CH96097A - Installation for the transmission of currents of the kind used in telephony. - Google Patents

Installation for the transmission of currents of the kind used in telephony.

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CH96097A
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  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
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Description

  

      Installation    pour la transmission de courants du genre de ceux utilisés en téléphonie.    Dans les     différentes    installations     servânt     à transmettre des courants de signalisation,  tels que ceux utilisés en téléphonie, on cons  tate une certaine déformation des signaux  reçus, c'est-à-dire que les signaux arrivant à  la station réceptrice     n'offrent    pas une copie  conforme de ceux émis par la station trans  mettrice. Par exemple dans les installations  téléphoniques, les ondes qui représentent les  articulations de la parole comprennent plu  sieurs composantes présentant un grand nom  bre de fréquences, dont la plus importante  varie d'environ 200 à 2500 cycles par seconde.

    Il est évident que pour obtenir une articula  tion claire de la parole reçue il est désirable  que les amplitudes relatives de ces compo  santes ou harmoniques, soient les mêmes  pour l'onde reçue que pour l'onde transmise.       Quand    une telle condition est obtenue, la  transmission est dite à déformation réduite.  Cependant, dans les installations de trans  mission actuellement en usage, la déforma  tion par rapport à la fréquence est considé  rable, et cela a lieu particulièrement dans  les cas où des lignes longues sont utilisées.

    Le résultat ordinaire de cette déformation est    la diminution des amplitudes des courants  composants de fréquences les plus hautes  comparativement aux     courants    de     fréquences     les -plus     basses,    et de cette manière la carac  téristique des sons reçus peut être     suffisam-          ment    modifiée pour obscurcir l'articulation et  la clarté des paroles     émises,       La présente invention se rapporte à une  installation pour la transmission de courants  du genre de ceux utilisés en téléphonie, com  prenant une ligne de transmission dans la-.  quelle l'atténuation des oscillations transmises  varie avec leurs fréquences.

   Suivant l'inven  tion, un arrangement de transmission, dit  égalisateur     d'affaiblissements,    relié à ladite  ligne, est prévu et disposé pour que les am  plitudes des oscillations transmises par lui  varient avec leurs fréquences, de manière que  pour une série déterminée de fréquences,, les  atténuations résultantes pour     l'installâtion     dans son ensemble,     différent    l'une de l'autre  d'une     quantité        inférieure.à    une valeur donnée.    Les dessins ci-joints donnent, à titre d'ex  emple, différentes formes de . réalisation de  l'objet de l'invention.

        La     fig.    1 est une vue schématique d'une  ligne de transmission comprenant deux sec  tions, et ce schéma a pour but de faciliter  l'établissement de certaines formules générales  concernant la transmission;  La     fig.    2 est une vue schématique de la  ligne représentée sur la     fig.    1, mais compre  nant un égalisateur     d'affaiblissement;     La     fig.    3 est une vue schématique d'un  circuit de ligne pourvu aux extrémités de  bobines d'impédance, et comprenant un éga  lisateur d'affaiblissement;  La     fig.    4 est un schéma d'un égalisateur  du type comprenant une bobine d'impédance  en série;

    La     fig.    5 est un schéma montrant l'éga  lisateur de la     fig.    4 appliqué à une ligne     pu-          pinisée    dont les extrémités sont formées de       demi-sections;     La     fig.    6 est un diagramme montrant une  série de courbes qui représentent la déforma  tion des     différentes    parties de la ligne de la       fig.    5 ;  La     fig.    7 est un schéma d'un égalisateur  du type comprenant une bobine d'impédance  en dérivation;

    La     fig.    8 est un schéma montrant l'éga  lisateur de la     fig.    7 appliqué à une ligne       pupinisée    dont l'extrémité est à mi-charge;  Les     fig.    9 et 10 représentent deux arran  gements pouvant être employés comme éga  lisateurs d'affaiblissement;  La     fig.    11 est un schéma montrant un  égalisateur du type représenté sur la     fig.    10  et appliqué à une ligne chargée avec l'extré  mité à mi-charge;  La     fig.    12 est un diagramme représentant  les courbes de déformation de l'installation  de la     fig.    11;

    Les     fig.    13 à 16 incluses sont des schémas  de circuits montrant quatre arrangements  différents     d'égalisatëïirs    d'affaiblissement dans  un circuit à double répéteurs agissant dans  les deux sens;  Les     fig.    17 à 22 incluses sont des schémas  de circuits de six arrangements     différents     d'égalisateurs d'affaiblissement pour circuits  répéteurs à quatre fils.    La théorie générale se rapportant à l'éga  lisateur d'affaiblissement est d'abord déve  loppée ci-après, et les types distinctifs sont  ensuite décrits, tandis que les formules qui  s'y rapportent sont établies.  



  Suivant la     fig.    1, une installation de trans  mission représentée schématiquement se     coin-          pose    de deux parties<I>I</I> et<I>II</I> reliées par les  bornes 3, 3. Une force électromotrice     .Ei    est  appliquée entre les bornes 1, 1, et pour géné  raliser une force électromotrice     F2    existe  entre les bornes 2, 2. Soit     h    le courant ve  nant des bornes 1 et 12 celui arrivant aux  bornes 2.

   Les relations qui relient les cou  rants     Li    et     La    avec les forces électromotrices  s'expriment par les équations suivantes       h   <I>=</I>     Tii        E    -     Ti2        E2,     12<I>=</I>     T2i   <B><I>El</I></B> - T22     E2.    (1)       Tii,        Ti2,        Tü    et T22 sont les     coefficients        d'ad-          mittance    de la ligne.

       Tii    est égal au cou  rant passant par la borne 1 quand l'unité de  force électromotrice est appliquée entre les  bornes 1, 1 et que les bornes 2, 2 sont  mises en court-circuit. De même;     T.        ,l    est égal  au courant passant par les bornes 2, 2, dans  les mêmes conditions. T22 est égal au cou  rant passant par les bornes 2, 2, quand l'unité  de force électromotrice est appliquée aux  bornes 2, 2 et que les bornes 1, 1, sont  mises en court-circuit.     Ti,    est égal au cou  rant     passant    par les bornes 1, 1, sous les  mêmes conditions.  



  Si l'on considère la transmission de 1  vers 2,     E.    étant supposé égal à zéro, l'on  obtient:  <I>Il</I>     =T1i.Ei,     ré<I>=</I>     T2i        #        E#.   <I>" (2)</I>  Le coefficient     T2i    est l'admittance de  transfert du système, c'est-à-dire le rapport  entre le courant reçu aux bornes 2 et la  force     électromotrice    transmise aux bornes 1.  Ce coefficient peut être théoriquement déter  miné quand le genre d'installation est spé  cifié, ou il peut être mesuré par expérience.

    En général     T2i    est une fonction de la fré  quence de la force électromotrice transmise  c'est la variation de     T2i    par rapport à la      fréquence qui provoque la déformation dont  l'élimination est le but poursuivi ici.  



  La     fig.    2 représente l'installation montrée  sur la     fig.    1 auquel un égalisateur 50, schéma  tiquement représenté a été adjoint. Cet éga  lisateur est connecté aux bornes 3, 3. Si l'on  désigne respectivement par V et VI le- vol  tage entre les bornes 3, 3 et 4, 4 (les flèches  étant placées suivant la direction des poten  tiels les plus bas vers les potentiels les plus  hauts), par Ali, A13, A31 .et     Ass    les     admittan-          ces    de la partie I, par B44, B24, B42, B22, les  admittances de la partie<I>II,</I> et par C33, C34       E.13    et C44 les     admittances    de l'égalisateur,  les équations de l'installation deviennent:

    <B>11</B> =     Aii        Ei    -     Ai3   <B>V,</B>       I3=Asi   <B><I>El</I></B>     -Ass    V,  I3 =     C33   <I>V - C34 VI,</I>  <I>L4 - C43 V -C44 VI, (3)</I>  <B>I4</B> =     B44   <B>VI</B>     -B42        JJ\L,     <B>I2</B>     =        B24        VI        --   <B><I>B22 E2.</I></B>  



  Considérant simplement la transmission  de 1 vers 2, ce qui permet de poser     .Ea    égal  à zéro, la résolution des équations (3) donne:  
EMI0003.0022     
    Et comme l'admittance de transfert     Tâ,     du système représenté sur la     fig.    2 est égal  à     12/E1,    l'on obtient:  
EMI0003.0026     
    La signification des admittances est facile  à établir.

   En se référant à la     fig.    2,     Css    est  égal au courant passant par la borne 3 de  l'égalisateur quand l'unité de force électro  motrice est appliquée entre les bornes 3, 3,  et que les bornes 4, 4 sont placées en     court-          circuit.    De même C43 est égal au courant  passant à travers les bornes 4, 4 dans les  mêmes conditions.     044    est égal au courant  passant par les bornes 4, 4, quand l'unité de  force électromotrice est appliquée aux bornes  4, 4, et que les bornes 3, 3 sont mises en  court-circuit. De ces définitions, la significa  tion des autres admittances s'explique facile  ment.

      Si l'égalisateur est ôté de la     fig.    2, les  équations du système dans le cas d'une  transmission de 1 vers 2 deviennent:  <B>Il</B> =     Ali    El - Ais V,  I3 = A31 E1 - A38 V,  I4 = B44     VI,        (G)     <I>I2 = B24 VI,</I>  <I>- 13 = I4,</I>       V=VI.     Par la résolution -de ces équations, l'on  obtient pour l'expression de l'admittance de  transfert de la     fig.    2 dans le cas où l'égali  sateur est omis  
EMI0003.0038     
    Dans cette installation, l'admittance de  transfert T21 varie avec la fréquence, tandis  que quand l'installation comprend un égalisa  teur, sa valeur est celle de     T31    donnée par  la formule (5)

   et est pratiquement constante  pour l'ordre des- fréquences utilisées dans la  transmission     téléphonique    de la parole. Ce  résultat est obtenu quand l'égalisateur carac  térisé par les paramètres C33,     C44,    C34 et C43  est tel que la valeur de     Tâl    donnée par (5)  est pratiquement indépendante de la fréquence.  



  Si l'égalisateur consiste seulement en une  impédance Z, en série avec la ligne (laquelle  impédance peut être un simple élément ou  une combinaison d'éléments), les équations  dans le cas de la     fig.    2 et pour une trans  mission     de 1    vers 2 sont les suivantes:

    <I>Il =</I> Ail<B><I>El-</I> 413</B> V,  <B>I3</B>     =   <B>A31</B> El     -A33   <B>V,</B>  I3 = C33     17   <I>- C34</I> VI,  <B>I4</B> -<B>C43<I>V</I></B><I> -<B>C44</B> V</I>     I,   <I>(Ô)</I>  <I>14 = B44 V</I>     I,     <I>-</I>     I2        -\-        B24        V        I,   <I>-</I>  <I>13 = I4,</I>  <I>V=</I>     VI+ZI3.     



  En résolvant ces équations et en notant  que     C33    =     C44    =     C34    =     C43    =     1/Z    l'on ob  tient pour     l'admittance    de transfert de 1  vers 2  
EMI0003.0062     
      Cette formule peut aussi être obtenue de  la formule (5) en tenant compte que     Cjs        ---          C34   <I>=</I>     C"4   <I>=</I>     C1;3    = 1 / Z.

   Si,     d'autre    part,  l'égalisateur consiste en une admittance Y  placée en dérivation sur la ligne, les équa  tions, toujours dans le cas d'une transmission  de 1 vers 2, deviennent:       Ii   <I>=</I>     Aii        En    -     t113    V,  L<I>=</I>     A31        Ei   <I>-</I>     Ai:;   <I>V,</I>       18    = C33 V -     C;

  4        Vi,          r4    =     C43    V     -C44        Vi,    (10)       I4    =     B44        Vi,          L-   <I>=</I>     B24        V\,     V              T'\,          Ls=I4+YV     De ces équations,

   il résulte que l'expres  sion de l'admittance de transfert de 1 vers  2 est  
EMI0004.0030     
    Si l'installation soumise à l'égalisation et  consistant en une ligne de     transmission    pour  vue à ses extrémités de bobines d'impédance       Ih    et     U2    est caractérisée par une impédance  IL et une propagation constante de courant  T: si de plus l'égalisateur est compris entre  la ligne montrée en 100 dans la     fig.    3 et  l'impédance     Ui,    l'on obtient:

    
EMI0004.0036     
    Dans ces équations, H,     Vi    et     Tra    sont  respectivement les réciproques de     h        Ui    et       U2    et par suite sont des admittances.  



  Les équations (12), pour autant qu'elles  se rapportent aux constantes de la ligne de  transmission, se rapprochent des formules  connues, si l'on suppose que la ligne est    suffisamment longue pour que le courant à  l'extrémité d'envoi soit indépendant de l'impé  dance existante à l'extrémité réceptrice.     B44     est par     conséquent    égal à     1/K,    c'est-à-dire  égal au courant produit sur une ligne infini  ment longue par l'unité de force électro  motrice, tandis que     B42    est le courant de  réception correspondant.  



