CN100334468C - 宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器。该宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器，包括发射天线、接收天线，土壤区域的上方有介质平板，介质平板为介电常数渐变的多层，形成宽带脉冲信号探地雷达的分层介质加载阻抗匹配器。本发明在空气和土壤之间实现较好的阻抗渐变，从而减少地面对电磁波的反射，增加进入地下的信号能量，提高地下目标回波的信杂比，大大提高雷达系统对地下目标的检测范围和检测概率。采用多层介质平板能简化本发明的加工过程，降低生产成本。

Description

宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器

技术领域

本发明涉及一种宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器。

背景技术

探地雷达(GPR)是当今各种地下浅层目标非破坏性探测技术中最具有应用前景和发展前途的方法之一，主要应用于公路、桥梁、隧道、建筑和矿井的无损检测，地质勘探与研究，以及地下管线、地雷、未爆炸军火(UXO)等各种金属和非金属目标的检测、定位和识别等。在这些应用中，由于天线所在的空间与地面之间的阻抗不连续，使得电磁波由天线馈入地下的传输过程中，在地表面引起了较大的能量反射，造成进入地下的电磁波能量减少，而且地面反射回波会对地下浅层目标回波造成干扰。目前已有的技术和信号处理方法虽然可以减小或者消除地面直接反射杂波，但却不能够有效提高进入地下的电磁波能量。

探地雷达应用中，探测方式一般是将天线置于地面之上，向土壤中发射电磁波并接收地下目标的反射回波。探地雷达的天线阻抗一般与空气阻抗相匹配，而空气与地面之间阻抗是突变的，故这种探测方式会产生较大的地面反射信号。根据电磁波反射理论，假设地面的相对介电常数ε_r＝5，则在电磁场垂直入射情况下，由于地面和空气阻抗不匹配而引起的功率反射系数为14.6％，即只有85.4％的有效能量进入土壤中。为减少地面反射杂波的影响，提高雷达系统的效用比，需要在空气和土壤之间实现较好的阻抗渐变。对于单频系统和水平地面，在地面上方加入一介质平板来实现空气和土壤之间的阻抗变换。但实际探地雷达发射的往往是宽带脉冲信号，采用一层介质板仍然会引起较大的反射。如果采用阻抗连续变化的介质，虽然可以较好地实现空气和地面间的阻抗匹配，但这样的介质较难加工。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的上述不足，提供一种能减少地面反射杂波，大大提高雷达系统对地下目标的检测范围和检测概率的宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器。

解决本发明技术问题所采用的技术方案是该宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器，包括发射天线、接收天线，在土壤区域的上方有介质平板，介质平板为介电常数渐变的多层，形成宽带脉冲信号探地雷达的分层介质加载阻抗匹配器。

本发明能在空气和土壤之间实现较好的阻抗渐变，从而减少地面对电磁波的反射，增加进入地下的信号能量，提高地下目标回波的信杂比。采用多层介质平板能简化本发明的加工过程，降低生产成本。

附图说明

以下结合实施例附图，对本发明作进一步的详细描述。

图1为本发明的结构示意图

图2a为入射脉冲波形的时域形式图

图2b为入射脉冲波形的频域归一化形式图

图3为图2所示脉冲入射，且无介质平板4加载和有介质平板4加载的情况下，土壤上方观察点7处信号的时域形式图

图4为图2所示脉冲入射，无介质平板4加载和有介质平板4加载的情况下，土壤区域5中观察点8处的信号形式图

图5a为图2所示的脉冲入射且无介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号的剖面图

图5b为图2所示的脉冲入射且无介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号剖面扫描图中点处(x＝0.6m)的单道散射信号波形图

图6a为图2所示的脉冲入射且有介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号的剖面图

图6b为图2所示的脉冲入射且有介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号剖面扫描图中点处(x＝0.6m)的单道散射信号波形图

图中：1-发射天线2-接收天线3-空气区域4-介质平板5-土壤区域6-地下目标7、8-观察点

具体实施方式

为了使探地雷达系统发射的能量尽可能地耦合到地下，提高系统的效率，本发明提供一种探地雷达分层介质加载的阻抗匹配器，在很大程度上可以减少地面的反射波，有利于地下目标的检测和识别。本发明包括发射天线1、接收天线2，土壤区域5的上方有介质平板4，介质平板4有多层。

