CN100334813C - 一种扩频通信系统突发传输下的扩频码捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种扩频通信系统中数据突发传输下扩频码的捕获方法，在发送端，发送具有一个或一个以上短码的同步头数据，数据中扩频长码与同步头短码保持一定的相位；在接收端，通过来自发送端信号的短码与本地的PN码的相关积分结果进行同步码捕获，根据扩频长码与同步头短码的相位确定扩频长码的相位。本发明在相同的总捕获概率下，所需同步头长度成数量级下降，系统数据传输效率也成数量级改善。

Description

一种扩频通信系统突发传输下的扩频码捕获方法

技术领域

本发明涉及扩频通信系统序列码同步技术，具体地说，涉及扩频通信系统中数据突发传输下，扩频码的捕获方法。

背景技术

扩频通信系统能正常工作至关重要的前提是对扩频码的捕获与跟踪，从而实现码同步。在突发数据传输的情况下，为保证一帧或一次数据的传输，要求同步头有足够的长度，以确保足够高的总捕获概率，防止丢帧。过短的同步头将导致过高的丢帧率，而过长的同步头又降低了有用数据的传输效率。当扩频通信系统的增益很高，扩频码很长时，同步头的长度相当可观，导致数据传输速率的降低。

目前通常的扩频码的捕获方法有两种，一种是利用辅助信道(码道)捕获，另一种是通过同步头或导频序列捕获。

辅助信道(码道)捕获方法是利用一个独立的辅助信道(码道)传输待捕获长码的相位，由于解调后的辅助信道数据包含有主信道上长码的相位或相位区间信息，在正确解调出辅助信道的数据后，用解调后的辅助信道数据给本地PN码发生器的移位寄存器置数，使得本地PN码发生器从这一状态产生PN码，从而可以使长码的捕获时间大大降低。

同步头或导频序列捕获方法是在每个突发帧的某个确定位置上增加同步头或导频序列，如图1a和图1b所示，图1a为增加同步头示意图，图1b为增加导频序列示意图，同步头或导频序列一般没有数据调制。每次突发数据产生时，利用匹配滤波、或滑动相关结构、或者匹配滤波与滑动结构混合结构对同步头(导频序列)进行捕获，跟踪，完成突发帧扩频码的同步；之后，即可正常解扩解调突发帧中的全部数据流。

上述辅助信道(码道)法需要额外的信道(码道)，增加了系统的复杂度，一般较少采用。同步头或导频序列捕获法避免了增加额外的信道或码道，降低了系统的复杂程度。但同步头或导频序列捕获方法在系统的扩频增益较高，扩频码较长的情况下，将面临长码的捕获困难。考虑到扩频码码长的因素，不宜采用匹配滤波的结构，宜采用滑动相关结构进行相位搜索。而在滑动相关结构下，无论是单驻留还是多驻留策略，都需要很长的捕获时间。因此，在实际系统中，为防止丢帧，确保足够高的总捕获检测概率，往往采用增加同步头(导频序列)的长度的办法，结果导致系统的数据传输效率的严重降低，信道的利用率大为下降。换言之，此时总捕获概率与数据传输效率之间的矛盾非常突出。

例如，如果待捕获的扩频码长512，码速率为512*9.6k＝4.9152(MHz)，k＝3(脱离虚警的校验次数，由锁定检测逻辑决定)，每次步进调整半个码片。在检测概率P_d＝0.9和虚警概率P_FA＝0.01的情况下，为达到0.5的帧总捕获概率，至少需要672个扩频码周期。即，一个数据位上扩展一个扩频码，相当于需要672个数据位才能达到0.5的帧总捕获概率，这样长的同步头(导频序列)将大大降低系统的数据传输效率。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供扩频通信系统中数据突发传输下，扩频码的捕获方法，以利用尽可能短的同步头达到尽可能高的总捕获概率，提高系统的数据传输效率。

本发明通过以下技术方案实现：

一种扩频通信系统中数据突发传输下扩频码的捕获方法，

在发送端，发送具有一个或一个以上短码的同步头数据，数据中扩频长码与同步头短码保持一定的相位；该捕获方法包括，

在接收端，通过来自发送端信号的短码与本地的PN码的相关积分结果进行同步码捕获，根据扩频长码与同步头短码的相位确定扩频长码的相位；

其中，通过来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果进行同步码捕获包括：

A)检测来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果是否到达预先设定的阈值，如果是，则在本地PN码当前相位上，利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验，如果校验时来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果再次超过阈值，则认为捕获到短码的正确相位，结束本次捕获；如果校验时来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果未超过阈值，则执行步骤B；如果检测来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，则直接执行步骤B；

