CH709405B1

CH709405B1 - Method for controlling a rectifier.

Info

Publication number: CH709405B1
Application number: CH00456/14A
Authority: CH
Inventors: Walter Kolar Johann; Krismer Florian
Original assignee: Eth Zuerich
Priority date: 2014-03-25
Filing date: 2014-03-25
Publication date: 2018-02-28
Also published as: CH709405A2

Abstract

Das erfindungsgemässe Verfahren dient zur Regelung eines Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, welcher eine Serienschaltung eines Diodengleichrichters und eines Gleichspannungswandlers aufweist, wobei der Diodengleichrichter eine sinusförmige Netzwechselspannung in eine betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung umwandelt und der Gleichspannungswandler einen vom Diodengleichrichter bezogenen Strom so formt, dass ein zur betragssinusförmigen pulsierenden Gleichspannung proportionaler pulsierender Gleichstrom (i 1 (t)) durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf: • Bestimmen eines Basiswertes (d ff ) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers; • Bestimmen eines Korrekturwertes ( ) des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung eines Netz-Wechselstroms von einem Referenzwechselstrom (i* a c (t)), • Bestimmen des Vorzeichens (sgn u ac ) der Netzwechselspannung (u ac (t)); • Multiplikation des Korrekturwertes ( ) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert (d ff ) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters (d); • Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter (d).The inventive method is used to control a rectifier with power factor correction, which has a series circuit of a diode rectifier and a DC-DC converter, wherein the diode rectifier converts a sinusoidal AC mains voltage into a sinusoidal AC-DC pulsed and the DC-DC converter forms a current drawn by the diode rectifier so that one to the absolute sinusoidal pulsating DC voltage proportional pulsating DC (i 1 (t)) is obtained by the DC-DC converter from the diode rectifier. The method comprises the following steps: determining a base value (d ff) of a drive signal parameter for driving the DC-DC converter; Determining a correction value (12) of the drive signal parameter according to a deviation of a grid alternating current from a reference alternating current (i * a c (t)), determining the sign (sgn u ac) of the mains alternating voltage (u ac (t)); Multiplying the correction value (12) of the drive signal parameter by this sign and adding the result to the base value (d ff) of the drive signal parameter and thereby forming the drive signal parameter (d); • Driving the DC-DC converter with the drive signal parameter (d).

Description

Beschreibung [0001] Die Erfindung betrifft eine Regelvorrichtung zur Sicherstellung einer sinusförmigen Netzstromaufnahme eines einphasigen Gleichrichtersystems mit Spannungsausgang, welche ermöglicht, auch bei geringer Bandbreite der Stromregelung eine sehr hohe Eingangsstromqualität zu erreichen.Description: The invention relates to a control device for ensuring a sinusoidal mains current consumption of a single-phase rectifier system with voltage output, which enables a very high input current quality to be achieved even with a small bandwidth of the current control.

[0002] Die Grundstruktur eines Einphasen-Gleichrichters mit sinusförmig geregeltem Eingangsstrom und geregelter Ausgangsspannung ist in Fig. 1a dargestellt und besteht aus einer Serienschaltung eines Diodengleichrichters 1 und eines Gleichspannungswandlers 2, wobei der Diodengleichrichter 1 eine sinusförmige Netzwechselspannung u_ac(t) in eine betragssinusförmige (d.h. dem Betrag einer Sinusfunktion folgende) pulsierende Gleichspannung u-i(t) umwandelt und der Gleichspannungswandler 2 den vom Diodengleichrichter 1 bezogenen Strom so formt, dass ein zu u-i(t) proportionaler pulsierender Gleichstrom i₁ (t) resultiert. Zusätzlich wandelt der Gleichspannungswandler 2 die an seinem Eingang vorliegende betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung u-i(t) in eine näherungsweise konstante Ausgangsgleichspannung Udc um.The basic structure of a single-phase rectifier with sinusoidally regulated input current and regulated output voltage is shown in Fig. 1a and consists of a series connection of a diode rectifier 1 and a DC converter 2, the diode rectifier 1 a sinusoidal AC voltage u _ac (t) in a sinusoidal amount (ie following the magnitude of a sine function) converts pulsating direct voltage ui (t) and the direct voltage converter 2 shapes the current drawn by the diode rectifier 1 such that a pulsating direct current i ₁ (t) proportional to ui (t) results. In addition, the DC-DC converter 2 converts the magnitude-sinusoidal pulsating DC voltage ui (t) present at its input into an approximately constant DC output voltage Udc.

[0003] Die Regelung des Gleichspannungswandlers 2 erfüllt somit zwei Funktionen: erstens die Sicherstellung eines eingangsspannungsproportionalen Eingangsstromverlaufs und zweitens die Stabilisierung der Ausgangsgleichspannung U_dc; hierfür wird die Eingangsstromamplitude stets so eingestellt, dass der mittlere Leistungsbedarf der an U_dc liegenden Last genau gedeckt wird. In der Literatur ist eine Vielzahl unterschiedlicher regelungstechnischer Verfahren angegeben, mit welchen sich diese zwei Funktionen grundsätzlich erfüllen lassen. Die hier beschriebene Erfindung stellt eine Erweiterung des vielfach eingesetzten «average current control»-Verfahrens dar, welches z.B. in Kapitel 18 (S. 638-701: Pulse-Width Modulated Rectifiers) inThe regulation of the DC-DC converter 2 thus fulfills two functions: firstly, ensuring an input current curve proportional to the input voltage, and secondly, stabilizing the DC output voltage U _dc ; the input current amplitude is always set so that the average power requirement of the load at U _dc is exactly covered. A large number of different control engineering processes are specified in the literature, with which these two functions can basically be fulfilled. The invention described here represents an extension of the widely used “average current control” method, which is described, for example, in Chapter 18 (pp. 638-701: Pulse-Width Modulated Rectifiers)

