CN100361412C - 一种直接序列扩频信号的接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直接序列扩频信号的接收方法，它将接收信号通过DFT模块(21)处理后再进行接收处理：在频率域上进行处理增益等于N_f、在时间域上进行处理增益为N₁的时频二维解扩；其中，频率域上的解扩涉及到第k段频率域扩频序列β_k1，β_k2，…，β_kNf、相乘器(2)、求和模块(19)；时间域上的解扩涉及时域解扩模块(24)；时间域上的解扩结果输入判决器(14)进行判决，得到信息比特b(t)的估计值(t)。本发明的接收方法可以降低现有接收系统的复杂度，更充分利用接收信号的所有能量，降低径间干扰的影响，使整个系统的误码率性能得到改善。

Description

一种直接序列扩频信号的接收方法

技术领域

本发明属于电子技术领域，如无线通信、移动通信、雷达、电子对抗等，特别涉及采用直接序列扩频(如：DS-CDMA)技术进行通信的无线移动通信系统(如：WCDMA、cdma2000、TD-SCDMA等)。

背景技术

图1不失一般性的概括了直接序列扩频信号的发射机的组成：PN序列发生器模块1、乘法器2、本地载波3、射频处理1模块4和发射天线5。

发射机工作过程：信息比特b(t)通过乘法器模块2与PN序列发生器模块1产生的扩频序列元素α_n相乘(α_n的码片速率为T_c，原始的信息比特的速率为T，且T/T_c＝N，N就是直接序列扩频的处理增益，1≤n≤N)，相乘后得到的信号d(t)再与本地载波3相乘，调制到发射频段，调制后的信号经过射频处理1模块4馈入发射天线5，随后输入到传输介质中。其中，射频处理1模块4的功能是使信号达到发射的要求，不同的发射机有着不同的射频处理方式，这并不影响本发明的接收方法。

现有的直接序列扩频信号接收方法(技术)可以概括为以下四种：

(1)时域直接序列扩频信号时域直接接收：这是最简单的接收方法，如图2所示，这种时域直接接收方法只相当于RAKE接收机的某一条支路，即：从接收天线6接收到的信号经过射频处理2模块7处理后与本地载波8相乘，再经过滤波器9后得到y(t)，捕获跟踪模块10从y(t)中得到同步信息τ_l，并传递给PN序列发生器1，PN序列发生器1根据同步信息τ_l输出解扩码片α_τl，y(t)与α_τl相乘得到x_l，x_l通过积分器11后与权重系数w_l相乘得到z_l，最后z_l输入判决器模块14做出判决，得到信息比特b(t)的估计值(t)。详细内容见：朱近康编著的《扩展频谱通信及其应用》，中国科学技术大学出版社，1993年。

(2)时域直接序列扩频信号时域RAKE接收：这是目前普遍采用的接收方法，如图2所示，它可以充分利用无线通信信道中的L条径实现多径分集接收，每一条支路都相当于上述的时域直接接收方法，RAKE接收机将经过每一条径处理后的信号z_l(l＝1，2，...，L)输入到合并器，根据合并器的输出再做出判决，得到信息比特b(t)的估计值(t)。详细内容见：Rappaport.T.S编著的“Wireless CommunicationsPrinciples and Practice”，电子工业出版社，1998年。

(3)时域直接序列扩频信号频域等效接收：这种接收方式可以用图3来描述，接收天线6收到的信号经过射频处理3模块15处理后，得到信号r(t)，接着r(t)输入到离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块16，做N点的DFT运算(N就是发射机中直接序列扩频的处理增益)，DFT运算后共输出N路信号，其中第m(m＝1，2，...，N)路信号X_m与β_m({β₁，β₂，...，β_N}是由发射机中扩频序列{α₁，α₂，...，α_N}做N点的DFT运算并取共轭得到的)相乘后得到Y_m，然后根据基于导引的信道估计模块17的输出H_m对信号Y_m进行信道校正，校正后输出W_m，最后通过求和模块19对W_m(m＝1，2，...，N)进行求和，求和后的结果U直接送入判决模块14进行判决，判决后输出信息比特b(t)的估计值(t)。详细内容见：①Shin-Yuan Wang，Chia-Chi Huang，“On the architecture and performance of anFFT-based spread-spectrum downlink RAKE receiver，”IEEE Transactions onVehicular Technology，Jan.2001，Vol.50，No.1，pp.234-243.②“FFT-basedCDMA RAKE receiver system and method，”United States Patent，No.6154443.现有的直接序列扩频信号接收方法(技术)，它们存在的缺点是：