B)在本地PN码当前相位上调整本地PN码相位，然后返回步骤A，直至捕获到短码的正确相位后，结束捕获。

较佳地，所述利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验的步骤包括，将同步头中本次短码的下一个短码与当前本地PN码进行相关运算。

较佳地，该捕获方法进一步包括，如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果到达预先设定的阈值，则当前同步状态未发生漏警时以代价权数P_dz^τz^δ2进入校验状态，如果校验状态下未发生漏警，则以代价权数P_dz^τ进入捕获状态，如果校验状态下发生漏警，则以代价权数P_mz^τ进入不同步状态1；如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，当前同步状态发生漏警时，则以代价权数P_mz^τz^δ1进入不同步状态1；

如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果到达预先设定的阈值，则当前不同步状态以代价权数P_FAz^τz^δ2进入校验状态，如果校验状态下未发生虚警，则以代价权数P_NFAz^τ进入下一不同步状态，如果校验状态下发生虚警，则以代价权数P_FAz^τ进入虚警状态；如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，则当前不同步状态以代价权数P_NFAz^τ进入下一不同步状态，直至来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果到达预先设定的阈值；

其中，P_d为检测概率，P_m为漏警概率，P_FA为虚警概率，P_NFA为非虚警概率，τ为短码的码长，δ₂为相邻短码的间隔，δ₁＝δ₂-τ。

与现有技术的扩频码捕获方法相比较，本发明具有以下优点：

1、为达到相同的总捕获概率，与传统同步头或导频序列捕获方法相比，所需同步头长度成数量级下降，系统数据传输效率也成数量级改善；

2、待捕获的码越长，所获得的改善收益就越大；

3、实现上采用对短码的匹配滤波结构，与捕获长码常用的相关累加复杂程度相当，不增加系统实现的复杂度；

4、无需独立的信道(码道)，因此不增加系统的复杂度，不增加系统发射功率，不增加系统内、系统外干扰。

附图说明

图1a为增加同步头的数据帧示意图，图1b为增加导频序列的数据帧示意图；

图2为突发传输下短码引导长码的数据帧示意图；

图3为短码引导长码的捕获状态示意图；

图4为短码以及长码的功率谱示意图；

图5为捕获判决统计量等效框图；

图6为仿真框图。

具体实施方式

在扩频通信系统中，对同步头或导频序列的捕获过程是一个复杂的随机过程，主要受到以下因素的影响：初始相位的不确定性；捕获判决的随机性，发生虚警和漏警；不同的捕获策略；不同的停顿时间或惩罚时间等等，将导致捕获时间T_acq的不确定性。在突发传输的情况下，由于同步头的长度T_S有限，捕获性能是以总捕获概率为标准，即P^OV{T_acq＜T_S}。

为可靠地传输突发数据，减少丢帧率，要求总捕获概率P^OV{T_acq＜T_S}足够高；同时为有效地传输数据，要求数据传输效率ρ足够高，即同步头或导频序列的长度相对数据长度要足够小。因此，在实际系统和应用中，二者必须同时兼顾。

如果接收信号的PN码与本地PN码对齐则为同步状态H₁，如果接收的信号的PN码与本地PN码不对齐则为非同步状态H₀。本发明根据扩频码捕获过程的非对称性，即本地接收时处于非同步状态H₀的相位远远多于同步状态H₁。如果能够尽快地识别并离开处于非同步状态H₀的相位，那么就可以大大减少所需同步头长度，减少捕获的时间。因此本发明在突发传输下，将传输数据的同步头采用短码，长码与短码的相位保持一定的关系，如图2所示，同步头长T_S期间有若干个短码，同步头之后是用长码如512位扩频的数据流。长码与短码相位同步，一旦捕获了短码，长码的相位随之确定。

在捕获的过程中，以检测接收信号的PN码与本地的PN码的相关积分结果来判断是否同步。具体捕获过程如下：

A)检测接收信号的PN码与本地的PN码的相关积分结果是否到达预先设定的阈值，如果是，则在本地PN码当前相位上，利用同步头中本次PN码的下一个PN码进行校验，如果校验时接收信号的PN码与本地PN码的相关积分结果再次超过阈值，则捕获到短码的正确相位，结束本次捕获；如果校验时接收信号的PN码与本地的PN码的相关积分结果未超过阈值，则执行步骤B；如果检测接收信号的PN码与本地的PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，则直接执行步骤B；