R. W. Erickson, D. Maksimovic, «Fundamentals of power electronics», 2. Auflage, Kluwer Academie Publishers: New York, Boston, Dordrecht, London, Moskau, beschrieben ist. Beim «average current control»-Verfahren erfolgt die Erzeugung des sinusförmigen und phasenrichtigen Netzstromes gemäss der in Fig. 3a dargestellten Regelstruktur. Hierbei multipliziert ein erstes Multiplikationsglied 4 die betragssinusförmig pulsierende Gleichspannung u-i(t) mit einem Eingangsleitwert G*, welcher von einem übergeordneten Ausgangsspannungsregler des Gleichspannungswandlers (in Fig. 3a nicht dargestellt) so angepasst wird, dass ein Stromsollwert i*(t) mit einer Amplitude gebildet wird, welche letztlich auf die gewünschte Ausgangsgleichspannung U_dcführt. Durch ein Subtraktionsglied 6 wird dann von i*i(t) der gemessene Istwert des Gleichstroms i₁ (t) subtrahiert, d.h. der Stromregelfehler gebildet, welcher dem Stromregler 7 zugeführt wird, der an seinem Ausgang einen Korrekturwert ,/(t) eines Ansteuersignalparameters bereitstellt. An dieser Stelle kommt häufig ein Additionsglied 9 zum Einsatz, welches einen endgültigen Ansteuersignalparameter d(t) berechnet, indem der Korrekturwert d(t) des Ansteuersignalparameters und ein von einem Vorsteuerfunktionsblock 3 berechneter Basiswert dff(t) des Ansteuersignalparameters aufsummiert werden. Der aus dieser Summation resultierende endgültige Ansteuersignalparameter d(t) liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 vor und stellt einen Verlauf von i-i(t) entsprechend dem Sollwert i*(t) sicher. In diesem Zusammenhang ist in Fig. 3a für die Stromregelstrecke 10, gemäss der in der Regelungstechnik üblichen Darstellung, anstelle des Leistungsteils des Gleichspannungswandlers, an dessen Steuereingang der endgültige Ansteuersignalparameter d(t) gelegt wird, ein Integrator eingezeichnet, der das für die Stromregelung massgebliche dynamische Verhalten des Gleichspannungswandlers 2 repräsentiert. Am Ausgang des Integrators bzw. der Stromregelstrecke 10 liegt demgemäss der dem Gleichrichter 1 entnommene Strom i|(t) vor.RW Erickson, D. Maksimovic, “Fundamentals of power electronics”, 2nd edition, Kluwer Academie Publishers: New York, Boston, Dordrecht, London, Moscow. In the “average current control” method, the sinusoidal and phase-correct mains current is generated in accordance with the control structure shown in FIG. 3a. Here, a first multiplication element 4 multiplies the sinusoidally pulsating DC voltage ui (t) by an input conductance G *, which is adjusted by a higher-level output voltage regulator of the DC-DC converter (not shown in FIG. 3a) in such a way that a current setpoint i * (t) with an amplitude is formed, which ultimately leads to the desired DC output voltage U _dc . The measured actual value of the direct current i ₁ (t) is then subtracted from i * i (t) by a subtraction element 6, ie the current control error is formed, which is fed to the current controller 7, which has a correction value, / (t) of a control signal parameter at its output provides. At this point an adder 9 is often used, which calculates a final control signal parameter d (t) by summing up the correction value d (t) of the control signal parameter and a base value dff (t) of the control signal parameter calculated by a pilot function block 3. The final control signal parameter d (t) resulting from this summation is present at the input of a current control system 10 and ensures a course of ii (t) corresponding to the setpoint i * (t). In this context, an integrator is drawn in Fig. 3a for the current control system 10, according to the representation customary in control technology, instead of the power section of the DC-DC converter, at the control input of which the final control signal parameter d (t) is applied represents dynamic behavior of the DC-DC converter 2. The current i | (t) taken from the rectifier 1 is accordingly present at the output of the integrator or the current control system 10.

[0004] Ohne Verwendung des Vorsteuerfunktionsblocks 3 treten in der Umgebung der Nullstellen von i-i(t) bzw. der Nulldurchgänge des Netz-Wechselstromes i_ac(t) Verzerrungen von h(t) und i_ac(t) auf, beispielsweise aufgrund einer Veränderung der Betriebsweise des Gleichspannungskonverters, wie sie z.B. beim Wechsel zwischen nichtlückender Betriebsweise und lückender Betriebsweise auftritt. Die resultierenden Abweichungen von i-i(t) und i_ac(t) vom ideal betragssinusförmigen bzw. sinusförmigen Verlauf können durch einen entsprechenden Zeitverlauf des durch den Vorsteuerfunktionsblock 3 ausgegebenen Basiswerts d_ff(t) des Ansteuersignalparameters verringert werden; Beispiele sind in D. M. Van de Sype, K. D. Gusseme, A. P. van den Bossche, and J. A. Melkebeek, «Duty-ratio feedforward fordigitally controlled boost PFC Converters», Proceedings ofthe 18th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Miami Beach, Florida, 9-13 February 2003, S. 396-402, undWithout using the pilot function block 3, distortions of h (t) and i _ac (t) occur in the vicinity of the zeros of ii (t) or the zero crossings of the mains alternating current i _ac (t), for example due to a change the operating mode of the DC voltage converter, as occurs, for example, when changing between non-intermittent operating mode and intermittent operating mode. The resulting deviations of ii (t) and i _ac (t) from the ideal magnitude sinusoidal or sinusoidal curve can be reduced by a corresponding time curve of the base value d _ff (t) of the control signal parameter output by the pilot function block 3; Examples are in DM Van de Sype, KD Gusseme, AP van den Bossche, and JA Melkebeek, "Duty-ratio feedforward for digitally controlled boost PFC Converters", Proceedings ofthe 18th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Miami Beach, Florida, 9 -13 February 2003, pp. 396-402, and