  Si l'égalisateur consiste simplement en  une impédance Z en série avec la ligne 100  de la     fig.    3, laquelle impédance peut être  formée d'un simple élément ou d'une combi  naison d'éléments, les équations (9) et (12)  donnent:  
EMI0004.0047     
    Si, au contraire, l'égalisateur consiste en  une admittance placée en dérivation sur la  ligne, les équations (11) et (12) donnent:

    
EMI0004.0048     
    Si l'égalisateur est formé de     )a    sections  se reproduisant périodiquement et présen  tant comme caractéristiques par section une  impédance     hi    et une propagation constante  du courant     Ti;

      l'on voit facilement que  
EMI0004.0052     
    Si de plus cet égalisateur est compris  entre une résistance     U,    et une ligne longue       (K,   <I>T),</I> telle que celle montrée sur la     fig.    3,  et dont les     admittances    A et B sont données  par (12) les équations (5), (12) et (15) don  nent pour     l'admittance    de     tranfert    de cette  installation  
EMI0004.0059     
      En négligeant le terme contenant le lac  <B>-</B>     i          teur    e 2 n T , lequel est communément petit,  l'équation (16)

   se réduit à  
EMI0005.0003     
    <I>Type d'égalisateur</I>     ayant   <I>une</I>     impédance   <I>en série.</I>       L'équation    (13) peut s'écrire  
EMI0005.0007     
    Il est maintenant commode d'introduire  un ensemble de paramètres définis par les  équations suivantes:  
EMI0005.0008     
    Les deux termes de gauche de chacune  de ces équations sont respectivement les  composantes réelles et imaginaires des expres  sions correspondantes de droite, qui sont en  général des fonctions complexes.

   De la sorte  pour toutes installations de transmission, le  coefficient d'affaiblissement A est la partie  réelle du coefficient de propagation T de  l'installation tandis que i A1 est la compo  sante imaginaire dans laquelle Ai est une  expression réelle et i dénote le facteur
EMI0005.0009  
    Des équations (19) il s'ensuit que:  
EMI0005.0010     
    Les lignes verticales enfermant une expres  sion indiquent que la valeur absolue de     celle-          ci    est une valeur moyenne.  



  La valeur absolue de l'admittance de  transfert de l'installation peut être exprimée  comme suit d'après l'équation (18)  
EMI0005.0013     
    D'où suivant la relation (20)  
EMI0005.0014     
    Dans la pratique, un cas important à  considérer est celui dans lequel les impé  dances terminales     Ui    et U2 sont des pures  résistances et par suite des constantes dont  les valeurs sont indépendantes de la fréquence.

    Pour ce cas, il résulte de l'équation (22) que  la déformation par rapport à la fréquence est  éliminée si la somme<I>A</I>     -+-   <I>a</I>     +   <I>b</I>     -+-   <I>c</I> peut  être rendue constante pour     l'orde    des fré  quences utilisées dans la transmission télé  phonique de la parole     puisque    toutes les fré  quences de cet ordre sont transmises avec le  même     affaiblissement.    Quoique en pratique     Ui     et U2 ne soient pas toujours indépendantes  de la fréquence,     l'effet    de leur variation avec       celle.-ci    est ordinairement négligeable,

   et si  cela n'est pas le cas elle peut être contre  balancée en     modifiant    légèrement l'égalisa  teur, ou en introduisant un égalisateur auxi  liaire.  



  Le type caractéristique de l'égalisateur       d'affaiblissement    peut être à présent consi  déré, et est représenté sur la     fig.    4. Il con  siste en une résistance     R    en parallèle avec  une inductance L et une capacité C reliée en  série. Si     -P    désigne le terme 2     7r   <I>f</I> dans lequel  <I>f</I> est la fréquence, et si<I>i</I> désigne le facteur      imaginaire     #/-1,    l'expression de l'impédance  Z est  
EMI0006.0002     
    Le fonctionnement général de ce type  d'égalisateur est maintenant considéré.

   En se  référant à la formule (22), il est évident que  l'affaiblissement effectif résultant de l'instal  lation est<I>A</I>     +   <I>b</I>     -+-   <I>c</I>     -+-   <I>a,</I> et que l'égalisa  teur exerce son action seulement sur le     coef.     ficient désigné par la lettre a. Les coefficients  <I>A, b</I> et c sont donnés par les formules (20),  et les constantes de la ligne et il s'ensuit  que la somme<I>A</I>     -+--   <I>b</I>     -+-   <I>c</I> peut être considérée  comme étant la donnée du problème.

   De  plus, si     A2        +        b2        +        c2    est la valeur de<I>A</I>     -@   <I>b</I>  c pour la plus haute fréquence     f2    de l'ordre  pour lequel l'égalisateur est construit, il est  évident que l'affaiblissement résultant de  l'installation a une valeur constante et uni  forme égale<I>à</I>     A2        +        b2        -+-        c2    pour toutes les  fréquences inférieures<I>à</I>     f2,

      si  a =     (A2        -+-        b2        -+-        c2)   <I>- (A</I>     -+--   <I>b</I>     +   <I>c). (24)</I>  De plus, aucun affaiblissement n'est introduit  par l'égalisateur à la fréquence     f2.    Si l'af  faiblissement A     +    b     -+-    c ne doit pas s'accroî  tre avec la fréquence, pour l'entière catégorie  de fréquences considérées f doit être regardé  comme la fréquence correspondante à l'affai  blissement maximum.  



  Après avoir déterminé A, b, c, des données  du problème à l'aide des formules (20), l'on  calcule par les formules (24) les valeurs de  l'affaiblissement a que l'égalisateur idéal doit  fournir pour l'ordre des fréquences considérées.  Comme l'égalisateur envisagé sur la     fig.    4  est caractérisé par trois constantes<I>R, L, C,</I>  celles-ci peuvent être évaluées de manière  que l'égalisateur d'affaiblissement ait sa valeur  idéale pour trois fréquences différentes. Une  de ces fréquences désignée par f 2 a déjà été       fixée;    pour les deux autres il est convenable  de choisir la fréquence 0 et une fréquence  intermédiaire fi.

   Les valeurs idéales de a  pour ces trois fréquences<I>0, fi</I> et     f2    sont  désignées par les lettres     ao,   <I>ai</I>     a2.    Puisque    suivant la formule (24)     l'affaiblissement    a:  fourni par     l''égalisateur    doit être égale à zéro  à la fréquence<B>f2,</B> l'impédance de cet égali  sateur doit être aussi zéro pour cette même  fréquence.

   Si l'égalisateur doit être propor  tionné conformément à ces trois valeurs, l'éga  lisation doit être exacte pour les fréquences  <I>0, f 1 et</I><B>f2.</B> Toutefois, la fréquence zéro est  peu importante et l'exacte égalisation à la  fréquence     f..,    est aussi d'importance     pratique     minime.

   L'on voit donc que l'égalisation la  plus satisfaisante est assurée en choisissant  une valeur de     ao    légèrement différente de  celle choisie pour l'égalisation exacte à la  fréquence 0, et en faisant l'impédance de  l'égalisateur nulle pour la fréquence     f:s,    qui  est très voisine mais non exactement égale  à<B>f2.</B> Ayant donc déterminé les valeurs appro  priées de     ao,    ai et fa, les valeurs des élé  ments     R,   <I>L,</I> C de l'égalisateur sont fixées  comme suit: Par la formule (23) l'impédance  de l'égalisateur, et par suite a est égale à  zéro, si       1-LCI)2-o.     



  Puisque cette différence doit être égale à zéro  à la fréquence fa, ou a:  
EMI0006.0046     
    A la     fréquence    zéro l'impédance de l'éga  lisateur est simplement     R,    donc     suivant    la  formule (20)  
EMI0006.0050     
    quand     (h+        Ui)o    est la valeur de     (K+        Zi)     à la     fréquence    zéro.

   Dans le cas important  en pratique, considéré plus haut et pour le  quel (K+     Ui)o    est une pure résistance, la  solution de cette équation donne       R   <I>-</I>     (e        a0   <I>- 1)</I>     (K        +        Ul)o.    (26)  Par les formules (23) et (25), l'impédance       Zi    de l'égalisateur à la fréquence f     i    =     I)i;

  '2r     
EMI0006.0066     
    et en considérant la formule (20)    
EMI0007.0001     
    où     (K+        Ui)i    est la valeur de     (K+        Ui)   <I>à</I>  la fréquence fi. La résolution de     cette'équa-          tion    par rapport à C en considérant le cas pour  lequel     (K-@Ui)i    est une pure résistance, donne  
EMI0007.0009     
    La valeur de     R    est obtenue de la for  mule (26).

   L déterminé par l'équation (25)    donne  
EMI0007.0011     
         Détermination   <I>pour un</I> cas<I>particulier d'un</I>     égali-          sateur   <I>du type comprenant une impédance en série.</I>  



  La détermination d'un égalisateur con  forme à celui représenté sur la     fig.    4 peut  maintenant être faite suivant les formules  précédentes pour l'égalisation de la transmis  sion de la ligne représentée sur la     fig.    5. Cette  installation comprend une ligne de transmis  sion 100 chargée périodiquement et des bo  bines d'impédance     Ui    et     U2    placées aux extré  mités du système,     lesquelles    sont de pures  résistance de 1540 ohms chacune. La ligne  est terminée par des positions formées de  demi-sections, c'est-à-dire que la charge ex  trême est une charge normale ou entière 6.

    Les caractéristiques de cette ligne sont les  suivantes:  Fil 0.899     rani.     Capacité pour une longueur  de 1600 m 0,64     X    10-0 Farads.  Résistance pour une longueur  de 1600     m    86 ohms.  Dispersion pour une longueur  de 1600 m Proportionnelle  à la fréquence et égale à 0.896     X    10-0  pour une fréquence de 800.  



  Inductance de la bobine de charge 175 henrys.  Longueur de la ligne (60 sections de charge)  - 111 kilomètres 800 mètres,  Longueur d'une section de charge 1.864 in.    L'ordre des fréquences envisagées varie  de zéro à environ 2400 cycles par seconde.  Inductance par section     Lo    = .175.  



  Capacité par section C 0742     X    10-0.  Fréquence à la rupture
EMI0007.0026  
   2800,  autre fréquence
EMI0007.0027  
   1540.   Puisque la ligne se termine par des     demi-          sections,    la caractéristique d'impédance est  donnée par  
EMI0007.0030     
    Dans la     fig.    6, l'axe des abscisses repré  sente les fréquences exprimées en cycles     pai     seconde, et l'axe des ordonnées représente  les affaiblissements effectifs.

   L'échelle     pouf     les courbes (1), (2) et (5) est indiquée sur  le côté gauche de la figure, et celle pour les  courbes (3) et (4) est     indiquée    sur le côté droit,  Les résultats obtenus en 'évaluant l'affai  blissement des 60 sections de la ligne au  moyen des formules bien connues pour le cas  d'une ligne chargée périodiquement, sont re  présentés par la courbe (1). Les courbes (2)  et (3) donnent les valeurs de a telles qu'elles  découlent des équations (24) pour     différentes     échelles.  



  Une étude de la courbe (3) a conduit     â     l'adoption des valeurs suivantes  
EMI0007.0037     
  
    ao <SEP> = <SEP> .720,
<tb>  f <SEP> i <SEP> .--- <SEP> 1920,
<tb>  ai <SEP> --- <SEP> .484,
<tb>  f <SEP> a <SEP> = <SEP> 2650.       On obtient donc:  
EMI0007.0038     
  
    <I>(K <SEP> + <SEP> Ui)i</I> <SEP> = <SEP> 3655,
<tb>  (K <SEP> --f- <SEP> Ui)o <SEP> = <SEP> 3080,
<tb>  <I>e <SEP> a </I> <SEP> = <SEP> 2.0544,
<tb>  <I>e</I> <SEP> ai <SEP> = <SEP> 1. <SEP> 6225,
<tb>  <I>e</I> <SEP> 2 <SEP> al <SEP> <I>^</I> <SEP> 2. <SEP> 6327.       De là, par la formule (26)       R    - (2.0544 -1) (3080) -     325a    ohms.

        Suivant la formule (27)  
EMI0008.0001     
    et finalement en considérant la formule (28)  
EMI0008.0002     
    La courbe (4) de la     fig.    d montre l'affai  blissement calculé, fourni actuellement par       l'égalisateur    présentant les caractéristiques  données ci-dessus, tandis que la courbe (5)  est un tracé de     l'affaiblissement    résultant de  l'installation. L'on voit que     l'affaiblissement     est pratiquement constant pour la série des  fréquences envisagées.  



  Dans le cas spécial spécifié ci-dessus, le  but est d'égaliser la transmission, c'est-à-dire  de rendre     l'affaiblissement    résultant conforme  à une ligne horizontale déterminée. La courbe  (2) représente     l'affaiblissement    que l'égalisa  teur doit fournir pour arriver à ce but. Si       l'affaiblissement    résultant au lieu d'être con-    forme à une ligne horizontale doit l'être à  une courbe déterminée, la marche suivie est  exactement la même que ci-dessus si la  courbe (2) représente     l'affaiblissement    que  l'égalisateur doit fournir pour que l'affaiblisse  ment résultant soit conforme à la courbe  déterminée. Des remarques semblables peuvent  être appliquées aux autres types d'égalisateurs  décrits ci-après.  