B)在本地PN码当前相位上调整本地PN码半个(不局限于半个码片，这里只是举例而言)码片，然后返回步骤A，直至捕获到短码的正确相位。

由于短码与长码的相位保持一定，当短码捕获完成后，长码的相位随之而定。并且，短码的捕获是由匹配滤波器进行并行捕获实现的。

上述捕获的过程为一离散马尔可夫过程，参见图3所示，图3为短码捕获过程的状态转换图。设待捕获搜索的全部可能状态为v+2个状态，其中2个状态为虚警状态和捕获状态；v＝N/Δ，N为扩频码的码长，Δ为本地扩频码每次调整的相位，一般为半个扩频码码片。

设初始相位均匀分布整个扩频码周期内，那么进入状态1至状态v的概率相等，都等于1/v。假设状态v处于H₁下，状态1到状态(v-1)都为H₀。在同步状态下，若正确检测到相关峰的概率即检测概率为P_d，则未准确检测到相关峰的概率即漏警概率为P_m＝1-P_d；在不同步状态下，由于噪声的存在，接收信号短码与当前本地PN码的相关积分结果超过预设阈值的概率即虚警概率为P_FA，则接收信号短码与当前本地PN码的相关积分结果不超过预设阈值的概率即非虚警概率为P_NFA＝1-P_FA。如图2所示，32位PN码码长周期τ为32T_c，相邻短码间的时间间隔为δ₂＝512T_c，前一短码的最后一位与后一短码的第一位之间的时间间隔δ₁＝(512-32)T_c，其中T_c为PN码片时间宽度。

捕获过程所花费的代价权数如图3所示。具体如下：

捕获时以概率1/v进入非同步状态i，如果不发生虚警，则在本地PN码当前相位上调整本地PN码半个码片，以代价权数P_NFAz^τ进入状态i+1，代价权数P_NFAz^τ表示将以P_NFA的概率付出时间τ的代价，如果发生了虚警，则将以代价权数P_FAz^τz^δ2进入校验状态。校验状态是一个过渡状态，它将在与状态i相同的相位上，利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验。如果校验状态下不发生虚警，那么仍在本地PN码当前相位上调整本地PN码半个码片，以代价权数P_NAFz^τ进入状态i+1；否则，以代价权数P_FAz^τ进入虚警状态。这里虚警是吸收状态，不再返回，导致该突发数据帧的接收失败；

进入状态i+1以后，与状态i类似，进行相应的判决校验处理，或进入虚警状态，或进入下一个不同步状态——状态i+2。沿着状态图如此继续搜索下去，如果没有进入虚警状态，直到到达状态v--唯一的同步状态。

在同步状态v下，如果发生漏警，就将以代价权数P_mz^τz^δ1进入状态1，重新开始轮寻搜索。如果不发生漏警，正确检测到相关峰，则将以代价权数P_dz^τz^δ2进入校验状态。校验状态下，以与状态v相同的相位，利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验。如果校验状态再次正确检测到相关峰，那么就以代价权数P_dz^τ成功进入捕获状态；否则，在本地PN码当前相位上调整本地PN码半个码片，以代价权数P_mz^τ进入图中的状态1，继续重新搜索。

为了维持一定的解扩后信噪比，以防止检测概率P_d和虚警概率P_FA的恶化，要求短码有较高的发射功率；同时，为了防止由于同步头功率增加所引起的干扰上升，导致系统容量下降，也为了节省发射功率，要求同步头功率不宜过高。综合考虑两方面，实际应用中，可以维持短码的功率与长码功率相等，或略高，如图4所示。图4中，分别画出了长码和短码的功率谱示意图。其中S1为长码功率谱的总面积，即长码信号的发射功率P1；S2为短码功率谱的总面积，即短码信号的发射功率P2。在本发明中：令P2≥P1。

为说明本发明采用具有短码引导长码的同步码所具有的有益效果，本发明通过捕获判决统计量等效图和仿真框图进一步说明。

参见图5所示，图5为捕获判决统计量等效图，为描述捕获判决统计量，将捕获问题实质视为在加性窄带高斯噪声下对一个高斯随机变量y进行非相干二元检测。包括I路和Q路的接收信号r(t)可描述为：

e_I＝ycosθ+N_I

e_Q＝ysinθ+N_Q其中θ在(0，2π)内均匀分布；N_I和N_Q是统计独立的零均值高斯随机变量，二者方差均等于 ${{\mathrm{\σ}}_n}^2=\frac{M{T}_c{N}_0}{2},$ M为相关积分码片的数目；y可以近似为高斯随机变量，在两种假设不同步H₀或同步状态H₁下，相应的均值和方差分别为m_i和σ_i ²，i＝0或1。