K. D. Gusseme, D. M. Van de Sype, A. P. van den Bossche, and J. A. Melkebeek, «Digital control of boost PFC Converters operating in both continuousand discontinuous conduction mode», Proceedings ofthe 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Aachen, Germany, 20-25 June 2004, S. 2346-2352, beschrieben, wobei für die Berechnung des Basiswertes dff(t) des Ansteuersignalparameters z.B. die Ein- und Ausgangsgleichspannung und die Momentanleistung des Gleichspannungswandlers berücksichtigt werden.KD Gusseme, DM Van de Sype, AP van den Bossche, and JA Melkebeek, «Digital control of boost PFC Converters operating in both continuousand discontinuous conduction mode», Proceedings ofthe 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Aachen, Germany, 20-25 June 2004, pp. 2346-2352, where, for the calculation of the base value dff (t) of the control signal parameter, for example the DC input and output voltage and the instantaneous power of the DC / DC converter are taken into account.

[0005] Festzuhalten ist, dass die Regelung des pulsierenden Gleichstroms ί_Ί(t) auch bei Verwendung eines geeigneten Vorsteuerfunktionsblocks 3 eine im Verhältnis zur Netzfrequenz hohe Bandbreite des Stromregelkreises erfordert, daIt should be noted that the regulation of the pulsating direct current ί _Ί (t) requires a high bandwidth of the current control _loop in relation to the mains frequency, even when using a suitable pilot control _{function block} 3, since

1. i-ι(t) mit zweifacher Netzfrequenz pulsiert und1. i-ι (t) pulsates at twice the mains frequency and

2. i-i(t) einen relativ hohen Oberschwingungsgehalt aufweist.2. i-i (t) has a relatively high harmonic content.

CH 709 405 B1 [0006] Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Regelverfahren zu schaffen, welches nur geringe Anforderungen an die Bandbreite des Stromregelkreises stellt und dessen ungeachtet eine sehr geringe Verzerrung der Ströme i₁ (t) und i_ac(t) sicherstellt.CH 709 405 B1 It is therefore an object of the invention to provide a control method which places only low demands on the bandwidth of the current control loop and which nevertheless ensures a very low distortion of the currents i ₁ (t) and i _ac (t) ,

[0007] Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren gemäss dem entsprechenden unabhängigen Patentanspruch.The object is achieved by a method according to the corresponding independent claim.

[0008] Das Verfahren dient zur Regelung eines Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, welcher eine Serienschaltung eines Diodengleichrichters und eines Gleichspannungswandlers aufweist, wobei der Diodengleichrichter eine sinusförmige Netzwechselspannung in eine betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung Ui(t) umwandelt und der Gleichspannungswandler einen vom Diodengleichrichter bezogenen Strom so formt, dass ein zur betragssinusförmigen pulsierenden Gleichspannung proportionaler pulsierender Gleichstrom i-i(t) durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird, und damit auch ein zur Netzwechselspannung u_ac(t) proportionaler Netz-Wechselstrom i_ac(t) durch den Diodengleichrichter vom Netz bezogen wird. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf:The method is used to control a rectifier with power factor correction, which has a series connection of a diode rectifier and a DC converter, the diode rectifier converts a sinusoidal AC line voltage into a sinusoidal pulsating DC voltage Ui (t) and the DC converter converts a current obtained from the diode rectifier into a shape that a pulsating direct current ii (t) proportional to the sinusoidal pulsating direct voltage is drawn by the diode rectifier through the direct voltage converter, and thus a mains alternating current i _ac (t) proportional to the alternating voltage u _ac (t) is also drawn from the mains by the diode rectifier. The process has the following steps:

• Bestimmen eines Basiswertes d_ff(t) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers;Determining a base value d _ff (t) of a control signal parameter for controlling the DC-DC converter;

• Bestimmen eines Korrekturwertes <ÿ(t) des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung des NetzWechselstroms i_ac(t) von einem Referenzwechselstrom i*_ac(t);• Determining a correction value <ÿ (t) of the control signal parameter in accordance with a deviation of the mains alternating current i _ac (t) from a reference alternating current i * _ac (t);

• Bestimmen des Vorzeichens sgn[u_ac(t)] der Netzwechselspannung u_ac(t);• Determining the sign sgn [u _ac (t)] of the AC line voltage u _ac (t);

• Multiplikation des Korrekturwertes ^(t) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert d_ff(t) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters d(t);Multiplication of the correction value ^ (t) of the control signal parameter by this sign and addition of the result to the base value d _ff (t) of the control signal parameter and thereby formation of the control signal parameter d (t);

• Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter d(t).• Controlling the DC-DC converter with the control signal parameter d (t).