(1)上述的第一种接收方法，即时域直接序列扩频信号时域直接接收，无法分辨多径信号，径间干扰大，抗信道的多径衰落及多普勒频移效果较差；

(2)采用RAKE接收技术虽然可以利用多径信号的能量，但是可分辨的径数受限，无法充分利用接收信号的所有能量，并且每一条支路都需要捕获跟踪模块，系统过于复杂；

(3)RAKE接收机一般采用扩频码匹配滤波器来识别不同的用户，而扩频码匹配滤波器主要有两种实现方式：在中频(Intermediate Frequency)用声表面波(SAW)器件实现，或者在基带用数字匹配滤波器实现。但是，声表面波(SAW)器件不易于集成，当扩频码的长度很大时，基带数字匹配滤波器也不适合用集成电路实现，因此，RAKE接收机的应用场合受到了限制；

(4)时域直接序列扩频信号频域等效接收的方式虽然可以充分利用接收信号的所有能量，但是当发射端的扩频序列所对应的时间长度较长或者移动台的移动速度较快，使得扩频序列所对应的时间长度超出信道的相干时间，那么通过该接收方法得到的信道估计值可信度较小，因此造成误码率性能较差。另外，当DFT运算的点数N较大时，对DFT芯片要求较高，增大了系统开销，使得接收机成本提高。

发明内容

本发明的目的是提供一种直接序列扩频信号的接收方法，按照本发明方法组成的直接序列扩频信号接收机具有低的系统复杂度、易集成、改善了系统误码率性能、对芯片的要求降低，减小了系统开销，低成本的等特点。

本发明提供的一种直接序列扩频信号的接收方法组成的接收机系统，它包括：接收天线6、射频处理3模块15、同步模块20、DFT模块21、信道估计模块22、乘法器模块2、信道校正模块23、求和模块19、时域解扩模块24、判决模块14，如图4所示；

本发明的一种直接序列扩频信号的接收方法，包括下面的步骤：

步骤1  射频处理步骤接收天线6收到的信号经过射频处理3模块15处理后，得到信号r(t)，射频处理的目的就是使信号r(t)能够满足后级电路的处理要求；

步骤2  同步步骤将步骤1输出的信号r(t)输入到同步模块20，同步模块20从信号r(t)中提取接收机所需要的同步信息，所述的同步信息可以是时间同步信息、频率同步信息等，然后同步模块20输出同步控制信号ε；

其特征是它还包括下面的步骤：

步骤3  离散傅立叶变换处理步骤经过步骤1射频处理后得到的信号r(t)和经过步骤2得到的同步控制信号ε均输入到离散傅立叶变换(DFT：Discrete FourierTransform)模块21中，离散傅立叶变换模块21完成点数为N_f的DFT变换，N_f是接收机对直接序列扩频信号进行频域解扩时的处理增益，N_f的取值可以根据通信信道的状况及通信系统的具体需要设置；

步骤4  频域解扩步骤  步骤3输出的第m路信号X_km通过乘法器模块2与(β_km)^*、δ_km的乘积(β_km)^*δ_km相乘得到Y_km，然后进行信号的频域解扩处理，(β_km)^*代表接收机频域解扩因子，其中星号()^*代表取共轭，m＝1，2，...，N_f， $k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1;$ 接收机的频域解扩因子{(β_k1)^*，(β_k2)^*，...，(β_kNf)^*}是由{α_kNf+1，α_kNf+2，...，α_kNf+Nf}经过N_f点的DFT变换并取共轭所得到的，产生{β_k1，β_k2，...，β_kNf}的过程如图6所示；δ_km是第m路的权重因子，m＝1，2，...，N_f，k＝0，1，...，N_t-1；

步骤5  信道估计步骤将步骤3得到的信号X_km输入到信道估计模块22，由信道估计模块输出信道信息H_km，m＝1，2，...，N_f；

步骤6  信道校正步骤将步骤4得到的信号Y_km和步骤5得到的信号H_km一同输入到信道校正模块23，通过信号H_km对信号Y_km进行信道校正，校正后输出信号为W_km，m＝1，2，...，N_f；