判决统计量满足： $R=\sqrt{e_I^2+e_Q^2}$

该判决统计量R与门限R₀比较，如果超过门限，则认为为H₁；否则认为是H₀。因此是一个复合二元假设检测问题。

进而可以得到在一定信噪比和门限R₀下的虚警概率P_FA和检测概率P_d：

$P_{\mathrm{FA}}<k^{*}\exp \{-c^{*}\}\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{f}_k\underset{m=0}{\overset{2k}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{{\left(c^{*}\right)}^m}{m!}---\left(3\right)$

其中：

$f_0=1,f_{k+1}=\frac{k+1/2}{k+1}{\left(a^{*}\right)}^2{f}_k,$

$K^{*}=\frac{\sqrt{1+2\mathrm{SN}{R}_e^0}}{1+\mathrm{SN}{R}_e^0}$

$c^{*}=\frac{1+\mathrm{SN}{R}_e^0}{1+2\mathrm{SN}{R}_e^0}\&times;\frac{R_0^2}{2{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}=\frac{1+\mathrm{SN}{R}_e^0}{1+2\mathrm{SN}{R}_e^0}\&times;\frac{c}{2}$

$a^{*}=\frac{\mathrm{SN}{R}_e^0}{1+\mathrm{SN}{R}_e^0}$

$\mathrm{SN}{R}_e^0=2{\mathrm{\&gamma;}}_c{G}_0\left(p^{\&prime;}\right)$

G₀(p′)＝1-2|P′|+2(p′)²

γ_c为输入信号的码片信噪比

(E_c为单位码片的能量，N₀为噪声的能量)，c为归一化门限

SNR₀ ^e称为H₀下的有效信噪比，p′是在(-1，1)内均匀分布一个随机变量，它表示出接收PN码与本地PN码序列之间的随机相位差的小数部分。

$P_d=\frac{1}{\sqrt{1+{\mathrm{\&rho;}}_1^2}}\exp \{-\frac{m_1^2}{2{\mathrm{\&sigma;}}_n^2(1+{\mathrm{\&rho;}}_1^2)}\}\underset{k=0}{\overset{\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}}{F}_k{G}_k---\left(4\right)$

其中：

$G_{k+1}={\left(\frac{c}{2}\right)}^{k+1}\exp \{-\frac{c}{2}\}+(k+1)G_k$

$G_0=\exp \{-\frac{c}{2}\}$

$F_0=1,F_{k+1}=\frac{k+1/2}{{(k+1)}^2}{\left({\mathrm{\&sigma;}}^{*}\right)}^2{F}_k-m^{*}{E}_{k+1}$

$E_1=m^{*}/2,E_{k+1}={\left({\mathrm{\&sigma;}}^{*}\right)}^2\frac{k}{{(k+1)}^2}{E}_k-\frac{m^{*}}{2{(k+1)}^2}{F}_k$

$m^{*}=\frac{1}{1+2\mathrm{SN}{R}_e^1}\sqrt{2M{\mathrm{\&gamma;}}_c{(1-|p^{\&prime;}\left|\right)}^2}$

${\left({\mathrm{\&sigma;}}^{*}\right)}^2=\frac{2\mathrm{SN}{R}_e^1}{1+2\mathrm{SN}{R}_e^1}$

${\mathrm{SNR}}_e^1={\mathrm{\&gamma;}}_c{G}_1\left(p^{\&prime;}\right)$

G₁(p′)＝(p′)²

同样，γ_c为输入信号的比特信噪比

SNR_e ¹为H₁下的有效信噪比，ρ为传输效率，在图1a所示的帧结构中，ρ＝Ts/(T_Data+Ts)，在图1b所示的帧结构中，ρ＝Ts/(T_D1+T_D2+Ts)。

由式(3)和式(4)可知，门限固定时，检测概率和虚警概率都随比特信噪比降低(升高)而降低(升高)；而信噪比恒定时，检测概率和虚警概率都随门限升高而降低，随门限降低而升高。

参见图6所示，图6为验证式(3)和式(4)的仿真框图，通过该仿真框图进行仿真得到的仿真结果证明了理论分析所得式(3)与式(4)的准确性。

有了上述可靠的计算分析和仿真方法，可以得到一定码长如512，一定输入信噪比如-18dB下，适当选取门限R₀，就可以使虚警概率P_FA＜0.0001，检测概率P_d＞0.9。

得到了虚警概率P_FA和检测概率P_d，通过描述的捕获过程的状态图，可以将之视为一个系统，利用Mason公式等手段化简，然后用系统传递函数的概念，可以得到总捕获概率为：