[0009] Allgemeiner gesprochen dient das Verfahren zur Regelung eines Systems, insbesondere eines Gleichrichters, in welchem eine Regelgrösse i₁ (t) oder eine Messgrösse den Verlauf einer gleichgerichteten Ist-Wechselgrösse aufweist, und in dem Verfahren • eine Signum-Funktion das Vorzeichen eines periodischen Referenzsignals erzeugt; und • ein anhand der Messgrösse bestimmtes Signal, welches den Verlauf einer gleichgerichteten Ist-Wechselgrösse aufweist, mit dem Vorzeichen multipliziert wird und dadurch eine Wechselgrösse bestimmt wird, die anschliessend mit anderen Wechselgrössen kombiniert wird; und/oder • eine Wechselgrösse mit dem Vorzeichen multipliziert wird und dadurch ein Signal gebildet wird, welches anschliessend mit anderen Signalen kombiniert wird, welche den Verlauf einer gleichgerichteten Wechselgrösse aufweisen.More generally speaking, the method is used to control a system, in particular a rectifier, in which a controlled variable i ₁ (t) or a measured variable has the course of a rectified actual variable, and in the method • a sign function the sign of a periodic reference signal generated; and • a signal determined on the basis of the measured variable, which has the course of a rectified actual alternating variable, is multiplied by the sign and thereby an alternating variable is determined, which is then combined with other alternating variables; and / or • an alternating variable is multiplied by the sign and thereby a signal is formed, which is then combined with other signals which have the course of a rectified alternating variable.

[0010] Es wird also aus einem Sollwert und/oder einer Messgrösse, die als pulsierende Gleichsignale auftreten und dabei als gleichgerichtete Signale betrachtet werden können, jeweils ein (typischerweise) periodisches Wechselsignal erzeugt. Im Bereich der Nulldurchgänge der Wechselsignale entfallen dadurch hochfrequente Anteile, die vorher in den pulsierenden Gleichsignalen Vorlagen. Dadurch kann die Bandbreite eines Reglers für die Wechselsignale kleiner sein als für die pulsierenden Gleichsignale.A (typically) periodic alternating signal is thus generated from a setpoint and / or a measured variable, which occur as pulsating DC signals and can be viewed as rectified signals. In the area of the zero crossings of the alternating signals, this eliminates high-frequency components that previously existed in the pulsating DC signals. As a result, the bandwidth of a controller for the alternating signals can be smaller than for the pulsating direct signals.

[0011] In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf:In one embodiment, the method has the following step:

• Bestimmen des Netz-Wechselstroms i_ac(t) durch Messung des Stromes, der durch den Diodengleichrichter vom Netz bezogen wird.• Determining the mains alternating current i _ac (t) by measuring the current drawn from the mains by the diode rectifier.

[0012] In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf:[0012] In one embodiment, the method has the following step:

• Bestimmen des Netz-Wechselstroms i_ac(t) durch Messung des pulsierenden Gleichstroms i-i(t), der durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird, und Multiplikation mit dem Vorzeichen sgn[u_ac(t)j der Netzwechselspannung u_ac(t).Determining the mains alternating current i _ac (t) by measuring the pulsating direct current ii (t), which is obtained from the diode rectifier by the direct voltage converter, and multiplying by the sign sgn [u _ac (t) j of the alternating mains voltage u _ac (t) ,

[0013] In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf:[0013] In one embodiment, the method has the following step:

• Bestimmen des Referenzwechselstroms i*_ac(t) durch zeitliches Vorverschieben eines periodischen Signals (z.B. mittels Verwendung eines Hochpassfilters, welches eine Phasenvoreilung realisiert), welches durch Multiplikation der Netzwechselspannung u_ac(t) mit einem vorgegebenen Eingangsleitwert G* des Gleichrichters gebildet wird.• Determining the reference alternating current i * _ac (t) by temporally advancing a periodic signal (for example by using a high-pass filter which implements a phase advance), which is formed by multiplying the mains alternating voltage u _ac (t) by a predetermined input conductance G * of the rectifier.

[0014] Der Regler dient zur Regelung des Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, und weist auf:The controller is used to control the rectifier with power factor correction, and has:

• ein Vorsteuerfunktionsblock zum Bestimmen eines Basiswertes dff(t) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers;A pilot control function block for determining a base value dff (t) of a control signal parameter for controlling the DC-DC converter;

• einen Stromregler zum Bestimmen eines Korrekturwertes <ÿ(t) des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung des Netz-Wechselstroms i_ac(t) von einem Referenzwechselstrom i*_ac(t);A current controller for determining a correction value <ÿ (t) of the control signal parameter in accordance with a deviation of the mains alternating current i _ac (t) from a reference alternating current i * _ac (t);

• eine Einheit zum Bestimmen des Vorzeichens sgn[u_ac(t)j der Netzwechselspannung u_ac(t);A unit for determining the sign sgn [u _ac (t) j of the AC line voltage u _ac (t);

• ein Multiplikationsglied zur Multiplikation des Korrekturwertes ä(t) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert dff(t) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters d(t);A multiplication element for multiplying the correction value a (t) of the control signal parameter by this sign and adding the result to the base value dff (t) of the control signal parameter and thereby forming the control signal parameter d (t);

• Mittel zum Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter d(t).• Means for controlling the DC-DC converter with the control signal parameter d (t).

[0015] Die Erfindung fusst auf der Erkenntnis, dass der Stromregelkreis nicht zwingend so realisiert werden muss, dass der Stromregler den oberschwingungsbehafteten pulsierenden Eingangsgleichstrom regelt. Der Regelkreis kann auch so realisiert werden, dass der Stromregler den nahezu rein sinusförmigen Netz-Wechselstrom regelt, womit sich eine Reduktion der für den Stromregelkreis erforderlichen Bandbreite realisieren lässt.The invention is based on the knowledge that the current control loop does not necessarily have to be implemented in such a way that the current controller regulates the pulsating DC input current which has harmonics. The control loop can also be implemented in such a way that the current controller regulates the almost purely sinusoidal AC alternating current, which enables a reduction in the bandwidth required for the current control loop.