步骤7  求和步骤对步骤6得到的各路信号，通过求和模块19做求和处理，求和后输出的信号为Z_k；

步骤8  时域解扩步骤将步骤7得到的信号Z_k输入到时域解扩模块24做时域解扩处理，图7给出了一种具体的时域解扩方式，它是通过对Z_k进行加权累加输出时域解扩后的信号U，其中N_t代表时域解扩时的处理增益，λ_k代表第k段的权重因子，时域解扩后得到的信号为U；

步骤9  判决步骤将步骤8得到的信号U输入到判决模块14进行判决，判决后输出信息比特b(t)的估计值(t)。

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频信号的接收和解扩，在接收端得到发射端的信息b(t)的估计值(t)。

需要说明的是：

所述N_f的具体取值方式，可以是将发射端的扩频序列(长度为N)分成

段，每一段中含有N_f个扩频序列的元素，每一段的序号用字母 $k(k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1)$ 来标识，经DFT变换后输出N_f路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2，...，N_f，如图5所示；所述的DFT变换的点数N_f的取值取决于发射机和接收机的性能指标以及通信信道的状况等因素，图5只是给出了一种具体的设置方式，其中，图5表示将发射端的扩频序列α_n(1≤n≤N)做分段处理，共分成 段，如果

不是正整数，那么最后一段的元素个数可能会小于N_f，这时可以采用一些信号处理方法使信号处理过程不受影响，所述的信号处理方法可以是序列尾部补零法，也可以是舍去法，等等。

上述的步骤4和步骤5并不存在时间上固定的先后关系，这里只是为了说明的方便将频域解扩步骤放在了信道估计步骤之前加以叙述，两者既可以是同时进行，也可以是按照具体的实现形式先后进行。

所述的射频处理3模块15可以根据不同的接收机接收需要做灵活的设置，其作用是使经过射频处理3模块15处理后的信号能够满足后级电路的处理需要。

所述的同步模块20并不需要限制某一种特定的同步方法(技术)，其作用是提供后级处理所需要的系统同步信息。

所述的离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)模块21可以采用离散傅立叶变换技术，也可以采用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)技术。

所述的信道估计模块22并不需要限制某一种特定的信道估计方法(技术)，其作用是为系统提供信道信息。

所述的信道校正模块23并不需要限制某一种特定的信道校正方法(技术)，其作用是利用信道信息对接收信号进行信道校正。

所述的权重因子δ_km(m＝1，2，...，N_f)和λ_k(k＝0，1，...，N_t-1)的取值取决于所采用的合并方法，所述的合并方法可以是最大比合并方法，也可以是等增益合并方法，等等。

所述的时域解扩模块24的时域解扩处理增益N_t的取值取决于发射机和接收机的性能指标以及通信信道的状况等因素，时域解扩处理增益N_t可以是等于

的整数部分，也可以是不等于

的整数部分。

本发明并没有特定说明发射机中信息比特b(t)的处理方式，如果在发射机中对原始的信息比特做了某些处理(如，加密、信源编码、纠错编码、信道编码、交织等)，那么在本发明的接收机中也可在后级电路中对这些处理进行反处理(解密、解码、去交织等)，这些并不影响本发明的一种直接序列扩频信号的接收方法的核心思想。

本发明是一种直接序列扩频信号的接收方法，它对直接序列扩频信号的发射机并没有特殊的要求。

本发明的工作过程：如图4所示，接收机中接收天线6收到的信号经过射频处理3模块15处理后，得到信号r(t)，将信号r(t)输入到同步模块20，同步模块从r(t)中提取接收机所需要的同步信息(比如时间同步信息、频率同步信息等)，然后同步模块输出同步控制信号ε，经过射频处理后得到的信号r(t)输入到DFT模块21，并且在同步控制信号ε的协助下完成N_f点的DFT变换，输出N_f路信号，第m路信号为X_km(m＝1，2，...，N_f)，然后X_km通过乘法器模块2与β_kmδ_km相乘得到Y_km(m＝1，2，...，N_f)，信道估计模块22通过输入的X_km(m＝1，2，...，N_f)进行信道估计，输出信道信息H_km(m＝1，2，...，N_f)，接下来，信号Y_km和信号H_km一同输入到信道校正模块23，通过信号H_km对信号Y_km进行信道校正，校正后输出信号W_km(m＝1，2，...，N_f)，随后通过求和模块19对信号W_km(m＝1，2，...，N_f)做求和处理，求和的结果为Z_k(k＝0，1，...，N_t)，接着将Zk送入时域解扩模块24，时域解扩模块输出判决变量U，最后，判决变量U输入到判决模块14进行判决，判决模块输出信息比特b(t)的估计值(t)。