$P^{\mathrm{OV}}=P_{d,r}{(1-P_{\mathrm{FA},c})}^{v-1}\left(\frac{1-{(1-P_{d,r})}^{R_{\max }}{(1-P_{\mathrm{FA},c})}^{(v-1)R_{\max }}}{1-(1-P_{d,r}){(1-P_{\mathrm{FA},c})}^{(v-1)}}\right)---\left(5\right)$

式中P_d，为从状态v到捕获状态的捕获概率，P_FA，c为每个H₀假设状态i，i≠v下的总的虚警概率，R_max＝T_s/E(T′)，E(T′)为

E(T′)＝H′_M(1)+(v-1)H′₀(1)≌vH′₀(1)

其中， $H_M\left(z\right)=P_m{z}^{(\mathrm{\&tau;}+{\mathrm{\&delta;}}_1)}+P_d{P}_m{z}^{(2\mathrm{\&tau;}+{\mathrm{\&delta;}}_2)},$

$H_0\left(z\right)=H_{\mathrm{NFA}}\left(z\right)=P_{\mathrm{NFA}}{z}^{\mathrm{\&tau;}}+P_{\mathrm{FA}}{P}_{\mathrm{NFA}}{z}^{(2\mathrm{\&tau;}+{\mathrm{\&delta;}}_2)}$

H′代表求导，将图3中所示的参数带入式(5)，即可得到突发传输下短码引导长码的总捕获概率。

例如，同样在待捕获的扩频码长为512，码速率为512*9.6k＝4.9152(MHz)，k＝3(脱离虚警的校验次数，由锁定检测逻辑决定)，每次步进调整半个码片，检测概率P_d＝0.9和虚警概率P_FA＝0.01，同步头长度仅为6个扩频码周期时，总捕获概率可达0.9999。相比前面例1中672个扩频码周期的同步头(导频序列)长度，只能达到0.5的帧总捕获概率，同步头长度缩短了两个数量级，性能却大大提高了，也就大大提高了系统的数据传输效率。事实上，如果待捕获的码越长，得到的收益更高。

Claims (7)

1、一种扩频通信系统中数据突发传输下扩频码的捕获方法，其特征在于，

在发送端，发送具有一个或一个以上短码的同步头数据，数据中扩频长码与同步头短码保持一定的相位；该捕获方法包括，

在接收端，通过来自发送端信号的短码与本地的PN码的相关积分结果进行同步码捕获，根据扩频长码与同步头短码的相位确定扩频长码的相位；

其中，通过来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果进行同步码捕获包括：

A)检测来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果是否到达预先设定的阈值，如果是，则在本地PN码当前相位上，利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验，如果校验时来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果再次超过阈值，则认为捕获到短码的正确相位，结束本次捕获；如果校验时来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果未超过阈值，则执行步骤B；

如果检测来自发送端信号的短码与当前本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，则直接执行步骤B；

B)在本地PN码当前相位上调整本地PN码相位，然后返回步骤A，直至捕获到短码的正确相位后，结束捕获。

2、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述利用同步头中本次短码的下一个短码进行校验的步骤包括，将同步头中本次短码的下一个短码与当前本地PN码进行相关运算。

3、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，该捕获方法进一步包括，如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果达到预先设定的阈值，则当前同步状态未发生漏警时以代价权数P_dz^τz^δ2进入校验状态，如果校验状态下未发生漏警，则以代价权数P_dz^τ进入捕获状态，如果校验状态下发生漏警，则以代价权数P_mz^τ进入不同步状态1；如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，当前同步状态发生漏警时，则以代价权数P_mz^τz^δ1进入不同步状态1；

如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果到达预先设定的阈值，则当前不同步状态以代价权数P_FAz^τz^δ2进入校验状态，如果校验状态下未发生虚警，则以代价权数P_NFAz^τ进入下一不同步状态，如果校验状态下发生虚警，则以代价权数P_FAz^τ进入虚警状态；如果来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果未到达预先设定的阈值，则当前不同步状态以代价权数P_NFAz^τ进入下一不同步状态，直至来自发送端信号的短码与本地PN码的相关积分结果到达预先设定的阈值；

其中，P_d为检测概率，P_m为漏警概率，P_FA为虚警概率，P_NFA为非虚警概率，τ为短码的码长周期，δ₂为相邻短码的间隔时间，δ₁＝δ₂-τ。

4、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述短码为m序列，或Gold序列，或M序列。

5、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述调整本地PN码相位是以半个码片步进调整的。

6、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述短码的发射功率大于或等于长码的发射功率。

7、如权利要求1所述的捕获方法，其特征在于，所述短码的捕获是由匹配滤波器并行捕获的。

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