CH 709 405 B1 [0016] Die Erfindung ist eine Modifikation des «Average current control»-Verfahrens. Es wird, anstelle des pulsierendes Gleichstroms i-i(t), der rein sinusförmige Netzstrom i_ac(t) bzw. der ausgehend von i₁ (t) nachgebildete Netzstrom geregelt. Mit dieser Modifikation lässt sich auch bei vergleichsweise geringer Bandbreite des Stromregelkreises ein sinusförmiger und phasenrichtiger Netzstrom erzeugen.CH 709 405 B1 [0016] The invention is a modification of the “Average current control” method. Instead of the pulsating direct current ii (t), the purely sinusoidal mains current i _ac (t) or the mains current simulated starting from i ₁ (t) is regulated. With this modification, a sinusoidal and phase-correct mains current can be generated even with a comparatively small bandwidth of the current control loop.

[0017] Im Vergleich zur konventionellen Stromregelung ermöglicht die hier vorgestellte modifizierte Stromregelung eine Verringerung der erforderlichen Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises. Dies ist beispielsweise dann vorteilhaft, wenn eine vergleichsweise hohe Netzfrequenz erforderlich ist, z.B. in Bordnetzen von Flugzeugen, wie in der Einleitung von M. Chen, J. Sun, «Feedforward current control of boost single-phase PFC Converters», IEEE Transactions on Power Electronics, Voi. 21, No. 2, März 2006 beschrieben.Compared to conventional current control, the modified current control presented here enables a reduction in the bandwidth required for the closed current control circuit. This is advantageous, for example, when a comparatively high network frequency is required, e.g. in aircraft electrical systems, as in the introduction by M. Chen, J. Sun, “Feedforward current control of boost single-phase PFC converters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Voi. 21, No. 2, March 2006.

[0018] Es versteht sich, dass einzelne Schritte oder Kombinationen von Schritten des Verfahrens durch mathematisch im Wesentlichen äquivalente Schritte ersetzt werden können. Beispielsweise kann im Schritt der Multiplikation des Korrekturwertes <ÿ(t) des Ansteuersignalparameters mit dem Vorzeichen sgn[u_ac(t)] der Netzwechselspannung u_ac(t) und Addition des Ergebnisses zum Basiswert dff(t) des Ansteuersignalparameters die Multiplikation mit der Addition vertauscht werden, wobei anstelle des Basiswertes d_ff(t) ein modifizierter Basiswert d'_ff(t) berechnet wird, wobei d_ff = d'f_fsgn[u_ac(t)] gilt.It goes without saying that individual steps or combinations of steps of the method can be replaced by mathematically essentially equivalent steps. For example, in the step of multiplying the correction value <ÿ (t) of the control signal parameter by the sign sgn [u _ac (t)] of the AC line voltage u _ac (t) and adding the result to the base value dff (t) of the control signal parameter, the multiplication by the addition can be interchanged, whereby instead of the base value d _ff (t) a modified base value d ' _ff (t) is calculated, where d _ff = d'f _f sgn [u _ac (t)].

[0019] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:In the following, the subject matter of the invention is explained in more detail with the aid of preferred exemplary embodiments which are illustrated in the accompanying drawings. Each shows schematically:

Fig. 1a Schematische Darstellung eines betrachteten Gleichrichters, aufweisend einen Diodengleichrichter und einen Gleichspannungswandler.Fig. 1a schematic representation of a rectifier considered, having a diode rectifier and a DC converter.

Fig. 1b Erste Ausführungsform: Regelstruktur zur direkten Regelung des Netz-Wechselstroms i_ac(t). Diese Regelstruktur ermöglicht die Verwendung eines sinusförmigen Referenzwechselstroms i*_ac(t) und eine geringe Bandbreite des geschlossenen Regelkreises.Fig. 1b first embodiment: control structure for direct control of the AC alternating current i _ac (t). This control structure enables the use of a sinusoidal reference alternating current i * _ac (t) and a small bandwidth of the closed control loop.

Fig. 1c Unter Verwendung der in Fig. 1b vorgeschlagenen Regelstruktur simulierte Netzwechselspannungsund Netz-Wechselstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters).Fig. 1c using the control structure proposed in Fig. 1b simulated network AC voltage and AC network (without using a radio interference filter).

Fig. 2a Zweite Ausführungsform, mit einem Multiplikationsglied im Rückkopplungspfad.Fig. 2a second embodiment, with a multiplier in the feedback path.

Fig. 2b Unter Verwendung der in Fig. 2a vorgeschlagenen Regelstruktur simulierte pulsierende Gleichspannungs- und Gleichstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters).Fig. 2b using the control structure proposed in Fig. 2a simulated pulsating DC voltage and DC current curves (without using a radio interference filter).

Fig. 3a Konventionelle Regelstruktur zur Regelung des pulsierenden Gleichstroms i-i(t) eines gemäss Fig. 1a aufgebauten Gleichrichters.Fig. 3a Conventional control structure for controlling the pulsating direct current i-i (t) of a rectifier constructed according to Fig. 1a.

Fig. 3b Unter Verwendung der in Fig. 3a dargestellten Regelstruktur simulierte Netzwechselspannungs- und Netz-Wechselstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters).Fig. 3b using the control structure shown in Fig. 3a simulated AC and AC power waveforms (without using a radio interference filter).