  <I>Type</I>     d'égalzsatezir-        ayant        zone        cuhnittanee   <I>en</I>  <I>dérivation.</I>  Si l'égalisateur consiste en une     admit-          tance    Y dérivée sur la ligne et placée entre  l'admittance     l;

      i de l'extrémité d'envoi et la  ligne     (Ii,   <I>T)</I> terminée par une admittance     l'.     à l'extrémité réceptrice,     l'admittance    de trans  fert est donnée par la formule (14), laquelle  peut s'écrire  
EMI0008.0021     
    H étant l'admittance caractéristique de la ligne  ou l'inverse de l'impédance     caractéristique.     



  L'introduction d'un ensemble de para  mètres définis par les équations suivantes:  
EMI0008.0023     
    transforme l'équation (29) en l'expression sui  vante, qui donne la valeur absolue de     l'ad-          mittance    de transfert.  
EMI0008.0026     
         (:e    type d'égalisateur est représenté sur  la     fig.    7, et est formé d'un élément de résis  tance R en série avec un ensemble compre  nant une inductance L et une capacité C en  parallèle. L'inductance Y de cet ensemble est  
EMI0008.0029     
    La marche à suivre est à présent sem  blable à celle observée pour le type d'égali  sateur en série.

   Ayant fait le choix de valeurs  appropriées de     a,,   <B><I>fi,</I></B><I> al</I> et     f3,        011    a  
EMI0008.0033     
      et pour le cas, important en pratique, dans lequel les admittances H et     Vi    ont des va-    leurs réelles:  
EMI0009.0002     
    d'où,  
EMI0009.0003     
  
EMI0009.0004     
    Cela résulte des équations (31) et (33),  puisque     l'admittance    de l'égalisateur à la  fréquence zéro est simplement     1IR.     



  Le type d'égalisateur représenté sur la       fig.    7 est employé dans l'installation repré  sentée sur la     fig.    8. Ce     système    est identi-    que à celui de la     fig.    5, excepté que la ligne  chargée<B>1001</B> est terminée en demi-charge au  lieu d'être terminée par des positions formées  de demi-sections. Cela veut dire que les ex  trémités de la ligne ont une charge 61 dont  l'impédance est égale à la moitié de celle  d'une charge normale ou entière.

   La formule  pour l'impédance caractéristique     g    est alors  
EMI0009.0012     
         L'admittance        caractéristique    H est alors égale à  
EMI0009.0015     
    Si l'on choisit les mêmes valeurs de para  mètres que ci-dessus. C'est-à-dire  
EMI0009.0016     
  
    ao <SEP> = <SEP> .720,
<tb>  fi <SEP> = <SEP> 1920,
<tb>  al <SEP> = <SEP> .484,
<tb>  f3 <SEP> = <SEP> 2650,       la substitution de ces valeurs dans les for  mules (35) et (37) donne  
EMI0009.0017     
  
    R <SEP> = <SEP> 728 <SEP> ohms,
<tb>  L <SEP> = <SEP> .0218 <SEP> henry,
<tb>  C <SEP> = <SEP> . <SEP> 1656 <SEP> X <SEP> 10-1 <SEP> farads.

              Etant    donné l'exacte relation mathéma  tique obtenue entre les égalisateurs repré  sentés sur les     fig.    4 et 7, les courbes (4) et  (5) de la     fig.    5 peuvent aussi être appli  quées au cas particulier mentionné ci-dessus.       Type        d'égalisateur   <I>à</I>     filtre   <I>d'ondes.</I>  



  Un troisième type d'égalisateur d'affaiblis  sement peut être obtenu par un arrangement  spécial d'organes se reproduisant périodique  ment ou de filtres d'ondes. La propriété  caractéristique de cet arrangement est de  transmettre librement et sans affaiblissement.  tous les courants dont les fréquences restent  entre une ou plusieurs limites déterminées,    tandis que des affaiblissements se produisent  pour les courants de fréquences placées en  dehors de cette ou de ces limites. Afin  d'utiliser cette propriété, le filtre d'ondes  est proportionné de telle sorte que l'affaiblis  sement introduit par* lui pour la limite des  fréquences utilisées en téléphonie est complé  mentaire de l'affaiblissement introduit par  l'installation avec laquelle il est combiné.

    II s'ensuit que     l'affaiblissement    résultant doit  être pratiquement constant pour la série  considérée de fréquences.  



  En d'autres termes, dans l'arrangement  périodique du type envisagé ici l'on utilise  un fait propre à ce genre d'appareil par lequel  l'affaiblissement ne s'accroît pas brusquement  à la fréquence de rupture de la série des  fréquences transmises, mais s'accroît graduel  lement jusqu'à une grande valeur. En pro  portionnant convenablement l'arrangement  prévu, cette graduation peut être étendue à  toute une série téléphonique et en ordre  inverse à     l'affaiblissement    de la. ligne, de  manière que l'affaiblissement ainsi créé,  ajouté à celui de la ligne, assure un affai  blissement résultant pratiquement uniforme.  



  Plusieurs types de filtres d'ondes bien  connus peuvent être employés comme égali  sateurs d'affaiblissement quand ils sont dis  posés conformément aux principes et formules      décrites ci-après, mais il a été trouvé que les  types représentés sur les     fig.    9 et 10, con  venablement proportionnés, sont particulière  ment propres à transformer les installations  utilisant des lignes chargées ou des installa  tions du genre dit à déformation réduite.  



  La constante de propagation du filtre  d'ondes, ou de l'arrangement périodique, est  déterminée par l'équation suivante:  Cos     T1=1+Z1/2Zz=1+   
EMI0010.0003  
   (38)  Dans cette équation A et A sont des  impédances respectivement en série et en  dérivation sur la ligne, et     r2    =
EMI0010.0005  
   .

   De  plus, les fréquences limites de la transmis  sion libre désignées par fi<I>et</I>     f2    sont déter  minées par:  
EMI0010.0007     
    Si l'on pose<I>p = 2</I>     z   <I>f,</I> dans lequel<I>f</I>  est l'une des fréquences, et en se référant au  type de filtre d'ondes représenté sur la     fig.    9,  pour lequel chaque section est formée d'une  inductance en série avec la ligne et d'un  ensemble, placé en dérivation sur cette ligne  et comprenant une inductance et une capacité  en parallèle, on obtient  
EMI0010.0010     
    Si     p,

      et     ps    représentent     respectivement    2     7c        f1     et 2     7r        f2,    alors les     équations    (39) et (40)  donnent  
EMI0010.0019     
    Si W représente le rapport
EMI0010.0020  
   = , la  
EMI0010.0021  
    substitution de la valeur donnée par la pre  mière équation de (41) dans la troisième  équation de (40) donne:

    
EMI0010.0022     
    Si r représente le rapport
EMI0010.0023  
   = la  
EMI0010.0024  
    dernière équation de (41) donne  
EMI0010.0025     
    En introduisant cette valeur dans l'équa  tion (42), on a  
EMI0010.0026     
    Les équations correspondantes pour le  type de filtre montré dans la     fig.    10 sont:  
EMI0010.0028     
    par lesquelles l'on voit que les équations  (46) et (43) sont     indentiques.     



  L'impédance caractéristique d'un filtre  d'ondes se terminant par une demi-inductance  en série, ainsi qu'il est montré sur la     fig.    9, est  
EMI0010.0031     
    tandis que l'impédance caractéristique d'un  filtre d'ondes se terminant par une demi  capacité en dérivation, ainsi qu'il est montré  dans la     fig.    10 est  
EMI0010.0033     
    Si les valeurs de     Zi        Z2    et     r2    sont intro  duites dans les équations (47) et (48),

   les  impédances caractéristiques pour le cas d'une  terminaison en demi série et pour le cas  d'une terminaison en demi shunt du filtre  envisagé sur la     fig.    9 deviennent  
EMI0010.0038     
      De même pour filtre représenté sur la     fig.    10,  on obtient  
EMI0011.0002     
    Si la constante de propagation     Ti    de  l'arrangement     périodique    est désignée par       Ti   <I>= B<B>+</B> i</I>     Bi,    quand B et     B1    représentent  des valeurs réelles, l'on peut voir des équa  tions (38) et (43) ou (38) et (46) que  
EMI0011.0008     
    mais  Cos     Ti    = Cos<I>(B</I>     +   <I>i B')

   =</I> Cos<I>B</I> Cos<I>B'</I>     -f-          i    Sin<I>B</I> Sin     B1.     



  Si l'on considère maintenant les fréquen  ces en dessous de la série de la transmission  libre, c'est-à-dire, que fi.  <  de sorte que       IV     <  1, l'expression
EMI0011.0015  
   dans la  première équation de Cos     Ti    est réelle, et  par conséquence dans la seconde équation de  Cos     Ti    le terme<I>i</I> Sin<I>B</I> Sin     B'    doit disparaître,  donc Sin<I>B</I> Sin     B'   <I>= 0.</I>  



  Sin B ayant une valeur définie, Sin     Bi     doit être égal à zéro et Cos     Bi    est donc  égal à l'unité. Par conséquent:  
EMI0011.0022     
    dans lequel B est l'affaiblissement par section.  Si maintenant le filtre doit être appliqué  à une installation semblable à celle montrée  sur la     fig.    3 et comprenant une ligne de  transmission     (K,   <I>T)</I> ayant aux extrémités  des bobines d'impédance     Ul    et     U2,    la formule  appropriée est indiquée en (17).

   Pour le cas  considéré cette formule peut s'écrire:  
EMI0011.0027     
    En introduisant un ensemble de para  mètres défini par les équations suivantes  
EMI0011.0028     
    d'où  
EMI0011.0029     
    en tenant compte que<I>T = A</I>     +   <I>i AI et T' =</I>  <I>B</I>     +   <I>i</I>     Bi,    on obtient  
EMI0011.0033     
    Il s'ensuit en se basant sur l'épuration (53)     que     
EMI0011.0035     
    Un exemple de l'application de ces for  mules est montré ci-après dans la désignation  de l'égalisateur nécessaire pour un cas parti  culier.  



  Dans le cas important en pratique pour  lequel     Ui    et     Uz    sont de simples et constan  tes résistances, le problème consistant dans  la désignation de l'égalisateur du type à  filtres, revient à faire la somme     A-(--        nB          cc        +   <I>b</I>     +   <I>c</I> pratiquement constante pour une  série déterminée de fréquences, puisqu'alors  par suite de l'équation (57) l'admittance de  transfert de l'installation est constante. Le  coefficient     d'affaiblissement    A et l'impédance       g    de la ligne sont les données du problème.

         Ire    choix du type de filtre, son mode de  terminaison (ordinairement mi-série ou     mi-          shunt),    le nombre de sections n, et les para  métrespi,<I>r</I> et
EMI0011.0048  
   peuvent être choisis in-           dépendamment,    et il en est de même en  plusieurs cas pour les valeurs absolues des  impédances finales     Ui    et     Ua,    puisque l'on  peut faire varier leur valeur absolue en choi  sissant des transformateurs convenables pour  les connecter respectivement à     1a    ligne et au  filtre. Le choix de ces paramètres est le ré  sultat d'une étude technique et expérimentale  à l'aide des formules déjà développées.  



  Le type de filtre montré sur la     fig.    10 est  maintenant employé pour égaliser la trans  mission de l'installation représentée sur la       fig.    11. On suppose qu'il s'agit d'égaliser la  transmission pour les fréquences     comprisent     entre 200 et 2000 cycles par seconde, dans  une installation formée de 800 kilomètres d'une  ligne chargée en fil libre de 4 mm de dia  mètre. La ligne<B>1001</B> a une fréquence de  rupture ou une fréquence critique     f,    de 2350  cycles par seconde, et la valeur de
EMI0012.0009  
    est égale à 1900.

   Comme la ligne se ter  mine par une position en demi-charge, l'on a  
EMI0012.0010     
    La courbe d'affaiblissement de la ligne A  pour 800 kilomètres est représentée en (1)  sur la     fig.    12, dont les coordonnées ont le  même sens que sur la     fig.    6. La courbe  d'affaiblissement peut être théoriquement cal  culée quand     _'    constantes de la ligne sont  spécifiées ou déterminées par expérience.  Dans certains cas, elles font partie des données  du problème.

   Après certains-essais, les va  leurs suivantes des paramètres ont été adop  tées  
EMI0012.0014     
  
    f <SEP> i <SEP> = <SEP> 2150,
<tb>  r <SEP> = <SEP> 2.24,
<tb>  <I>rt <SEP> = <SEP> 5,</I>
<tb>  Ui <SEP> = <SEP> 270 <SEP> ohms,
<tb>  U <SEP> = <SEP> 1800 <SEP> ohms,     
EMI0012.0015     
    L'on a aussi ;décidé de terminer le filtre par  une position en     mi-shunt.    En se rapportant  aux formules précédentes, on obtient par la  formule (51)  
EMI0012.0017     
    par la formule (52):  
EMI0012.0018     
    par les formules (45)  
EMI0012.0019     
    En résolvant ces dernières équations, on trouve  que les constantes du filtre sont:

    
EMI0012.0020     
  
    Li <SEP> = <SEP> 10 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> J <SEP> henrys,
<tb>  Ci <SEP> = <SEP> 0.55 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> farads,
<tb>  <B><I>Ci,</I></B> <SEP> = <SEP> 0.55 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> farads.       Par les équations (55) et les valeurs don  nées ci-dessus, les coefficients d'affaiblisse  ment a, b et c, peuvent être calculés, tandis  que B est tiré de la formule ci-dessus don  nant Cos B. L'affaiblissement résultant A     -+-          nB        -f--   <I>a</I>     -+-   <I>b</I>     +   <I>c</I> est alors calculé pour dif  férentes fréquences, et la courbe représenta  tive en fonction de la fréquence est représentée  en (2) sur la     fig.    12.