由传输线的理论可知，对于实际厚度为d无限大的介质平板4，其转移矩阵为：

$M_n=\left(\begin{array}{cc}x& {\mathrm{iZ}}_{\mathrm{cn}}*\sqrt{1-x^2}\\ i\sqrt{1-x^2}/Z_{\mathrm{cn}}& x\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中，x为模值小于1的变量；对于水平极化，有Z_cn＝Z_ncoszθ_n；对于垂直极化，则有Z_cn＝Z_n/cosθ_n， $Z_n=\sqrt{\frac{{\mathrm{\μ}}_0}{{\mathrm{\ϵ}}_n}}$ 为介质的特征阻抗，μ₀为自由空间中的磁导率，ε_n为各层介质平板的介电常数；θ_n为电磁波在第n层介质中的入射角，且其与电磁波对整个介质平板4的入射角θ₀之间的关系为： $\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_0}\sin {\mathrm{\θ}}_0=\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_n}\sin {\mathrm{\θ}}_n.$ 所以对于需要在空气区域3和土壤区域5之间的进行阻抗变换N层介质平板4，其转移矩阵为：

$M=M_1*M_2*{\mathrm{\Λ}*M}_N=\left(\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right)---\left(2\right)$

其中，A、B、C、D为转移矩阵中的元素。所以，电磁波由空气区域3经过多层介质平板4到土壤区域5的功率透过系数W满足下式：

$\frac{1}{{\left|W\right|}^2}=\frac{Z_{\mathrm{cN}+1}}{4Z_{c0}}{|(A+\frac{Z_{c0}}{Z_{\mathrm{cN}+1}}D)+(\frac{B}{Z_{\mathrm{cN}+1}}+Z_{c0}C)|}^2---\left(3\right)$

令功率透过系数W在系统工作频带内满足切比雪夫多项式形式：

$\frac{1}{{\left|W\right|}^2}=1+h^2{T}_N^2\left(\frac{x}{P}\right),\left(\right|\frac{x}{P}|\≤1)---\left(4\right)$

其中， $P=\frac{1}{\mathrm{ch}\left(\frac{1}{N}{\mathrm{ch}}^{-1}\left(\frac{1-r}{2h\sqrt{r}}\right)\right)},$ $r=\frac{Z_{\mathrm{cN}+1}}{Z_{c0}};$ $h=\sqrt{\frac{{\left|\mathrm{\Γ}\right|}_{\max }^2}{1-{\left|\mathrm{\Γ}\right|}_{\max }^2}},$ |Γ|_max ²为在所需要的频带内的最大功率反射系数。

如果令公式(3)和公式(4)中关于x的各阶系数相等，可以得到关于未知数Z_cn(n＝1，2，Λ，N)的N个方程，通过求解该N维N阶的非线性方程组且Z_cn＜1就可获得各层介质板的介电常数ε_n。

因为各层介质平板4的等效电厚度 $d_n^{\′}=d_n\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_m-{\sin }^2{\mathrm{\θ}}_0}$ 为

(λ₀为中心频率所对应的波长；n＝1，2，Λ，N；m为奇数)，从而其实际厚度为：

$d_n=\frac{m{\mathrm{\λ}}_0}{4\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_n-{\sin }^2{\mathrm{\θ}}_0}}---\left(5\right)$

因为 $\left|\frac{x}{P}\right|\≤1,$ 所以当 $\frac{x}{P}=-1$ 时，对应的频带上限频率为 $f_1=\frac{2f_0\arccos P}{\mathrm{\π}};$ 当 $\frac{x}{P}=1$ 时，所对应的下限频率为 $f_2=\frac{2f_0(\mathrm{\π}-\arccos P)}{\mathrm{\π}}.$ 这样，就可以得到|Γ|_max ²不超过允许值的工作带宽为：

$\frac{\mathrm{\Δf}}{f_0}=\frac{2(f_1-f_2)}{f_1+f_2}=2-\frac{4}{\mathrm{\π}}\arccos P---\left(6\right)$

在探地雷达应用中，因为空气阻抗Z_c0和土壤阻抗Z_cN+1已知，所以可以根据实际的发射系统工作频带和带内最大反射系数选取所需要的介质平板4的层数N。利用公式(3)、公式(4)求解N维非线性方程组就可以得到各层介质平板4的相对介电常数，再由公式(5)可得到各层介质平板4的实际厚度。每层介质平板4的介电常数从上往下依次增大；每层介质平板4的电厚度为所选信号中心波长四分之一的奇数倍，相应的实际厚度根据公式(5)进行选取。

图1为本发明的结构示意图。其中1为发射天线，2为接收天线，3为空气区域，介电常数为ε₀，4为介质平板，其介电常数由上而下依次为ε₁，ε₂，…ε_N；5为土壤区域，其介电常数为ε_N+1；6为地下异常体；7为位于地面上方28cm处的观察点；8为位于地下1cm处的观察点。

图2a为入射脉冲波形的时域形式图。其中坐标系横轴表示时间(单位为纳秒)，纵轴表示入射电磁波电场Ex分量的幅度(单位为V/m)；图2b为入射脉冲波形的频域归一化形式图，其中坐标系横轴表示频率(单位为GHz)，纵轴表示入射电磁波电场Ex的归一化形式。