Fig. 4 Bridgeless-Gleichrichter.Fig. 4 Bridgeless rectifier.

Fig. 5 und 6 Varianten der oben beschriebenen Reglerstrukturen.5 and 6 variants of the controller structures described above.

Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche oder gleich wirkende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen.Basically, the same or equivalent parts are provided with the same reference numerals in the figures.

[0020] Die Anordnung eines betrachteten Gleichrichters ist in Fig. 1a gezeigt. In dieser Figur liegt eine Netzwechselspannung u_ac(t) am Wechselspannungseingang eines Diodengleichrichters 1 an. Der Diodengleichrichter 1 formt die Netzwechselspannung in eine pulsierende Gleichspannung u-i(t) = lu_ac(t)l um, welche der Diodengleichrichter 1 an seinem Gleichspannungsausgang zur Verfügung stellt. Die pulsierende Gleichspannung dient als Eingangsspannung eines Gleichspannungswandlers 2. Der Gleichspannungswandler 2 formt die pulsierende Gleichspannung u-i(t) in eine konstante Ausgangsgleichspannung U_dc(t) um. Die Regelung des Gleichspannungswandlers 2 erfolgt dabei so, dass am Eingang des Gleichspannungswandlers 2 ein pulsierender Gleichstrom i₁ (t) resultiert, der zur pulsierenden Gleichspannung u-i(t) direkt proportional ist. Der Diodengleichrichter 1 formt den an seinem Gleichspannungsausgang vorliegenden pulsierenden Gleichstrom i₁ (t) in einen am Wechselspannungseingang vorliegenden Netz-Wechselstrom i_ac(t) um, der zur Netzwechselspannung u_ac(t) direkt proportional ist.The arrangement of a rectifier under consideration is shown in Fig. 1a. In this figure, an AC mains voltage u _ac (t) is present at the AC voltage input of a diode rectifier 1. The diode rectifier 1 converts the AC line voltage into a pulsating DC voltage ui (t) = lu _ac (t) l, which the diode rectifier 1 provides at its DC voltage output. The pulsating DC voltage serves as the input voltage of a DC voltage converter 2. The DC voltage converter 2 converts the pulsating DC voltage ui (t) into a constant DC output voltage U _dc (t). The regulation of the DC-DC converter 2 takes place in such a way that a pulsating DC current i ₁ (t) results at the input of the DC-DC converter 2, which is directly proportional to the pulsating DC voltage ui (t). The diode rectifier 1 converts the pulsating direct current i ₁ (t) present at its direct voltage output into a mains alternating current i _ac (t) present at the alternating voltage input, which is directly proportional to the mains alternating voltage u _ac (t).

[0021] Die für die Erzeugung des pulsierenden Gleichstroms i-i(t) eingesetzte Regelstruktur ist in Fig. 1b dargestellt:The control structure used for generating the pulsating direct current i-i (t) is shown in FIG. 1b:

• ein Vorsteuerfunktionsblock 3 verwendet in bekannter Weise verschiedene Eingangsgrössen für die Berechnung eines Basiswertes d_ff(t) des Ansteuersignalparameters. Ein typischer Basiswert d_ff(t) des Ansteuersignalparameters ist der für den stationären Betrieb des Gleichspannungswandlers erforderliche Ansteuersignalparameter, z.B. die Einschaltzeit eines Transistors für stationären Betrieb. Typische Eingangsgrössen des Vorsteuerfunktionsblocks sind: Ein- und Ausgangsgleichspannung, Momentanleistung des Gleichspannungswandlers;• A pilot control function block 3 uses different input variables in a known manner for the calculation of a base value d _ff (t) of the control signal parameter. A typical base value d _ff (t) of the control signal parameter is the control signal parameter required for the steady-state operation of the DC / DC converter, for example the switch-on time of a transistor for steady-state operation. Typical input variables of the pilot control function block are: DC input and output voltage, instantaneous power of the DC-DC converter;

CH 709 405 B1 • ein erstes Multiplikationsglied 4 multipliziert die Netzwechselspannung u_ac(t) mit einem absoluten Eingangsleitwert G* und bildet daraus einen Referenzwechselstrom i*_ac(t); der Zahlenwert des absoluten Eingangsleitwertes G* bestimmt die vom Gleichrichter übertragene Leistung;CH 709 405 B1 • a first multiplication element 4 multiplies the AC line voltage u _ac (t) by an absolute input conductance G * and forms a reference AC current i * _ac (t) therefrom; the numerical value of the absolute input conductance G * determines the power transmitted by the rectifier;

• der Referenzwechselstrom i*_ac(t) dient als Eingangsgrösse eines Zeitverschiebungsglieds 5, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher die periodisch vorliegende Eingangsgrösse um eine konstante Zeit ΔΤ vorverschoben am Ausgang bereitstellt;• The reference alternating current i * _ac (t) serves as the input variable of a time shift element 5, which realizes a phase advance and therefore provides the periodically present input variable advanced at the output by a constant time ΔΤ;

• ein Subtraktionsglied 6 zieht von der Ausgangsgrösse des Zeitverschiebungsgliedes 5 den Netz-Wechselstrom i_ac(t) ab (der Netz-Wechselstrom i_ac(t) kann durch eine Messung ermittelt werden);A subtraction element 6 subtracts the mains alternating current i _ac (t) from the output variable of the time shift element 5 (the mains alternating current i _ac (t) can be determined by a measurement);

• das Ergebnis des Subtraktionsglieds 6 dient als Eingangsgrösse des Stromreglers 7, der an seinem Ausgang einen Korrekturwert j(t) des Ansteuersignalparameters bereitstellt;• The result of the subtraction element 6 serves as an input variable of the current regulator 7, which provides a correction value j (t) of the control signal parameter at its output;