本发明的实质：本发明中接收信号通过离散傅立叶变换处理，不必像RAKE接收机那样在每一条支路都配有捕获跟踪模块，因此可以降低接收系统的复杂度，还可以充分利用接收信号的所有能量，降低径间干扰的影响，此外，本发明所采用的接收方法还可以在信道的相干时间内进行信道估计，使得信道估计值可信度较大，使整个系统的误码率性能得到改善。

按照本发明方法组成的接收机系统与现有的其它的直接序列扩频信号接收机系统相比，有如下优点：

(1)由于本发明不需要为每一条支路都配有捕获跟踪模块，降低了系统的复杂度；

(2)由于本发明采用FFT算法，克服了RAKE接收机中采用声表面波(SAW)器件或者基带数字匹配滤波器实现时不易集成的缺点，而FFT芯片技术已经相当成熟，这样有利于系统的集成实现；

(3)由于采用FFT技术对信号进行接收，因此本发明可以充分利用接收信号的所有能量，降低径间干扰的影响，有利于系统误码率性能的改善；

(4)本发明在步骤3中进行N_f点的DFT运算，而N_f的取值可以小于发射机中的扩频处理增益N，与现有的时域直接序列扩频信号频域等效接收方法中做N点的DFT运算相比，本发明的DFT运算对芯片的要求低，减小了系统开销，降低了成本；

(5)本发明在步骤3中进行N_f点的DFT运算，而N_f的取值可以小于发射机中的扩频处理增益N，与现有的时域直接序列扩频信号频域等效接收方法中做N点的DFT运算相比，本发明DFT运算一次性处理的信号所对应的时间长度可以控制在信道的相干时间内，这样就可以在信道的相干时间内进行信道估计，提高了信道估计的精度，有利于系统误码率性能的改善；

综上所述，采用本发明所提出的一种新的直接序列扩频信号的接收方法，降低了现有的直接序列扩频信号接收系统的复杂度，采用FFT算法，利用成熟的FFT芯片技术，有利于系统的集成，并且还可以充分利用接收信号的所有能量，降低径间干扰的影响，有利于系统误码率性能的改善。

特别说明的是，本发明提供的是一种新的直接序列扩频信号的接收方法，它打破了国外一些大公司(如，美国Qualcomm公司)对该领域专利的垄断，有利于我国民族通信产业的发展。

附图及附图说明

图1是直接序列扩频信号发射机的系统模型

其中，1是PN序列发生器模块，2是乘法器模块，3是发射机的本地载波模块，4是射频处理1模块，5是发射天线，b(t)是发射的信息比特，α_n是发射机的扩频序列元素，1 ≤n≤N，d(t)是经过扩频后的信号。

图2是RAKE接收机的系统模型

其中，6是接收天线，7是射频处理2模块，8是接收机的本地载波模块，2是乘法器，9是滤波器，10是捕获跟踪，1是PN序列发生器，11是积分器，12是合并器，13是RAKE接收机，14是判决，y(t)是经过滤波器模块9输出的信号，τ_l(1≤l≤L)是捕获跟踪模块输出的系统同步信号，α_τl(1≤l≤L)是PN序列发生器输出的解扩序列，x_l(1≤l≤L)是经过乘法器后输出的信号，w_l(1≤l≤L)是各支路的权重因子，(t)是对发射的信息比特b(t)的估计值。

图3是时域直接序列扩频信号频域等效接收的系统模型

其中，6是接收天线，15是射频处理3模块，16是DFT，17是基于导引的信道估计，2是乘法器，18是信道校正模块，19是求和模块，14是判决模块，r(t)是射频处理3输出的信号，X_m(1≤m≤N)是DFT模块的输出信号，β_m(1≤m≤N)是频域解扩因子，Y_m(1≤m≤N)是乘法器模块的输出信号，H_m(1≤m≤N)是基于导引的信道估计模块的输出信号，W_m(1≤m≤N)是信道校正模块的输出信号，U是求和模块的输出信号，(t)是对发射的信息比特b(t)的估计值。