   L'on doit observer que  sa valeur est pratiquement     constante    pour  la série des fréquences déterminée entre 200  à 2000 cycles par seconde, et par conséquent  l'égalisation de transmission est accomplie.  La valeur absolue de l'affaiblissement résul  tant est considérablement augmentée, mais la  perte introduite de cette manière par l'égali  sateur peut être compensée par l'emploi d'un  répéteur.  



  Suivant la     fig.    13, deux lignes     Mi    et     SITE     sont reliées entre elles à travers un circuit  à double répéteurs agissant dans les deux  sens et comprenant des amplificateurs     lai    et       As.    Ces lignes sont connectées au circuit  répéteur par l'intermédiaire des transforma  teurs 11 et 11',

   et sont     équilibrées    par rap-      port à ce circuit au moyen de lignes artifi  cielles ou réseaux<I>Ni</I> et     N2.    Des transfor  mateurs 12 et 121 sont reliés aux lignes  artificielles dans le but d'équilibrer les trans  formateurs 11 et<B>111.</B> Des     transformateurs     ordinaires à trois enroulements Ti et     T2    sont  prévus, et le circuit d'arrivée de l'amplifica  teur A est relié au point milieu des enrou  lements du transformateur Ti par l'intermé  diaire du transformateur 13,

   tandis que le  circuit de départ de cet amplificateur com  prend le     troisième    enroulement du transfor  mateur     T2.        Semblablement    le circuit d'arrivée  de l'amplificateur As est relié au point milieu  des enroulements du     transformateur        T2    par  l'intermédiaire d'un transformateur 131, tan  dis que sou circuit de départ comprend le  troisième enroulement du transformateur Ti.  



  Cette disposition est l'arrangement type  du circuit répéteur, et est simplement mon  trée ici dans un but d'exemple, car il est  évident que les circuits peuvent être modifiés  de quelques manières bien connues confor  mément à cette invention. Ainsi les amplifi  cateurs Ai et As qui sont indiqués comme  étant du type des tubes à vide peuvent être  d'un autre genre, par exemple ils peuvent  être du type connu sous le nom des répé  teurs mécaniques. Des égalisateurs d'affai  blissement 51 et 52, 511 et<B>521</B> peuvent être  prévus, soit pour équilibrer l'affaiblissement  dû aux caractéristiques des lignes de trans  mission 101 et 102 et aux autres facteurs  tels que par exemple les effets réflexes des  parties extrêmes, soit pour faire varier l'affai  blissement avec la fréquence de manières  déterminées.

   Ces égalisateurs d'affaiblissement,  tels qu'ils sont représentés sont du type  d'impédance en série, mais les autres types  d'égalisateurs d'affaiblissements décrits précé  demment peuvent être employés .en place de  celui indiqué, et en réalité l'on peut utiliser  tous les types d'égalisateurs décrits pourvus  qu'ils soient reliés à la ligne de transmission  et au dispositif répéteur d'une manière telle  qu'ils réalisent les buts poursuivis ici.  



  Certains des résultats recherchés peuvent  être obtenus si l'on place l'égalisateur d'affai-         blissement    entre les deux moitiés d'un des  enroulements des transformateurs 11 et     111     reliant les lignes de transmission avec le cir  cuit répéteur. De cette manière, l'égalisateur  51 est relié à l'enroulement de droite du  transformateur 11, et l'égalisateur 511 est relié  à l'enroulement de gauche du     transformateur     11'. En vue d'équilibrer ces égalisateurs par  rapport au répéteur, les égalisateurs 52 et  521 sont connectés semblablement     aux    trans  formateurs 12 et 121 sur le côté de la ligne  artificielle.

   Par cet arrangement, les égalisa  teurs d'affaiblissement considérés avec les  lignes de transmission, forment des     circuits     dans lesquels toutes les fréquences d'une  série déterminée sont transmises approxima  tivement avec le même affaiblissement. L'éga  lisateur est naturellement proportionné par  rapport aux caractéristiques électriques de la  ligne et des fréquences transmises afin d'as  surer le résultat désiré, et cela est réalisé  conformément aux     fig.    1 à 12 incluses.

   Les  pertes dues à l'égalisateur     d'affaiblssement     sont compensées par l'introduction du gain       dans    la' transmission provenant du répéteur,  et en     planant    les égalisateurs d'affaiblisse  ment par paires sur la ligne et-sur le côté  de la ligne artificielle du répéteur l'on par  vient à éviter le sifflement.

   L'arrangement  montré sur la     fig.    13 présente cependant une  difficulté en ce     qu'ordinairement    son impé  dance varie avec la fréquence d'une manière  différente de celle de la ligne de     transmis-          Sion.    IL en résulte des irrégularités qui peu  vent produire des pertes réflexes s'ajoutant  aux pertes de transmission dues à l'égalisa  teur lui-même.  



  Bien que cette difficulté ne soit pas suf  fisamment importante pour empêcher l'emploi  du dispositif montré sur la     fig.    13, il est  possible cependant de l'éliminer dans le cas  d'une ligne présentant une longueur considé  rable, et de le remplacer par le dispositif  montré sur la     fig.    14. Dans cette disposition,  les égalisateurs au lieu d'être directement  associés avec la ligne à travers un transfor  mateur sont compris dans les parties dérivées  du répéteur.

   Dans ce cas,     l'égalisateur    53,      est compris entre les deux moitiés de l'en  roulement primaire du transformateur 13,  tandis que l'égalisateur<B>531</B> est compris dans  l'enroulement primaire du transformateur     131.     Bien que pour cet arrangement l'impédance  de l'égalisateur ordinaire     d'affaiblissement     varie avec la fréquence comme précédemment,  il est électriquement plus éloigné de la ligne  de transmission que dans la disposition adop  tée sur la     fig.    13. De plus, cet arrangement  présente encore l'avantage que deux égalisa  teurs     d'affaiblissement    sont seulement néces  saires, puisqu'ils ne sont pas compris dans  une partie équilibrée du circuit.  



  Le même résultat peut être obtenu air  moyen de l'arrangement montré sur la     fig.    15  dans lequel les égalisateurs     d'affaiblissement     sont inclus respectivement dans les circuits  de départ des amplificateurs Ai et     A3.    L'éga  lisateur d'affaiblissement 55 est ainsi compris  entre les deux moitiés du troisième enroule  ment du transformateur     T2,    tandis que l'éga  lisateur<B>551</B> est compris entre les deux moi  tiés du troisième enroulement du transfor  mateur Ti.

       Comme    pour le cas de la     fig.    14,  l'impédance variable de l'égalisateur d'affai  blissement -produit sur l'impédance totale du  répéteur un effet relativement plus petit que  s'il se trouve intercalé dans la ligne.  



       L'effet    exercé par l'impédance variable de  l'égalisateur     d'affaiblissement    sur l'impédance  totale du circuit     répéteur,    quand cet égalisateur  est compris dans la ligne, peut être éliminé  en employant l'arrangement représenté sur la       fig.    16, où deux ensembles d'amplificateurs  sont utilisés.

   La transmission de la ligne 101  à la ligne 102 se fait alors par les amplifi  cateurs Ai et     A2,    tandis que la transmission  de 101 à 102     s'effectue    par les amplificateurs  As et     A4.    En introduisant l'égalisateur d'af  faiblissement 54 entre les amplificateurs A     i     et     A2    et l'égalisateur 541 entre les amplifi  cateurs     A3    et     A4,    l'effet de l'impédance  variable de l'égalisateur sur l'impédance de  la ligne est éliminée par suite du fait que  les amplificateurs sont des dispositifs agissant  suivant une seule direction.

   L'arrangement  montré sur la     fig.    16, bien que préférable    par rapport aux trois autres arrangements  de circuits, peut être désavantageux pour une  installation où deux ensembles d'amplifica  teurs ne sont pas nécessaires pour assurer le  gain de transmission voulu.  



  Les arrangements décrits ci-dessus, bien  qu'équivalents sous divers aspects, sont au  point de vue électrique légèrement différents,  mais quelques-uns d'entre eux permettent  l'emploi d'un égalisateur     d'affaiblissement     dans une installation sans en réduire la trans  mission. Il est, en outre, évident que diffé  rentes combinaisons de ces arrangements  peuvent avoir lieu.  



  Des arrangements semblables d'égalisa  teurs     d'affaiblissement    par rapport à la ligne  et au répéteur peuvent être utilisés en con  nexion, avec des circuits à quatre fils, tels  que ceux montrés sur les     fig.    17 à 22. Une       forure    caractéristique de circuits à quatre fils  est     indiquée    sur la     fig.    17, dans laquelle des  lignes 101 et 102, se terminant à des sta  tions séparées géographiquement, sont inter  connectées par     titi    circuit à quatre fils, com  prenant des sections de lignes 103 et 104  pour la     transmission    suivant une direction  déterminée,

   et des sections de lignes 105 et  106 pour la transmission dans la direction  opposée. Deux amplificateurs Ai et     A2    sont  placés entre les sections de ligues 103 et  104 à     titre    station intermédiaire, et des am  plificateurs As et     A.i    sont compris entre les  sections de lignes 105 et 106 à la même  station intermédiaire. Cet arrangement peut  se prêter à un grand nombre de combinaisons  puisque de simples amplificateurs peuvent  être utilisés, et même si on le désire des  amplificateurs     additionnels    peuvent être com  pris entre les lignes à quatre     fils        cri    des  points intermédiaires.

   Le circuit à quatre fils  est associé avec des circuits à deux fils par  l'intermédiaire des transformateurs ordinaires  à trois enroulements Ti et     T2    et des trans  formateurs 11 et 11r. Les lignes<B>101</B> et 102  sont équilibrées au moyen de lignes artifi  cielles Ni et     N2    reliées aux lignes<B>101</B> et  102 par des transformateurs 12 et 121 équi  librant les transformateurs 11 et<B>111.</B> La      section de ligne 103 est reliée aux circuits  d'arrivée de l'amplificateur par un transfor  mateur 13 et au circuit d'arrivée de la ligne  101 par un transformateur 16, tandis que  la section de ligne 104 est reliée au circuit  de départ de l'amplificateur A2 par un  transformateur 15 et au circuit de départ  de la ligne 102 par un transformateur 17.

    Semblablement les sections de lignes 105 et  106 sont reliées à des éléments correspon  dants au moyen des transformateurs res  pectifs 131, 161 et 151, 171. Ainsi qu'il est  montré sur la     fig.    17, les égalisateurs d'affai  blissement 51 et 511 sont compris respec  tivement entre les deux moitiés d'un des  enroulements des transformateurs 11 et 111,  tandis que les égalisateurs d'affaiblissement  52 et 521 sont connectés     semblablement    aux  transformateurs 12 et 121 sur le côté de  la ligne artificielle.

   Cet arrangement des  égalisateurs     d'affaiblissement    est analogue  à celui de la     fig.    13, la seule     différence    rési  dant en ce que cet arrangement est appliqué  à un circuit à quatre fils au lieu de l'être à  une installation à double répéteurs agissant  dans les deux sens.  



  Des égalisateurs     d'affaiblissement    peuvent  être utilisés avec succès dans les circuits à  quatre fils, car dans ce cas les pertes peu  vent être comprises dans chacun des côtés  du circuit sans limiter la transmission de  l'installation, puisque les pertes introduites  peuvent être compensées par l'emploi d'une  amplification correspondante sans accroire  la tendance au sifflement qui en résulte. Des  installations semblables permettent donc une       lattitude    considérable pour autant que l'em  placement des égalisateurs d'affaiblissement  est choisi avec soin, puisque les pertes résul  tantes de l'emplacement de l'égalisateur dans  la partie du circuit à quatre fils peuvent  être compensées par les amplificateurs du  circuit.

   Les     fig.18    à 22 représentent des  arrangements de ce genre. Dans la     fig.    18,  l'égalisateur     d'affaiblissement    56 est compris  entre les deux moitiés de l'enroulement pri  maire du transformateur 16 reliant la section  de ligne 103 au circuit d'arrivée de la ligne    101. De même, l'égalisateur     d'affaiblissement     <B>561</B> est connecté au transformateur 161 dans  le circuit utilisé pour transmettre dans     la;     direction opposée. Cet arrangement est quel  que peu semblable à celui décrit dans la       fig.    2 et présente les -mêmes avantages.  