• ein zweites Multiplikationsglied 8 multipliziert den Korrekturwert j(t) des Ansteuersignalparameters mit dem Vorzeichen sgn[u_ac(t)] der Netzwechselspannung;A second multiplication element 8 multiplies the correction value j (t) of the control signal parameter by the sign sgn [u _ac (t)] of the AC mains voltage;

• ein Additionsglied 9 zählt zum Ergebnis des zweiten Multiplikationsglieds 8 das Ergebnis des Vorsteuerfunktionsblocks 3 hinzu und berechnet so den endgültigen Ansteuersignalparameter;An addition element 9 counts the result of the pilot function block 3 to the result of the second multiplication element 8 and thus calculates the final control signal parameter;

• der endgültige Ansteuersignalparameter liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 an, und der Netzstrom ergibt sich am Ausgang der Stromregelstrecke 10.• The final control signal parameter is present at the input of a current control system 10, and the mains current results at the output of the current control system 10.

[0022] Die in Fig. 1b dargestellte Regelstruktur ermöglicht eine direkte Regelung des Netz-Wechselstroms, was durch Einfügen des zweiten Multiplikationsglieds 8 erreicht wird. Für den üblichen Fall eines sinusförmigen Netz-Wechselstroms erfolgt die Anregung des Regelkreises daher mit einem sinusförmigen, d.h. netzfrequenten und oberschwingungsfreien, Referenzwechselstrom i*_ac(t). Da die in Fig. 1b dargestellte Regelstruktur insbesondere bei geringer Bandbreite des geschlossenen Regelkreises Anwendung findet, verursacht der geschlossene Regelkreis bei der Netzfrequenz bereits eine nennenswerte Phasendrehung, was in weiterer Folge in einer Verzerrung des Netz-Wechselstroms resultiert. Zur Kompensation der vom geschlossenen Regelkreis bei der Netzfrequenz verursachten Phasendrehung wird das Zeitverschiebungsglied 5 verwendet, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher den periodisch vorliegenden Referenzwechselstrom zeitlich vorverschiebt. Das Zeitverschiebungsglied 5 kann beispielsweise als Hochpassfilter realisiert werden.The control structure shown in Fig. 1b enables direct control of the AC mains current, which is achieved by inserting the second multiplier 8. In the usual case of a sinusoidal AC alternating current, the control loop is therefore excited with a sinusoidal, ie, mains frequency and harmonic-free, reference alternating current i * _ac (t). Since the control structure shown in FIG. 1b is used in particular in the case of a small bandwidth of the closed control loop, the closed control loop already causes a noteworthy phase shift at the network frequency, which subsequently results in a distortion of the AC network current. To compensate for the phase rotation caused by the closed control loop at the network frequency, the time shift element 5 is used, which realizes a phase advance and therefore shifts the periodically present reference alternating current ahead in time. The time shift element 5 can be implemented, for example, as a high-pass filter.

[0023] Erfolgt nun die Regelung des Netz-Wechselstroms der in Fig. 1a dargestellten Schaltung nach der in Fig. 1b dargestellten Regelstruktur, dann lassen sich die in Fig. 1c gezeigten Verläufe der Netzwechselspannung u_ac(t) und des Netz-Wechselstroms i_ac(t) erzielen: die Netzwechselspannung u_ac(t) ist sinusförmig mit einer Amplitude von 325 V und einer Frequenz von 800 Hz, die Grundschwingung i_ac,(i)(t) des erzeugten Netz-Wechselstroms ist sinusförmig mit einer Amplitude von 9.3 A und einer Frequenz von 800 Hz. Die Phasenverschiebung zwischen u_ac(t) und i_ac,(i)(t) verschwindet in Fig. 1c. In Fig. 1c ist ersichtlich, dass der Grundschwingung von i_ac,(i)(t) eine dreieckförmige Stromschwankung überlagert ist, deren Grundfrequenz gleich der Schaltfrequenz des Gleichspannungswandlers 2 von 48 kHz ist. Die Stromschwankung ist auf die interne Realisierung des Gleichspannungswandlers 2 zurückzuführen (z.B. die in der Induktivität des für die Realisierung des Gleichspannungswandlers 2 verwendeten Hochsetzstellers resultierende Stromschwankung). Diese Stromschwankung kann, üblicherweise unter Verwendung eines Funkentstörfilters, auf zulässige Amplitudenwerte begrenzt werden.If now the regulation of the AC network current of the circuit shown in Fig. 1a takes place according to the control structure shown in Fig. 1b, then the courses of the AC network voltage u _ac (t) and the AC network current i shown in Fig. 1c _{Achieve ac} (t): the mains AC voltage u _ac (t) is sinusoidal with an amplitude of 325 V and a frequency of 800 Hz, the fundamental oscillation i _ac , (i) (t) of the generated mains alternating current is sinusoidal with an amplitude of 9.3 A and a frequency of 800 Hz. The phase shift between u _ac (t) and i _ac , (i) (t) disappears in FIG. 1c. 1c shows that a triangular current fluctuation is superimposed on the basic oscillation of i _ac , (i) (t), the basic frequency of which is equal to the switching frequency of the DC-DC converter 2 of 48 kHz. The current fluctuation is due to the internal realization of the DC-DC converter 2 (for example the current fluctuation resulting in the inductance of the step-up converter used for the realization of the DC-DC converter 2). This current fluctuation can be limited to permissible amplitude values, usually using a radio interference filter.