图4是本发明的接收机系统模型

其中，6是接收天线，15是射频处理3，20是同步模块，21是DFT模块，22是信道估计模块，2是乘法器模块，23是信道校正模块，19是求和模块，24是时域解扩模块，14是判决模块，r(t)是射频处理3输出的信号，ε是同步模块的输出信号，X_km(1≤m≤N_f)是DFT模块的输出信号，β_km(1≤m≤N_f)是频域解扩因子，δ_km(1≤m≤N_f)是权重因子，Y_km(1≤m≤N_f)是乘法器模块的输出信号，H_km(1≤m≤N_f)是信道估计模块的输出信号，W_km(1≤m≤N_f)是信道校正模块的输出信号，Z_k(0≤k≤N_t-1)是求和模块的输出信号，U是时域解扩模块的输出信号，(t)是对发射的信息比特b(t)的估计值。

图5是本发明中发射机的扩频序列分段方法的示意图

其中，T是一个信息比特b(t)所占的时间，T_c是信息比特b(t)经过扩频的信号d(t)的一个码片所占的时间，α_n(1≤n≤ N)是发射机扩频序列的元素，N是直接序列扩频处理增益，N_f是频域解扩的处理增益，k是将发射机扩频序列分段后每一段的序号标识。

图6是本发明中参数β_k1，β_k2，...，β_kNf的产生方法示意图

其中，21是DFT处理模块，α_kNf+m(1≤m≤N_f，0≤k≤N_t-1)是发射机扩频序列中的k段第m个元素，β_km(1≤m≤N_f，0≤k≤N_t-1)是α_kNf+m(1≤m≤N_f，0≤k≤N_t-1)经过DFT处理后的输出信号。

图7是时域解扩模块的一种具体处理方式

其中，24是时域解扩模块，Z_k(0≤k≤N_t-1)是求和模块的输出信号，λ_k(0≤k≤N_t-1)是权重因子，U是时域解扩模块的输出信号。

具体实施方式

本发明的直接序列扩频信号接收方法组成的接收机系统，如图4所示，包括：接收天线6、射频处理3模块15、同步模块20、DFT模块21、信道估计模块22、乘法器模块2、信道校正模块23、求和模块19、时域解扩模块24、判决模块14。

下面以发射机扩频增益N＝128，频域解扩处理增益N_f＝16，时域解扩处理增益N_t＝8，等增益权重因子δ_km(m＝1，2，...，N_f)和λ_k(k＝0，1，...，N_t-1)均取值为1，采用DFT的快速算法FFT，通过导引序列进行信道估计为例，说明本发明的信号处理步骤。

步骤1  射频处理步骤接收天线6收到的信号经过射频处理3模块15处理后，得到信号r(t)，射频处理的目的就是使信号r(t)能够满足后级电路的处理要求；

步骤2  同步步骤将步骤1输出的信号r(t)输入到同步模块20，同步模块20从信号r(t)中提取接收机所需要的同步信息，所述的同步信息可以是时间同步信息、频率同步信息等，然后同步模块20输出同步控制信号ε；

其特征是它还包括下面的步骤：

步骤3  离散傅立叶变换处理步骤  经过步骤1射频处理后得到的信号r(t)和经过步骤2得到的同步控制信号ε均输入到离散傅立叶变换(DFT：Discrete FourierTransform)模块21中，这里我们采用DFT的快速算法FFT实现，离散傅立叶变换模块21完成点数为16的FFT变换，经过FFT变换后输出16路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，7；

步骤4  频域解扩步骤  步骤3输出的第m路信号X_km通过乘法器模块2与β_kmδ_km相乘得到Y_km，进行信号的频域解扩处理，β_km代表频域解扩因子，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，7，其中，{β_k1，β_k2，...，β_k16}是由{α_16k+1，α_16k+2，...，α_16k-16}经过16点的FFT变换所得到的，如图6所示；δ_km＝1是第m路的权重因子，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，7；

步骤5  信道估计步骤将步骤3得到的信号X_km输入到信道估计模块22，由信道估计模块根据导引序列进行信道估计，输出信道信息H_km，m＝1，2，...，16，k＝0，1，...，7；

步骤6  信道校正步骤将步骤4得到的信号Y_km和步骤5得到的信号H_km一同输入到信道校正模块23，通过信号H_km对信号Y_km进行信道校正，校正后输出信号为W_km，m＝1，2，...，N_f，k＝0，1，...，7；

步骤7  求和步骤  对步骤6得到的各路信号，通过求和模块19做求和处理，求和后输出的信号为Z_k，k＝0，1，...，7；

步骤8  时域解扩步骤将步骤7得到的信号Z_k输入到时域解扩模块24做时域解扩处理，时域解扩时的处理增益N_t＝8，权重因子λ_k＝1，k＝0，1，...，7，时域解扩后得到的信号为U；

