原来58.59赫兹的频谱间隔就变成了14.65赫兹，这样频偏估计的精度就会大大提高图9就表示所使用的4倍滤波插值系数

这里给出在频偏500赫兹，存在相同的瑞利衰落和噪声时本算法的频偏估计结果，如图10所示其中第一个点是大尺度频偏估计的结果，之后的79个数据是小尺度频率估计的结果，最大值是512.8赫兹，最小值是468.7赫兹，标准差是11.06可以看出和传统的频偏估计方法相比，在相同的信噪比和瑞利衰落情况下，本方法大大提高了频偏估计的精度

Claims (3)

1.一种码分多址系统上行专用信道频偏估计方法，其特征在于，该方法先进行大尺度的频偏估计，按照大尺度频偏估计值进行校正后，然后进行小尺度的频偏估计；

所述大尺度的频偏估计包括：

1.1让专用物理控制信道一帧中的所有连续150个数据通过一个截止频率超过最大可能频偏值的低通滤波器，用来消除高频噪声和干扰；

1.2将滤波后的数据序列中每相隔p个数据取一个数据，得到一定长度的数据序列，从其中取长度为2^M的连续数据，对其进行2^M点的快速傅立叶变换，得到数据的频域表示；对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值；

1.3对频谱幅度值进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值；

1.4将步骤1.3得到的频偏值送入到压控振荡器，初步校正接收机的本振频率，消除大尺度的频率偏移；

所述小尺度的频偏估计包括：

1.5在消除了大尺度的频率偏移后，将专用物理控制信道中若干帧的连续信号送入到截止频率为800赫兹的低通滤波器，去除信号中的高频干扰和噪声；

1.6将滤波后的数据序列中每相隔q取一个信号得到长度为2^L的时域数据，对长度为2^L的数据信号进行快速傅立叶变换，得到其频率表示；对频谱值进行取模计算，得到频谱幅度值；

1.7为了提高频偏估计的精度，先采用Z倍内插将长度2^L的数据变成Z×2^L的数据，对数据进行低通滤波，寻找滤波后数据峰值对应的频率就是频偏值。

2.权利要求1所述的码分多址系统上行专用信道频偏估计方法，其特征在于，所述低通滤波采用线性平均滤波。

3.权利要求1所述的码分多址系统上行专用信道频偏估计方法，其特征在于，所述p取1；所述M取6；所述q取7；所述L取5；所述Z取4。

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