  Dans la     fig.    19, l'égalisateur 53 est com  pris entre les deux moitiés de l'enroulement  secondaire du transformateur 13 au circuit  d'arrivée de l'amplificateur Al. L'égalisateur  <B>531</B> est de même relié au transformateur 131  dans l'autre moitié du circuit à quatre fils.  Cet arrangement est légèrement meilleur     que     celui de la     fig.    18 puisque l'égalisateur  d'affaiblissement est électriquement plus  éloigné de l'extrémité de la ligne à deux  fils, et que par suite la variation de l'impé  dance de l'égalisateur produit un effet corres  pondant moindre sur l'impédance du circuit  à quatre fils., que si cet égalisateur était  placé à l'extrémité de la ligne à deux fils.  



  La     fig.    20 représente une nouvelle dis  position comprenant l'égalisateur 54 placé  entre les amplificateurs Al et A2 dans l'une  des moitiés du circuit à quatre fils, et l'égali  sateur 541 placé entre les amplificateurs As  et     A4    dans l'autre moitié de ce circuit. De  cette manière; une section de ligne du circuit  à quatre fils et l'amplificateur agissant dans  un seul sens séparent l'égalisateur de l'extré  mité de la ligne à deux fils, et il en résulte  que l'impédance variable du premier ne pro  duit aucun     effet    sur le second.  



  La     fig.    21 montre un arrangement pré  sentant sensiblement les mêmes avantages  que ceux se rapportant à la     fig.    19. L'égali  sateur 55 est compris entre les deux moitiés  de l'enroulement primaire du transformateur  15 qui relie le circuit de départ de l'ampli  ficateur avec la section de la ligne 104. De  même, l'égalisateur 551 est relié au transfor  mateur 151 entre l'amplificateur     A4    et la  section 106,     L'effet    de l'impédance variable  de l'égalisateur sur l'extrémité de la ligne  à deux fils est réduit par suite du fait que  l'égalisateur est séparé de la ligne par une  section du circuit à quatre fils.

        Dans le dispositif montré sur la     fig.    22,  l'égalisateur 57 est compris entre les deux  moitiés de l'enroulement secondaire du trans  formateur 17 relié au circuit d'arrivée de la  ligne à deux fils 102; et l'égalisateur<B>57'</B>  est relié au transformateur 171 associé avec  le circuit de départ de l'extrémité de la  ligne à deux fils<B>101.</B> Cet arrangement pré  sente sensiblement les mêmes avantages que  le circuit montré sur la     fig.    18, pour autant  que les relations entre les impédances soient  les mêmes.  



  Il est évident que si le circuit à quatre  fils est divisé en de nouvelles sections au  moyen d'éléments répéteurs additionnels, des  positions supplémentaires prévoyant l'emplace  ment d'égalisateurs d'affaiblissement doivent  être prévues. De plus, différentes combinai  sons des arrangements ci-dessus décrits peu  vent être employées.  



  On voit donc que par les arrangements  décrits, la déformation due à l'accroissement  de l'affaiblissement par suite de l'accroisse  ment de la fréquence dans une installation  donnée de transmission, peut être éliminée  pratiquement en plaçant un dispositif d'im  pédance permettant     d'accroitre    l'affaiblisse  ment pour les fréquences les plus basses  jusqu'à une valeur telle que l'affaiblissement  résultant de l'installation soit pratiquement  constant pour la série des fréquences consi  dérées. L'arrangement égalisateur arrive à  ce but en séparant les courants composants  de basses fréquences de manière que la dé  formation par la ligne de transmission des  courants composants de hautes fréquences  soit pratiquement neutralisée.

   Il est toutefois  évident que cet arrangement ne permet pas  seulement d'atteindre ce but et qu'on peut  obtenir par là l'égalisation de transmission  dans une installation oh on élimine la com  posante à basse fréquence. De plus l'arrange  ment égalisateur peut être utilisé non seule  ment pour obtenir une égalisation exacte,  car il peut être formé de manière à obtenir  dans l'installation considérée dans son en  semble une variation voulue de l'amplitude  par rapport à la fréquence, laquelle variation    se distingue par une valeur déterminée de  l'égalisation exacte envisagée ci-dessus. Cela  peut être accompli     cri    modifiant simplement  l'arrangement égalisateur conformément à  une variation déterminée dans la transmis  sion, laquelle diffère de la variation actuelle  de la quantité voulue.  



  D'autres combinaisons de dispositifs ampli  ficateurs et d'arrangements égalisateurs que  celles décrites ici peuvent être suggérées,  mais les     combinaisons    montrées ci-dessus  sont suffisantes pour indiquer le principe sur  lequel l'invention est basée. Le but essentiel  est que l'égalisateur soit associé avec une  ligne de transmission et un dispositif répéteur  de telle sorte que les pertes     introduites    par  l'égalisateur soient contrebalancées par le  répéteur, et il est préférable que l'égalisateur  soit placé par rapport au circuit répéteur de  manière que ce dernier réduise la réaction  s'exerçant entre l'égalisateur et la ligne de  transmission.



      Installation for the transmission of currents of the kind used in telephony. In the various installations used to transmit signaling currents, such as those used in telephony, there is a certain distortion of the signals received, that is to say that the signals arriving at the receiving station do not provide a copy. in accordance with those issued by the transmitting station. For example in telephone installations, the waves which represent the articulations of speech include several components presenting a large number of frequencies, the most important of which varies from about 200 to 2500 cycles per second.

    It is evident that in order to obtain a clear articulation of the received speech it is desirable that the relative amplitudes of these components or harmonics be the same for the received wave as for the transmitted wave. When such a condition is obtained, the transmission is said to have reduced strain. However, in transmission installations now in use, the distortion with respect to the frequency is considerable, and this takes place especially in cases where long lines are used.

    The ordinary result of this distortion is the decrease in the amplitudes of the component currents of the higher frequencies as compared to the currents of the lower frequencies, and in this way the characteristic of the sounds received can be sufficiently altered to obscure the articulation. and the clarity of the words emitted. The present invention relates to an installation for the transmission of currents of the type used in telephony, including a transmission line in the-. which attenuation of the transmitted oscillations varies with their frequencies.

   According to the invention, a transmission arrangement, called an attenuation equalizer, connected to said line, is provided and arranged so that the amplitudes of the oscillations transmitted by it vary with their frequencies, so that for a determined series of frequencies ,, the resulting attenuations for the installation as a whole, differ from each other by an amount less than a given value. The accompanying drawings give, by way of example, different shapes of. achievement of the object of the invention.

        Fig. 1 is a schematic view of a transmission line comprising two sections, and the purpose of this diagram is to facilitate the establishment of certain general formulas concerning the transmission; Fig. 2 is a schematic view of the line shown in FIG. 1, but including an attenuation equalizer; Fig. 3 is a schematic view of a line circuit provided at the ends with impedance coils, and comprising an attenuation equalizer; Fig. 4 is a diagram of an equalizer of the type comprising an impedance coil in series;

    Fig. 5 is a diagram showing the equalizer of FIG. 4 applied to a publicized line the ends of which are formed of half-sections; Fig. 6 is a diagram showing a series of curves which represent the deformation of the different parts of the line of FIG. 5; Fig. 7 is a diagram of an equalizer of the type comprising a shunt impedance coil;

    Fig. 8 is a diagram showing the equalizer of FIG. 7 applied to a pupinized line whose end is at half load; Figs. 9 and 10 show two arrangements which can be used as attenuation equalizers; Fig. 11 is a diagram showing an equalizer of the type shown in FIG. 10 and applied to a line loaded with the end at half load; Fig. 12 is a diagram showing the deformation curves of the installation of FIG. 11;

    Figs. 13-16 inclusive are circuit diagrams showing four different arrangements of attenuation equalizers in a two-way dual repeater circuit; Figs. 17 through 22 inclusive are circuit diagrams of six different arrangements of loss equalizers for four-wire repeater circuits. The general theory relating to the attenuation equalizer is first developed below, and the distinctive types are then described, while the related formulas are established.



  According to fig. 1, a schematically represented transmission installation is made up of two parts <I> I </I> and <I> II </I> connected by terminals 3, 3. An electromotive force .Ei is applied between the terminals 1, 1, and to generalize an electromotive force F2 exists between terminals 2, 2. Let h be the current coming from terminals 1 and 12 that arriving at terminals 2.

   The relations which connect the currents Li and La with the electromotive forces are expressed by the following equations h <I> = </I> Tii E - Ti2 E2, 12 <I> = </I> T2i <B> < I> El </I> </B> - T22 E2. (1) Tii, Ti2, Tü and T22 are the admittance coefficients of the line.

       Tii is equal to the current flowing through terminal 1 when the unit of electromotive force is applied between terminals 1, 1 and terminals 2, 2 are shorted. Likewise; T., l is equal to the current flowing through terminals 2, 2, under the same conditions. T22 is equal to the current flowing through terminals 2, 2, when the unit of electromotive force is applied to terminals 2, 2 and terminals 1, 1, are short-circuited. Ti, is equal to the current passing through terminals 1, 1, under the same conditions.



  If we consider the transmission from 1 to 2, E. being assumed equal to zero, we obtain: <I> Il </I> = T1i.Ei, re <I> = </I> T2i # E # . <I> "(2) </I> The coefficient T2i is the transfer admittance of the system, that is to say the ratio between the current received at terminals 2 and the electromotive force transmitted to terminals 1. This coefficient can be theoretically determined when the kind of installation is specified, or it can be measured by experience.

    In general T2i is a function of the frequency of the electromotive force transmitted it is the variation of T2i with respect to the frequency which causes the deformation, the elimination of which is the goal pursued here.



  Fig. 2 represents the installation shown in FIG. 1 to which an equalizer 50, schematically represented, has been added. This equalizer is connected to terminals 3, 3. If we denote respectively by V and VI the voltage between terminals 3, 3 and 4, 4 (the arrows being placed in the direction of the lowest potentials towards the highest potentials), by Ali, A13, A31. and Ass the admittances of part I, by B44, B24, B42, B22, the admittances of part <I> II, </I> and by C33, C34 E.13 and C44 the admittances of the equalizer, the equations of the installation become:

    <B> 11 </B> = Aii Ei - Ai3 <B> V, </B> I3 = Asi <B><I>El</I> </B> -Ass V, I3 = C33 <I> V - C34 VI, </I> <I> L4 - C43 V -C44 VI, (3) </I> <B> I4 </B> = B44 <B> VI </B> -B42 JJ \ L , <B> I2 </B> = B24 VI - <B> <I> B22 E2. </I> </B>



  Considering simply the transmission from 1 to 2, which makes it possible to set .Ea equal to zero, the solution of equations (3) gives:
EMI0003.0022
    And as the transfer admittance Tâ, of the system shown in FIG. 2 is equal to 12 / E1, we obtain:
EMI0003.0026
    The meaning of admittances is easy to establish.

   Referring to fig. 2, Css is equal to the current flowing through terminal 3 of the equalizer when the unit of electro-motive force is applied between terminals 3, 3, and terminals 4, 4 are shorted. Likewise C43 is equal to the current flowing through terminals 4, 4 under the same conditions. 044 is equal to the current flowing through terminals 4, 4, when the unit of electromotive force is applied to terminals 4, 4, and terminals 3, 3 are shorted. From these definitions, the meaning of the other admittances is easily explained.

      If the equalizer is removed from fig. 2, the equations of the system in the case of a transmission from 1 to 2 become: <B> Il </B> = Ali El - Ais V, I3 = A31 E1 - A38 V, I4 = B44 VI, (G) <I> I2 = B24 VI, </I> <I> - 13 = I4, </I> V = VI. By solving these equations, one obtains for the expression of the transfer admittance of FIG. 2 in case the equalizer is omitted
EMI0003.0038
    In this installation, the transfer admittance T21 varies with the frequency, while when the installation includes an equalizer, its value is that of T31 given by formula (5)

   and is practically constant for the order of the frequencies used in the telephone transmission of speech. This result is obtained when the equalizer charac terized by parameters C33, C44, C34 and C43 is such that the value of Tâl given by (5) is practically independent of the frequency.



  If the equalizer consists only of an impedance Z, in series with the line (which impedance can be a single element or a combination of elements), the equations in the case of fig. 2 and for a transmission from 1 to 2 are as follows:

    <I> Il = </I> Garlic <B> <I> El- </I> 413 </B> V, <B> I3 </B> = <B> A31 </B> El -A33 < B> V, </B> I3 = C33 17 <I> - C34 </I> VI, <B> I4 </B> - <B> C43 <I> V </I> </B> <I > - <B> C44 </B> V </I> I, <I> (Ô) </I> <I> 14 = B44 V </I> I, <I> - </I> I2 - \ - B24 VI, <I> - </I> <I> 13 = I4, </I> <I> V = </I> VI + ZI3.



  By solving these equations and noting that C33 = C44 = C34 = C43 = 1 / Z we obtain for the transfer admittance from 1 to 2
EMI0003.0062
      This formula can also be obtained from formula (5) taking into account that Cjs --- C34 <I> = </I> C "4 <I> = </I> C1; 3 = 1 / Z.