步骤9  判决步骤将步骤8得到的信号U输入到判决模块14进行判决，判决后输出信息比特b(t)的估计值(t)。

经过以上步骤后，就可以完成对直接序列扩频信号的接收和解扩，在接收端得到发射端的信息比特b(t)的估计值(t)。

按照本发明具体实施方式提供的接收方法，可以降低现有接收系统的复杂度，更充分利用接收信号的所有能量，降低径间干扰的影响，使整个系统的误码率性能得到改善。

Claims (5)

1、一种直接序列扩频信号的接收方法，包括下面的步骤：

步骤1  射频处理步骤  接收天线(6)收到的信号经过射频处理模块(15)处理后，得到信号r(t)，信号r(t)能够满足后级电路的处理要求；

步骤2  同步步骤将步骤1输出的信号r(t)输入到同步模块(20)，同步模块(20)从信号r(t)中提取接收机所需要的同步信息，所述的同步信息是时间同步信息、频率同步信息，然后同步模块(20)输出同步控制信号ε；

其特征是它还包括下面的步骤：

步骤3  离散傅立叶变换处理步骤  经过步骤1射频处理后得到的信号r(t)和经过步骤2得到的同步控制信号ε均输入到离散傅立叶变换模块(21)中，离散傅立叶变换模块(21)完成点数为N_f的DFT变换，N_f是接收机对直接序列扩频信号进行频域解扩时的处理增益；

步骤4  频域解扩步骤  步骤3输出的第m路信号X_km通过乘法器模块(2)与(β_km)^*、δ_km的乘积(β_km)^*δ_km相乘得到Y_km，进行信号的频域解扩处理，(β_km)^*代表频域解扩因子，m＝1，2，...，N_f， $k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1,$ 其中，{β_k1，β_k2，...，β_kNf}是由发射机中扩频序列{α_kNf+1，α_kNf+2，...，α_kNf+Nf}经过N_f点的DFT变换所得到的；δ_km是第m路的权重因子，m＝1，2，...，N_f，k＝0，1，...，N_t-1，N_t代表扩频序列共分为N_t段，k为段的序号；

步骤5  信道估计步骤  将步骤3得到的信号X_km输入到信道估计模块(22)，由信道估计模块输出信道信息H_km，m＝1，2，...，N_f；

步骤6  信道校正步骤将步骤4得到的信号Y_km和步骤5得到的信号H_km一同输入到信道校正模块(23)，通过信号H_km对信号Y_km进行信道校正，校正后输出信号为W_km，m＝1，2，...，N_f；

步骤7  求和步骤  对步骤6得到的各路信号，通过求和模块(19)做求和处理，求和后输出的信号为Z_k；

步骤8  时域解扩步骤  将步骤7得到的信号Z_k输入到时域解扩模块(24)做时域解扩处理，时域解扩后得到的信号为U；

步骤9  判决步骤  将步骤8得到的信号U输入到判决模块(14)进行判决，判决后输出信息比特b(t)的估计值

2、根据权利要求1所述的一种直接序列扩频信号的接收方法，其特征是所述的接收机对直接序列扩频信号进行频域解扩时的处理增益N_f的取值方式，是将长度为N的发射端的扩频序列分成

段，每一段中含有N_f个扩频序列的元素，每一段的序号用字母 $k(k=\mathrm{0,1},...,\frac{N}{N_f}-1)$ 来标识，经DFT变换后输出N_f路信号，其中第m路信号为X_km，m＝1，2，...，N_f；如果

不是正整数，那么最后一段的元素个数会小于N_f，这时采用序列尾部补零法，或采用舍去法使信号处理过程不受影响。

3、根据权利要求1所述的一种直接序列扩频信号的接收方法，其特征是所述的离散傅立叶变换模块(21)采用离散傅立叶变换技术，或采用快速傅立叶变换技术。

4、根据权利要求1所述的一种直接序列扩频信号的接收方法，其特征是所述的权重因子δ_km(m＝1，2，...，N_f)和λ_k(k＝0，1，...，N_t-1)的取值取决于所采用的合并方法，所述的合并方法是最大比合并方法，或是等增益合并方法。

5、根据权利要求1所述的一种直接序列扩频信号的接收方法，其特征是所述的时域解扩方式，通过对Z_k进行加权累加输出时域解扩后的信号U，λ_k代表第k段的权重因子。

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