图3为图2所示脉冲入射，且无介质平板4加载(用虚线表示)和有介质平板4加载(用实线表示)的情况下，土壤上方观察点7处信号的时域形式图。其中，横轴表示时间(单位为纳秒)，纵轴表示观察点7处所观察到的电磁场Ex分量的幅度(单位为V/m)。

图4为图2所示脉冲入射，无介质加载(用虚线表示)和有介质平板4加载(用实线表示)的情况下，土壤中观察点8处的信号形式图。其中，横轴表示时间(单位为纳秒)，纵轴表示观察点7处所观察到的电磁场Ex分量的幅度(单位为V/m)。

图5为图2所示的脉冲入射且无介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号的剖面扫描图和中点处的单道散射信号波形图。图5a为地下目标6散射信号的剖面图，横轴表示空间坐标(单位为米)，纵轴表示时间(单位为纳秒)；图5b为剖面扫描图中点处(x＝0.6m)的单道散射信号波形图，横轴表示电磁场Ex分量的幅度(单位为V/m)，纵轴同剖面扫描图的纵轴相对应，表示时间(单位为纳秒)。

图6为图2所示的脉冲入射且有介质平板4加载的情况下，地下目标6散射信号的剖面扫描图和中点处的单道散射信号波形图。图6a为地下目标6散射信号的剖面图，横轴表示空间坐标(单位为米)，纵轴表示时间(单位为纳秒)；图6b为剖面扫描图中点处(x＝0.6m)的单道散射信号波形图，横轴表示电磁场Ex分量的幅度(单位为V/m)，纵轴同剖面扫描图的纵轴相对应，表示时间(单位为纳秒)。

假设平面波垂直入射(θ₀＝0°)，入射脉冲波形分别如图2a和图2b所示。土壤区域5的相对介电常数为ε_rN+1＝5.0。选择加载的介质平板4为七层(即N＝7)，并令 ${\left|\mathrm{\Γ}\right|}_{\max }^2=0.01,$ 从而得到中心频率f₀＝1.6GHz，频率上限f₁＝2.9GHz，下限f₂＝0.3GHz。令公式(3)和公式(4)中关于x的各阶系数相等，即可得到关于Z_cn(n＝1，2，Λ，7)的7个非线性方程，通过求解该非线性方程组且有Z_cn＜1就可获得各层介质平板4的介电常数。所解得的关于各层介质平板4的相对介电常数和实际厚度从上至下依次为：{ε_r1＝1.3114，d₁＝4.1cm}，{ε_r2＝1.533，d₂＝3.8cm}，{ε_r3＝1.84，d₃＝3.5cm}，{ε_r4＝2.24，d₄＝3.1cm}，{ε_r5＝2.72，d₅＝2.8cm}，{ε_r6＝3.26，d₆＝2.6cm}，{ε_r7＝3.81，d₇＝2.4cm}。

图3中反映出了地面的反射杂波，在没有介质平板4加载的情况下，因为空气区域3-土壤区域5间的阻抗不匹配，从而使观察点7处的信号幅度(|max(E_x)-min(E_x)|)为1.5515，总能量( $\mathrm{Energy}=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|{\mathrm{\Σ}}_x^n\right|}^2,$ n表示信号的采样时间步)为86.8；而加入阻抗渐变的多层介质平板4后，信号幅度变为0.2795，总能量为6.1。图4中反映了馈入土壤区域5的信号能量，在无介质平板4加载的情况下，观察点8处的信号幅度为2.5186，总能量为227.8；加入多层介质平板4之后，其信号幅度为2.7273，总能量为265。从以上两图可以看出，本发明可以从物理上较好地消除地面反射杂波，从而使馈入地下的能量变大。

图5中给出的地下目标6为一边长8cm、中心埋深19cm的金属方柱，由图5可以看出，没有介质平板4加载时，去除地面直达波后，散射信号的幅度为1.08。由图6可看出，加入有多层介质平板4后，目标散射信号的幅度变为1.5211。所以，加入多层介质平板4之后，更加有利于地下目标6的检测。

因此，本发明引入了设计合理的阻抗匹配的分层介质平板4后，能够从物理上较好地消除地面反射杂波，使进入地下的信号能量增加，从而更加有利于地下目标6的检测和识别。

Claims (3)

1、一种宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器，包括发射天线(1)、接收天线(2)，其特征在于该阻抗匹配器在土壤区域(5)的上方有介质平板(4)，介质平板(4)分为多层，其中每一层具有单一的介电常数，各层之间的介电常数是渐变的，形成宽带脉冲信号探地雷达的分层介质加载阻抗匹配器。

2、根据权利要求1所述的宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器，其特征在于每层介质平板(4)的介电常数从上往下依次增大。

3、根据权利要求1或2所述的宽带脉冲信号探地雷达用阻抗匹配器，其特征在于每层介质平板(4)的电厚度为所选信号中心波长四分之一的奇数倍。

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