   If, on the other hand, the equalizer consists of an admittance Y placed in derivation on the line, the equations, still in the case of a transmission from 1 to 2, become: Ii <I> = </I> Aii En - t113 V, L <I> = </I> A31 Ei <I> - </I> Ai :; <I> V, </I> 18 = C33 V - C;

  4 Vi, r4 = C43 V -C44 Vi, (10) I4 = B44 Vi, L- <I> = </I> B24 V \, V T '\, Ls = I4 + YV From these equations,

   it follows that the expression of the transfer admittance from 1 to 2 is
EMI0004.0030
    If the installation subjected to equalization and consisting of a transmission line for view at its ends of coils of impedance Ih and U2 is characterized by an impedance IL and a constant current propagation T: if in addition the equalizer is included between the line shown at 100 in fig. 3 and the impedance Ui, we obtain:

    
EMI0004.0036
    In these equations, H, Vi and Tra are respectively the reciprocal of h Ui and U2 and therefore are admittances.



  Equations (12), as far as they relate to the constants of the transmission line, approximate known formulas, assuming that the line is long enough that the current at the sending end is independent of the impedance existing at the receiving end. B44 is therefore equal to 1 / K, that is to say equal to the current produced on an infinitely long line by the unit of electro-motive force, while B42 is the corresponding receiving current.



  If the equalizer simply consists of an impedance Z in series with line 100 of FIG. 3, which impedance can be formed from a single element or from a combination of elements, equations (9) and (12) give:
EMI0004.0047
    If, on the contrary, the equalizer consists of an admittance placed in derivation on the line, equations (11) and (12) give:

    
EMI0004.0048
    If the equalizer is formed of) a sections reproducing periodically and presenting as characteristics per section an impedance hi and a constant current propagation Ti;

      we can easily see that
EMI0004.0052
    If moreover this equalizer is included between a resistance U, and a long line (K, <I> T), </I> such as that shown in fig. 3, and whose admittances A and B are given by (12) equations (5), (12) and (15) give for the transfer admittance of this installation
EMI0004.0059
      Ignoring the term containing the lake <B> - </B> i tor e 2 n T, which is commonly small, equation (16)

   is reduced to
EMI0005.0003
    <I> Type of equalizer </I> having <I> a </I> impedance <I> in series. </I> Equation (13) can be written
EMI0005.0007
    It is now convenient to introduce a set of parameters defined by the following equations:
EMI0005.0008
    The two terms on the left of each of these equations are respectively the real and imaginary components of the corresponding expressions on the right, which are generally complex functions.

   In this way for all transmission installations, the attenuation coefficient A is the real part of the propagation coefficient T of the installation while i A1 is the imaginary component in which Ai is a real expression and i denotes the factor
EMI0005.0009
    From equations (19) it follows that:
EMI0005.0010
    Vertical lines enclosing an expression indicate that its absolute value is an average value.



  The absolute value of the transfer admittance of the installation can be expressed as follows from equation (18)
EMI0005.0013
    Hence according to the relation (20)
EMI0005.0014
    In practice, an important case to consider is that in which the terminal impedances Ui and U2 are pure resistances and therefore constants whose values are independent of the frequency.

    For this case, it follows from equation (22) that the deformation with respect to the frequency is eliminated if the sum <I> A </I> - + - <I> a </I> + <I> b </I> - + - <I> c </I> can be made constant for the order of frequencies used in telephonic speech transmission since all frequencies of this order are transmitted with the same attenuation. Although in practice Ui and U2 are not always independent of the frequency, the effect of their variation with the latter is usually negligible,

   and if this is not the case it can be counterbalanced by modifying the equalizer slightly, or by introducing an auxiliary equalizer.



  The characteristic type of the attenuation equalizer can now be considered, and is shown in fig. 4. It consists of a resistor R in parallel with an inductance L and a capacitor C connected in series. If -P denotes the term 2 7r <I> f </I> where <I> f </I> is the frequency, and if <I> i </I> denotes the imaginary factor # / - 1, l The expression of the impedance Z is
EMI0006.0002
    The general operation of this type of equalizer is now considered.

   Referring to formula (22), it is obvious that the effective loss resulting from the installation is <I> A </I> + <I> b </I> - + - <I> c < / I> - + - <I> a, </I> and that the equalizer exerts its action only on the coef. record designated by the letter a. The coefficients <I> A, b </I> and c are given by the formulas (20), and the constants of the row and it follows that the sum <I> A </I> - + - < I> b </I> - + - <I> c </I> can be considered as being the given of the problem.

   Moreover, if A2 + b2 + c2 is the value of <I> A </I> - @ <I> b </I> c for the highest frequency f2 of the order for which the equalizer is constructed, it is evident that the loss resulting from the installation has a constant and uniform value equal to <I> to </I> A2 + b2 - + - c2 for all frequencies below <I> to </I> f2,

      if a = (A2 - + - b2 - + - c2) <I> - (A </I> - + - <I> b </I> + <I> c). (24) </I> In addition, no attenuation is introduced by the equalizer at frequency f2. If the weakening A + b - + - c must not increase with the frequency, for the entire category of frequencies considered f must be regarded as the frequency corresponding to the maximum weakening.



  After having determined A, b, c, from the data of the problem using formulas (20), we calculate by formulas (24) the values of the attenuation a that the ideal equalizer must provide for the order of the frequencies considered. As the equalizer considered in fig. 4 is characterized by three constants <I> R, L, C, </I> these can be evaluated so that the attenuation equalizer has its ideal value for three different frequencies. One of these frequencies designated by f 2 has already been fixed; for the other two, it is convenient to choose the frequency 0 and an intermediate frequency fi.

   The ideal values of a for these three frequencies <I> 0, fi </I> and f2 are denoted by the letters ao, <I> ai </I> a2. Since according to formula (24) the attenuation a: provided by the equalizer must be equal to zero at the frequency <B> f2, </B> the impedance of this equalizer must also be zero for this same frequency .

   If the equalizer is to be proportioned according to these three values, the equalization must be exact for the frequencies <I> 0, f 1 and </I> <B> f2. </B> However, the zero frequency is unimportant and the exact equalization at the frequency f .. is also of minimal practical importance.

   It can therefore be seen that the most satisfactory equalization is ensured by choosing a value of ao slightly different from that chosen for the exact equalization at frequency 0, and by making the equalizer impedance zero for the frequency f : s, which is very close but not exactly equal to <B> f2. </B> Having therefore determined the appropriate values of ao, ai and fa, the values of the elements R, <I> L, </ I > C of the equalizer are fixed as follows: By formula (23) the impedance of the equalizer, and therefore a is equal to zero, if 1-LCI) 2-o.



  Since this difference must be zero at the frequency fa, or a:
EMI0006.0046
    At zero frequency the equalizer impedance is simply R, so according to formula (20)
EMI0006.0050
    when (h + Ui) o is the value of (K + Zi) at zero frequency.

   In the important case in practice, considered above and for which (K + Ui) o is a pure resistance, the solution of this equation gives R <I> - </I> (e a0 <I> - 1) </ I> (K + Ul) o. (26) By formulas (23) and (25), the impedance Zi of the equalizer at the frequency f i = I) i;

  '2r
EMI0006.0066
    and considering the formula (20)
EMI0007.0001
    where (K + Ui) i is the value of (K + Ui) <I> at </I> the frequency fi. Solving this equation with respect to C by considering the case for which (K- @ Ui) i is a pure resistance, gives
EMI0007.0009
    The value of R is obtained from formula (26).

   L determined by equation (25) gives
EMI0007.0011
         Determination <I> for a </I> particular case <I> of a </I> equalizer <I> of the type comprising a series impedance. </I>



  The determination of an equalizer conforming to that represented in FIG. 4 can now be made according to the previous formulas for the equalization of the transmission of the line shown in FIG. 5. This installation comprises a transmission line 100 periodically charged and coils of impedance Ui and U2 placed at the ends of the system, which are pure resistance of 1540 ohms each. The line is terminated by positions formed by half-sections, i.e. the extreme load is a normal or full load 6.

    The characteristics of this line are as follows: Wire 0.899 rani. Capacity for a length of 1600 m 0.64 X 10-0 Farads. Resistance for a length of 1600 m 86 ohms. Dispersion for a length of 1600 m Proportional to the frequency and equal to 0.896 X 10-0 for a frequency of 800.



  Inductance of the load coil 175 henrys. Line length (60 load sections) - 111 kilometers 800 meters, Length of a load section 1.864 in. The order of frequencies considered varies from zero to about 2400 cycles per second. Inductance per section Lo = .175.



  Capacity per section C 0742 X 10-0. Frequency at break
EMI0007.0026
   2800, other frequency
EMI0007.0027
   1540. Since the line ends with half sections, the impedance characteristic is given by
EMI0007.0030
    In fig. 6, the x-axis represents the frequencies expressed in cycles per second, and the y-axis represents the effective losses.

   The scale for curves (1), (2) and (5) is shown on the left side of the figure, and that for curves (3) and (4) is shown on the right side. Evaluating the weakening of the 60 sections of the line by means of the well-known formulas for the case of a periodically loaded line, are shown by the curve (1). Curves (2) and (3) give the values of a as they derive from equations (24) for different scales.



  A study of the curve (3) led to the adoption of the following values
EMI0007.0037
  
    ao <SEP> = <SEP> .720,
<tb> f <SEP> i <SEP> .--- <SEP> 1920,
<tb> ai <SEP> --- <SEP> .484,
<tb> f <SEP> a <SEP> = <SEP> 2650. We therefore obtain:
EMI0007.0038
  
    <I> (K <SEP> + <SEP> Ui) i </I> <SEP> = <SEP> 3655,
<tb> (K <SEP> --f- <SEP> Ui) o <SEP> = <SEP> 3080,
<tb> <I> e <SEP> a </I> <SEP> = <SEP> 2.0544,
<tb> <I> e </I> <SEP> ai <SEP> = <SEP> 1. <SEP> 6225,
<tb> <I> e </I> <SEP> 2 <SEP> al <SEP> <I> ^ </I> <SEP> 2. <SEP> 6327. From there, by the formula (26) R - (2.0544 -1) (3080) - 325a ohms.

        According to the formula (27)
EMI0008.0001
    and finally by considering the formula (28)
EMI0008.0002
    The curve (4) of FIG. d shows the calculated attenuation, currently provided by the equalizer having the characteristics given above, while curve (5) is a plot of the attenuation resulting from the installation. It can be seen that the attenuation is practically constant for the series of frequencies considered.



  In the special case specified above, the aim is to equalize the transmission, i.e. to make the resulting loss conform to a determined horizontal line. Curve (2) represents the attenuation that the equalizer must provide to achieve this goal. If the resulting attenuation instead of being conformed to a horizontal line is to be conformed to a determined curve, the course followed is exactly the same as above if the curve (2) represents the attenuation as the equalizer must provide so that the resulting attenuation conforms to the determined curve. Similar remarks can be applied to the other types of equalizers described below.



  <I> Type </I> of equalzsatezir- having cuhnittanee zone <I> in </I> <I> bypass. </I> If the equalizer consists of a Y admit- tance derived on the line and placed between admittance l;

      i of the sending endpoint and the line (Ii, <I> T) </I> terminated with an admittance l '. at the receiving end, the transfer admittance is given by the formula (14), which can be written
EMI0008.0021
    H being the characteristic admittance of the line or the inverse of the characteristic impedance.



  The introduction of a set of parameters defined by the following equations:
EMI0008.0023
    transforms equation (29) into the following expression, which gives the absolute value of the transfer admittance.
EMI0008.0026
         (: the type of equalizer is shown in fig. 7, and is formed by a resistor element R in series with an assembly comprising an inductance L and a capacitance C in parallel. The inductance Y of this assembly is
EMI0008.0029
    The procedure is now similar to that observed for the type of series equalizer.

   Having chosen the appropriate values of a ,, <B><I>fi,</I></B> <I> al </I> and f3, 011 a
EMI0008.0033
      and for the case, important in practice, in which admittances H and Vi have real values:
EMI0009.0002
    from where,
EMI0009.0003
  
EMI0009.0004
    This follows from equations (31) and (33), since the admittance of the equalizer at zero frequency is simply 1IR.



  The type of equalizer shown in fig. 7 is used in the installation shown in fig. 8. This system is identical to that of fig. 5, except that the loaded line <B> 1001 </B> is terminated in half-load instead of being terminated by positions formed by half-sections. This means that the ends of the line have a load 61 whose impedance is equal to half that of a normal or full load.

   The formula for the characteristic impedance g is then
EMI0009.0012
         The characteristic admittance H is then equal to
EMI0009.0015
    If we choose the same parameter values as above. That is to say
EMI0009.0016
  
    ao <SEP> = <SEP> .720,
<tb> fi <SEP> = <SEP> 1920,
<tb> al <SEP> = <SEP> .484,
<tb> f3 <SEP> = <SEP> 2650, the substitution of these values in the formulas (35) and (37) gives
EMI0009.0017
  
    R <SEP> = <SEP> 728 <SEP> ohms,
<tb> L <SEP> = <SEP> .0218 <SEP> henry,
<tb> C <SEP> = <SEP>. <SEP> 1656 <SEP> X <SEP> 10-1 <SEP> farads.

              Given the exact mathematical relationship obtained between the equalizers shown in FIGS. 4 and 7, the curves (4) and (5) of FIG. 5 can also be applied to the particular case mentioned above. Equalizer type <I> to </I> wave <I> filter. </I>



  A third type of attenuation equalizer can be obtained by a special arrangement of periodically reproducing organs or wave filters. The characteristic property of this arrangement is to transmit freely and without weakening. all currents whose frequencies remain between one or more determined limits, while attenuations occur for currents of frequencies placed outside this or these limits. In order to use this property, the wave filter is proportioned so that the attenuation introduced by * it for the limit of the frequencies used in telephony is complementary to the attenuation introduced by the installation with which it is connected. combined.

    It follows that the resulting attenuation must be practically constant for the series of frequencies considered.



  In other words, in the periodic arrangement of the type envisaged here, a fact specific to this type of apparatus is used whereby the attenuation does not suddenly increase at the breaking frequency of the series of frequencies transmitted. , but gradually increases to a large value. By suitably proportioning the planned arrangement, this graduation can be extended to a whole telephone series and in reverse order to the attenuation of the. line, so that the weakening thus created, added to that of the line, provides a resultant weakening which is practically uniform.



  Several types of well-known wave filters can be employed as attenuation equalizers when arranged in accordance with the principles and formulas described below, but it has been found that the types shown in Figs. 9 and 10, suitably proportioned, are particularly suitable for transforming installations using loaded lines or installations of the so-called reduced strain type.



  The propagation constant of the wave filter, or of the periodic arrangement, is determined by the following equation: Cos T1 = 1 + Z1 / 2Zz = 1 +
EMI0010.0003
   (38) In this equation A and A are respectively series and shunt impedances on the line, and r2 =
EMI0010.0005
   .

   In addition, the limit frequencies for free transmission designated by fi <I> and </I> f2 are determined by:
EMI0010.0007
    If we set <I> p = 2 </I> z <I> f, </I> in which <I> f </I> is one of the frequencies, and referring to the type of filter of waves shown in FIG. 9, for which each section is formed of an inductor in series with the line and of a set, placed in shunt on this line and comprising an inductance and a capacitor in parallel, we obtain
EMI0010.0010
    If p,

      and ps represent respectively 2 7c f1 and 2 7r f2, then equations (39) and (40) give
EMI0010.0019
    If W represents the ratio
EMI0010.0020
   =, the
EMI0010.0021
    Substituting the value given by the rst equation of (41) into the third equation of (40) gives:

    
EMI0010.0022
    If r represents the ratio
EMI0010.0023
   = the
EMI0010.0024
    last equation of (41) gives
EMI0010.0025
    By introducing this value into equation (42), we have
EMI0010.0026
    The corresponding equations for the type of filter shown in fig. 10 are:
EMI0010.0028
    by which we see that equations (46) and (43) are identical.



  The characteristic impedance of a wave filter ending with a half-inductor in series, as shown in fig. 9, is
EMI0010.0031
    while the characteristic impedance of a wave filter ending in half a shunt capacitor, as shown in fig. 10 is
EMI0010.0033
    If the values of Zi Z2 and r2 are introduced into equations (47) and (48),

   the characteristic impedances for the case of a half-series termination and for the case of a half-shunt termination of the filter considered in FIG. 9 become
EMI0010.0038
      Likewise for the filter shown in FIG. 10, we get
EMI0011.0002
    If the propagation constant Ti of the periodic arrangement is denoted by Ti <I> = B <B> + </B> i </I> Bi, when B and B1 represent real values, we can see equations (38) and (43) or (38) and (46) that
EMI0011.0008
    but Cos Ti = Cos <I> (B </I> + <I> i B ')

   = </I> Cos <I> B </I> Cos <I> B '</I> -f- i Sin <I> B </I> Sin B1.



  If we now consider the frequencies below the series of free transmission, that is to say, that fi. <so that IV <1, the expression
EMI0011.0015
   in the first equation of Cos Ti is real, and consequently in the second equation of Cos Ti the term <I> i </I> Sin <I> B </I> Sin B 'must disappear, therefore Sin <I> B </I> Sin B '<I> = 0. </I>



  Sin B having a defined value, Sin Bi must be equal to zero and Cos Bi is therefore equal to unity. Therefore:
EMI0011.0022
    where B is the attenuation per section. If now the filter is to be applied to an installation similar to that shown in fig. 3 and comprising a transmission line (K, <I> T) </I> having at the ends of the impedance coils U1 and U2, the appropriate formula is given in (17).

   For the case considered this formula can be written:
EMI0011.0027
    By introducing a set of parameters defined by the following equations
EMI0011.0028
    from where
EMI0011.0029
    taking into account that <I> T = A </I> + <I> i AI and T '= </I> <I> B </I> + <I> i </I> Bi, we obtain
EMI0011.0033
    It follows, based on the purification (53) that
EMI0011.0035
    An example of the application of these formulas is shown below in the designation of the necessary equalizer for a particular case.



  In the important case in practice for which Ui and Uz are simple and constant resistors, the problem consisting in the designation of the equalizer of the filter type, amounts to making the sum A - (- nB cc + <I> b </I> + <I> c </I> practically constant for a determined series of frequencies, since then, following equation (57), the transfer admittance of the installation is constant. The coefficient d The attenuation A and the impedance g of the line are the data of the problem.

         1st choice of the type of filter, its termination mode (usually mid-series or mid-shunt), the number of sections n, and the parameters pi, <I> r </I> and
EMI0011.0048
   can be chosen independently, and it is the same in several cases for the absolute values of the final impedances Ui and Ua, since their absolute value can be varied by choosing suitable transformers to connect them respectively to the line. and filter. The choice of these parameters is the result of a technical and experimental study using the formulas already developed.



  The type of filter shown in fig. 10 is now used to equalize the transmission of the installation shown in FIG. 11. It is assumed that it is a question of equalizing the transmission for frequencies between 200 and 2000 cycles per second, in an installation formed of 800 kilometers of a line loaded with free wire of 4 mm of diameter. The line <B> 1001 </B> has a breaking frequency or a critical frequency f, of 2350 cycles per second, and the value of
EMI0012.0009
    is equal to 1900.

   As the line ends in a half-load position, we have
EMI0012.0010
    The weakening curve of line A for 800 kilometers is shown in (1) in fig. 12, the coordinates of which have the same meaning as in FIG. 6. The attenuation curve can be theoretically calculated when the line constants are specified or determined by experience. In some cases, they are part of the problem data.

   After some testing, the following parameter values were adopted
EMI0012.0014
  
    f <SEP> i <SEP> = <SEP> 2150,
<tb> r <SEP> = <SEP> 2.24,
<tb> <I> rt <SEP> = <SEP> 5, </I>
<tb> Ui <SEP> = <SEP> 270 <SEP> ohms,
<tb> U <SEP> = <SEP> 1800 <SEP> ohms,
EMI0012.0015
    We also decided to end the filter with a mid-shunt position. By referring to the preceding formulas, we obtain by formula (51)
EMI0012.0017
    by the formula (52):
EMI0012.0018
    by formulas (45)
EMI0012.0019
    By solving these last equations, we find that the constants of the filter are:

    
EMI0012.0020
  
    Li <SEP> = <SEP> 10 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> J <SEP> henrys,
<tb> Ci <SEP> = <SEP> 0.55 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> farads,
<tb> <B><I>Ci,</I> </B> <SEP> = <SEP> 0.55 <SEP> # <SEP> 10 <SEP> farads. By equations (55) and the values given above, the attenuation coefficients a, b and c, can be calculated, while B is taken from the above formula giving Cos B. The attenuation resulting A - + - nB -f-- <I> a </I> - + - <I> b </I> + <I> c </I> is then calculated for different frequencies, and the curve represents tive as a function of frequency is shown at (2) in fig. 12.

   It should be observed that its value is practically constant for the series of frequencies determined between 200 to 2000 cycles per second, and therefore transmission equalization is accomplished. The absolute value of the resulting loss is considerably increased, but the loss introduced in this way by the equalizer can be compensated for by the use of a repeater.



  According to fig. 13, two lines Mi and SITE are connected to each other through a circuit with double repeaters acting in both directions and comprising amplifiers Lai and As. These lines are connected to the repeater circuit via transformers 11 and 11 ',

   and are balanced with respect to this circuit by means of artificial lines or networks <I> Ni </I> and N2. Transformers 12 and 121 are connected to the artificial lines in order to balance transformers 11 and <B> 111. </B> Ordinary transformers with three windings Ti and T2 are provided, and the incoming circuit of the amplifier A is connected to the midpoint of the windings of the transformer Ti by the intermediary of the transformer 13,

   while the starting circuit of this com amplifier takes the third winding of transformer T2. Similarly, the arrival circuit of amplifier As is connected to the midpoint of the windings of transformer T2 by means of a transformer 131, while its starting circuit comprises the third winding of transformer Ti.



  This arrangement is the typical repeater circuit arrangement, and is simply shown here for the purpose of example, as it is obvious that circuits can be modified in a few well known ways in accordance with this invention. Thus the amplifiers Ai and As which are indicated as being of the type of vacuum tubes may be of another type, for example they may be of the type known under the name of mechanical repeaters. Attenuation equalizers 51 and 52, 511 and <B> 521 </B> can be provided, either to balance the attenuation due to the characteristics of the transmission lines 101 and 102 and to other factors such as for example the reflex effects of the extreme parts, or to vary the weakening with the frequency in determined ways.

   These loss equalizers as shown are of the series impedance type, but the other types of loss equalizers described above may be employed instead of that shown, and in fact one can use all types of equalizers described as long as they are connected to the transmission line and to the repeater device in such a way that they achieve the purposes here.



  Some of the desired results can be obtained if the weakening equalizer is placed between the two halves of one of the windings of the transformers 11 and 111 connecting the transmission lines with the repeater circuit. In this way, the equalizer 51 is connected to the right winding of the transformer 11, and the equalizer 511 is connected to the left winding of the transformer 11 '. In order to balance these equalizers with respect to the repeater, equalizers 52 and 521 are similarly connected to transformers 12 and 121 on the side of the artificial line.

   By this arrangement, the attenuation equalizers considered with the transmission lines form circuits in which all the frequencies of a determined series are transmitted with approximately the same attenuation. The equalizer is naturally proportioned with respect to the electrical characteristics of the line and the frequencies transmitted in order to achieve the desired result, and this is carried out in accordance with figs. 1 to 12 inclusive.

   Losses due to the attenuation equalizer are compensated by introducing the gain into the transmission from the repeater, and by hovering the attenuation equalizers in pairs on the line and on the artificial line side of the device. repeater one by comes to avoid the whistling.

   The arrangement shown in fig. 13 presents a difficulty, however, in that its impedance ordinarily varies with frequency in a manner different from that of the transmission line. This results in irregularities which can produce reflex losses in addition to transmission losses due to the equalizer itself.



  Although this difficulty is not sufficiently great to prevent the use of the device shown in FIG. 13, it is however possible to eliminate it in the case of a line having a considerable length, and to replace it by the device shown in FIG. 14. In this arrangement, the equalizers instead of being directly associated with the line through a transformer are included in the derivative parts of the repeater.

   In this case, the equalizer 53, is included between the two halves of the primary winding of the transformer 13, while the equalizer <B> 531 </B> is included in the primary winding of the transformer 131. OK that for this arrangement the impedance of the ordinary attenuation equalizer varies with the frequency as before, it is electrically further from the transmission line than in the arrangement adopted in fig. 13. In addition, this arrangement has the further advantage that two attenuation equalizers are only necessary, since they are not included in a balanced part of the circuit.



  The same result can be obtained from the medium air arrangement shown in fig. 15 in which the attenuation equalizers are included respectively in the output circuits of the amplifiers Ai and A3. The attenuation equalizer 55 is thus included between the two halves of the third winding of transformer T2, while the equalizer <B> 551 </B> is included between the two halves of the third winding of the transformer. Ti.

       As in the case of fig. 14, the variable impedance of the weakening equalizer produces a relatively smaller effect on the total impedance of the repeater than if it is interposed in the line.



       The effect exerted by the variable impedance of the attenuation equalizer on the total impedance of the repeater circuit, when this equalizer is included in the line, can be eliminated by employing the arrangement shown in fig. 16, where two sets of amplifiers are used.

   The transmission from the line 101 to the line 102 is then done by the amplifiers Ai and A2, while the transmission from 101 to 102 is done by the amplifiers As and A4. By introducing the weakening equalizer 54 between the amplifiers A i and A2 and the equalizer 541 between the amplifiers A3 and A4, the effect of the variable impedance of the equalizer on the line impedance is eliminated by the fact that amplifiers are devices acting in one direction.

   The arrangement shown in fig. 16, although preferable over the other three circuit arrangements, may be disadvantageous for an installation where two sets of amplifiers are not required to provide the desired transmission gain.



  The arrangements described above, although equivalent in various respects, are electrically slightly different, but a few of them allow the use of an attenuation equalizer in an installation without reducing its output. transmission. It is, moreover, obvious that different combinations of these arrangements can take place.



  Similar arrangements of line and repeater loss equalizers can be used in connection, with four-wire circuits, such as those shown in Figs. 17 to 22. A typical bore of four-wire circuits is shown in fig. 17, in which lines 101 and 102, terminating at geographically separated stations, are interconnected by a four-wire circuit, comprising sections of lines 103 and 104 for transmission in a determined direction,

   and line sections 105 and 106 for transmission in the opposite direction. Two amplifiers Ai and A2 are placed between the sections of leagues 103 and 104 as an intermediate station, and amplifiers As and A.i are included between the sections of lines 105 and 106 at the same intermediate station. This arrangement can lend itself to a large number of combinations since simple amplifiers can be used, and even if desired additional amplifiers can be included between the four wire lines and intermediate points.

   The four-wire circuit is associated with two-wire circuits through the ordinary three-winding transformers Ti and T2 and transformers 11 and 11r. Lines <B> 101 </B> and 102 are balanced by means of artificial lines Ni and N2 connected to lines <B> 101 </B> and 102 by transformers 12 and 121 equilibrating transformers 11 and <B > 111. </B> The line section 103 is connected to the incoming circuits of the amplifier by a transformer 13 and to the incoming circuit of line 101 by a transformer 16, while the line section 104 is connected to the starting circuit of amplifier A2 by a transformer 15 and to the starting circuit of line 102 by a transformer 17.

    Likewise the line sections 105 and 106 are connected to corresponding elements by means of the respective transformers 131, 161 and 151, 171. As shown in fig. 17, the attenuation equalizers 51 and 511 are respectively included between the two halves of one of the windings of the transformers 11 and 111, while the attenuation equalizers 52 and 521 are connected similarly to the transformers 12 and 121 on the side of the artificial line.

   This arrangement of the attenuation equalizers is similar to that of FIG. 13, the only difference being that this arrangement is applied to a four-wire circuit instead of to an installation with double repeaters acting in both directions.



  Attenuation equalizers can be used successfully in four-wire circuits, because in this case the losses can be included in either side of the circuit without limiting the transmission of the installation, since the losses introduced can be compensated by the use of corresponding amplification without increasing the resulting whistling tendency. Similar installations therefore allow considerable leeway as long as the location of the attenuation equalizers is chosen with care, since the losses resulting from the location of the equalizer in the part of the four-wire circuit can be compensated by circuit amplifiers.

   Figs. 18 to 22 show such arrangements. In fig. 18, the attenuation equalizer 56 is included between the two halves of the primary winding of the transformer 16 connecting the line section 103 to the incoming circuit of the line 101. Likewise, the attenuation equalizer < B> 561 </B> is connected to transformer 161 in the circuit used to transmit in the; opposite direction. This arrangement is somewhat similar to that described in fig. 2 and has the same advantages.



  In fig. 19, equalizer 53 is comprised between the two halves of the secondary winding of transformer 13 to the input circuit of amplifier A1. Equalizer <B> 531 </B> is likewise connected to transformer 131 in the other half of the four-wire circuit. This arrangement is slightly better than that of fig. 18 since the attenuation equalizer is electrically farther from the end of the two-wire line, and therefore varying the equalizer impedance produces a correspondingly smaller effect on the circuit impedance four-wire., only if this equalizer were placed at the end of the two-wire line.



  Fig. 20 shows a new arrangement comprising the equalizer 54 placed between the amplifiers A1 and A2 in one of the halves of the four-wire circuit, and the equalizer 541 placed between the amplifiers As and A4 in the other half of this circuit. In this way; a line section of the four-wire circuit and the amplifier acting in one direction separate the equalizer from the end of the two-wire line, and as a result the varying impedance of the former produces no effect on the second.



  Fig. 21 shows an arrangement having substantially the same advantages as those relating to FIG. 19. Equalizer 55 is included between the two halves of the primary winding of transformer 15 which connects the start circuit of the amplifier with the section of line 104. Likewise, equalizer 551 is connected to the amplifier. transformer 151 between amplifier A4 and section 106, The effect of the variable impedance of the equalizer on the end of the two-wire line is reduced as a result of the equalizer being separated from the line by a section of the four-wire circuit.

        In the device shown in fig. 22, the equalizer 57 is included between the two halves of the secondary winding of the transformer 17 connected to the arrival circuit of the two-wire line 102; and the equalizer <B> 57 '</B> is connected to the transformer 171 associated with the starting circuit of the end of the two-wire line <B> 101. </B> This arrangement presents substantially the same advantages that the circuit shown in fig. 18, provided that the relationships between the impedances are the same.



  It is obvious that if the four-wire circuit is divided into new sections by means of additional repeater elements, additional positions providing for the location of attenuation equalizers must be provided. In addition, different combinations of the arrangements described above can be used.



  It can therefore be seen that by the arrangements described, the deformation due to the increase in attenuation as a result of the increase in frequency in a given transmission installation can be practically eliminated by placing an impedance device allowing to increase the attenuation for the lowest frequencies up to a value such that the attenuation resulting from the installation is practically constant for the series of frequencies considered. The equalizer arrangement achieves this goal by separating the low frequency component currents so that the line strain of the high frequency component currents is virtually neutralized.

   It is evident, however, that this arrangement not only achieves this aim and that it is thereby possible to obtain transmission equalization in an installation where the low frequency component is eliminated. In addition, the equalizer arrangement can be used not only to obtain an exact equalization, because it can be formed so as to obtain in the installation considered in its overall appearance a desired variation of the amplitude with respect to the frequency, which variation is distinguished by a determined value of the exact equalization envisaged above. This can be accomplished by simply changing the equalizer arrangement in accordance with a determined variation in the transmission which differs from the actual variation by the desired amount.



  Other combinations of amplifying devices and equalizing arrangements than those described herein may be suggested, but the combinations shown above are sufficient to indicate the principle upon which the invention is based. The essential aim is that the equalizer is associated with a transmission line and a repeater device so that the losses introduced by the equalizer are counterbalanced by the repeater, and it is preferable that the equalizer is placed relative to the circuit. repeater so that it reduces the reaction between the equalizer and the transmission line.

 

Claims (1)

REVENDICATION Installation pour la transmission de cou rants du genre de ceux utilisés en téléphonie, comprenant une ligne de transmission dans laquelle l'atténuation des oscillations trans mises varie avec leurs fréquences, caractérisée en ce qu'un arrangement de transmission dit égalisateur d'affaiblissements, relié à ladite ligne, est prévu et disposé pour que les am plitudes des oscillations transmises par lui varient avec leurs fréquences, de manière que pour une série déterminée de fréquences, les atténuations résultantes pour l'installation dans son ensemble différent l'une de l'autre d'une quantité inférieure à une valeur donnée. CLAIM Installation for the transmission of currents of the kind used in telephony, comprising a transmission line in which the attenuation of the transmitted oscillations varies with their frequencies, characterized in that a transmission arrangement called attenuation equalizer, connected to said line, is provided and arranged so that the amplitudes of the oscillations transmitted by it vary with their frequencies, so that for a determined series of frequencies, the resulting attenuations for the installation as a whole differ from one of the 'other of a quantity less than a given value. SOUS-REVENDICATIONS 1 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce que ledit arrangement est construit et disposé de manière que pour une série déterminée de fréquences, les atténuations résultantes pour l'instal lation dans son ensemble soient pratique ment égales. 2 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce que ledit arrangement fonctionne pour accroître l'atténuation des fréquences dune série déterminée; ces ac croissements étant d'autant plus grands que leurs atténuations sur la ligne de transmission est moindre. 3 Installation conforme à la revendication, . SUB-CLAIMS 1 Installation according to claim, characterized in that said arrangement is constructed and arranged so that for a determined series of frequencies, the resulting attenuations for the installation as a whole are practically equal. 2 Installation according to claim, characterized in that said arrangement operates to increase the attenuation of the frequencies of a determined series; these increases being all the greater the less their attenuations on the transmission line. 3 Installation according to claim,. caractérisée en ce que ledit arrangement comprend un réseau formé d'une sérié d'éléments d'impédances reliés et propor tionnés entre eux et i. la ligne de trans mission de manière que les atténuations pour les fréquences de la série considérée soient pratiquement égales pour l'instal lation considérée dans son ensemble. 4 Installation conforme à la revendication et à la sous -revendication 3, caractérisée en ce que ledit arrangement comprend un réseau formé d'inductances et de capacités. Installation conforme & la revendication et à la sous-revendication 3, caractérisée cri ce que l'arrangement comprend un réseau formé d'inductances et de résis tances. characterized in that said arrangement comprises a network formed by a series of connected impedance elements in proportion to each other and i. the transmission line so that the attenuations for the frequencies of the series considered are practically equal for the installation considered as a whole. 4 Installation according to claim and sub-claim 3, characterized in that said arrangement comprises a network formed of inductors and capacitors. Installation according to Claim and to Claim 3, characterized in that the arrangement comprises a network formed of inductors and resistors. (i Installation conforme à la revendication et à la sous-revendication 3, caractérisée cri ce que l'arrangement comprend un réseau formé de capacités et de résis tances. Installation conforme à la revendication et à la sous-reverrdication 3, caractérisée en ce que l'arrangement comprend un réseau formé de capacités, d'inductances et de résistances. (i Installation according to claim and to sub-claim 3, characterized in that the arrangement comprises a network formed of capacitors and resistors. Installation according to claim and to subclaim 3, characterized in that the arrangement comprises a network formed of capacitors, inductors and resistors. 8 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce qu'un dispositif répéteur, associé avec ladite ligne et l'arrangement égalisateur d'atténuation, amplifie les os cillations de toutes les fréquences com prises dans .la série déterminée, et qui ont été atténuées par ledit arrangement, et cela de manière à compenser les pertes dues à celui-ci. 0 Installation conforme à la revendication, dans laquelle un dispositif répéteur est prévu, lequel comprend deux circuits ampli ficateurs, l'un correspondant à la trans- mission dans une direction déterminée, et l'autre correspondant à la transmission dans l'autre direction, caractérisée en ce qu'un arrangement égalisateurd'atténuation est associé avec chacun desdits circuits amplificateurs. 8 Installation according to claim, characterized in that a repeater device, associated with said line and the attenuation equalizer arrangement, amplifies the os cillations of all the frequencies included in the determined series, and which have been attenuated by said arrangement, and so as to compensate for the losses due to it. 0 Installation according to claim, in which a repeater device is provided, which comprises two amplifier circuits, one corresponding to the transmission in a determined direction, and the other corresponding to the transmission in the other direction, characterized in that an equalizer attenuation arrangement is associated with each of said amplifier circuits. 10 Installation conforme à la revendication comprenant deux stations distantes l'une de l'autre, des lignes se terminant à ces stations, et une paire de circuits de trans mission reliant ces stations, un des cir cuits étant utilisé pour la transmission suivant une direction tandis que l'autre circuit sert pour la transmission suivant -l'autre direction, caractérisée en ce que chacun desdits circuits comprend un arrangement égalisateur d'atténuations et des dispositifs amplificateurs. 10 Installation according to claim comprising two stations distant from each other, lines terminating at these stations, and a pair of transmission circuits connecting these stations, one of the circuits being used for transmission in one direction. while the other circuit serves for transmission in the other direction, characterized in that each of said circuits comprises an equalizer arrangement of attenuations and amplifying devices. 11 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce que l'arrangement égali sateur d'atténuations est associé avec un dispositif répéteur et la. ligne de trans mission de manière que l'effet de son impédance sur l'impédance considérée à partir de la ligne, soit moindre que si l'arrangement égalisateur était relié direc tement avec cette ligne. 12 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce qu'un arrangement égali sateur d'atténuations est compris entre les extrémités du circuit de transmission au quel il est associé. 13 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce que l'arrangement égali sateur d'atténuations est placé près de l'extrémité de départ du circuit de trans mission avec lequel il est associé. 11 Installation according to claim, characterized in that the attenuation equalizer arrangement is associated with a repeater device and the. transmission line in such a way that the effect of its impedance on the impedance considered from the line is less than if the equalizing arrangement were connected directly with this line. 12 Installation according to claim, characterized in that an attenuation equalizer arrangement is included between the ends of the transmission circuit to which it is associated. 13 Installation according to claim, characterized in that the attenuation equalizer arrangement is placed near the starting end of the transmission circuit with which it is associated. 14 Installation conforme à la revendication, caractérisée en ce que chaque circuit répéteur utilisé comprend une paire de dispositifs amplificateurs agissant dans un seul sens, par l'intermédiaire desquels l'arrangement égalisateur d'atténuations est relié au circuit de transmission. 15 Installation conforme à la revendication, dans laquelle chaque circuit répéteur utilisé comprend un dispositif amplificateur agis sant dans un seul sens, caractérisée en ce que l'arrangement égalisateur d'atténua tions est placé dans le circuit de trans- mission entre l'extrémité de départ et le dispositif amplificateur. 14 Installation according to claim, characterized in that each repeater circuit used comprises a pair of amplifier devices acting in one direction, through which the attenuation equalizer arrangement is connected to the transmission circuit. Installation according to claim, in which each repeater circuit used comprises an amplifier device acting in one direction, characterized in that the equalizing arrangement of attenuations is placed in the transmission circuit between the end of the circuit. start and amplifier device.
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