[0024] Eine zu Fig. 1b alternative Ausführung des Regelkreises zeigt Fig. 2a:FIG. 2a shows an alternative embodiment of the control loop to FIG. 1b:

• ein Vorsteuerfunktionsblock 3 verwendet verschiedene Eingangsgrössen für die Berechnung eines Basiswertes dff(t) des Ansteuersignalparameters. Ein typischer Basiswert des Ansteuersignalparameters ist der für den stationären Betrieb des Gleichspannungswandlers erforderliche Ansteuersignalparameter, z.B. die Einschaltzeit eines Transistors für stationären Betrieb. Typische Eingangsgrössen des Vorsteuerfunktionsblocks sind: Ein- und Ausgangsgleichspannung, Momentanleistung des Gleichspannungswandlers;A pilot control function block 3 uses different input variables for the calculation of a base value dff (t) of the control signal parameter. A typical base value of the drive signal parameter is the drive signal parameter required for the stationary operation of the DC / DC converter, e.g. the switch-on time of a transistor for stationary operation. Typical input variables of the pilot control function block are: DC input and output voltage, instantaneous power of the DC-DC converter;

• ein erstes Multiplikationsglied 4 multipliziert die Netzwechselspannung u_ac(t) mit einem absoluten Eingangsleitwert G* und bildet daraus einen Referenzwechselstrom i*_ac(t); der Zahlenwert des absoluten Eingangsleitwertes G* bestimmt die vom Gleichrichter übertragene Leistung;• a first multiplication element 4 multiplies the AC line voltage u _ac (t) by an absolute input conductance G * and forms a reference AC current i * _ac (t) therefrom; the numerical value of the absolute input conductance G * determines the power transmitted by the rectifier;

• der Referenzwechselstrom i*_ac(t) dient als Eingangsgrösse eines Zeitverschiebungsglieds 5, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher die periodisch vorliegende Eingangsspannung um eine konstante Zeit ΔΤ vorverschoben am Ausgang bereitstellt;• The reference alternating current i * _ac (t) serves as the input variable of a time shift element 5, which realizes a phase advance and therefore provides the periodically present input voltage advanced at the output by a constant time ΔΤ;

• ein Subtraktionsglied 6 zieht von der Ausgangsgrösse des Zeitverschiebungsgliedes 5 den mit dem Vorzeichen der Netzwechselspannung multiplizierten pulsierenden Gleichstrom, i-i(t)sgn[u_ac(t)], ab;A subtraction element 6 subtracts the pulsating direct current, ii (t) sgn [u _ac (t)], multiplied by the sign of the mains AC voltage from the output variable of the time shift element 5;

• ein Additionsglied 9 zählt zum Ergebnis des zweiten Multiplikationsglied 8 das Ergebnis des Vorsteuerfunktionsblocks 3 hinzu und berechnet so den endgültigen Ansteuersignalparameter;An adder 9 counts the result of the pilot function block 3 to the result of the second multiplication element 8 and thus calculates the final control signal parameter;

• der endgültige Ansteuersignalparameter liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 an, und der pulsierende Gleichstrom i-i(t) ergibt sich am Ausgang der Stromregelstrecke 10;• The final control signal parameter is present at the input of a current control system 10, and the pulsating direct current i-i (t) results at the output of the current control system 10;

• ein drittes Multiplikationsglied 11 multipliziert den pulsierenden Gleichstrom h(t) mit dem Vorzeichen der Netzwechselspannung, woraus sich im Wesentlichen ein Signal i-i(t)sgn[u_ac(t)] entsprechend dem Netz-Wechselstrom i_ac(t) ergibt.A third multiplier 11 multiplies the pulsating direct current h (t) by the sign of the mains alternating voltage, which essentially results in a signal ii (t) sgn [u _ac (t)] corresponding to the mains alternating current i _ac (t).

CH 709 405 B1 [0025] Die Regelstruktur aus Fig. 2a unterscheidet sich dahingehend von Fig. 1 b, dass anstelle des Netz-Wechselstromes der pulsierende Gleichstrom i^t) gemessen und geregelt wird.CH 709 405 B1 The control structure from FIG. 2a differs from FIG. 1b in that instead of the mains alternating current, the pulsating direct current i ^ t) is measured and regulated.

[0026] Durch Einfügen eines Multiplikationsgliedes im Rückkopplungspfad lässt sich also die Regelstruktur aus Fig. 1b so modifizieren, dass auch eine Regelung des pulsierenden Gleichstroms bei geringer Regelbandbreite möglich ist.By inserting a multiplication element in the feedback path, the control structure from FIG. 1b can be modified such that it is also possible to regulate the pulsating direct current with a small control bandwidth.

[0027] Die in Fig. 1b vorgestellte Regelstruktur zur direkten Regelung des Netz-Wechselstroms lässt sich auch zur Regelung der in Fig. 4 dargestellten Grundstruktur eines Bridgeless-Gleichrichters verwenden: in dieser Figur liegen ein erster Brückenzweig 13 und ein zweiter Brückenzweig 14 vor. Der erste Brückenzweig 13 weist eine Serienschaltung einer ersten Diode D-ι, eines ersten MOSFETs Τ_Ί und eines ersten Strommesswiderstandes Ri auf. Die Kathode der ersten Diode D-ι ist mit einer positiven Spannungsschiene 15 verbunden, der Drain Anschluss des ersten MOSFETs Τ_Ί ist mit der Anode der ersten Diode Di verbunden und der erste Strommesswiderstand R-ι ist zwischen dem Source Anschluss des ersten MOSFETs Ti und einer negativen Spannungsschiene 16 angeschlossen. Der zweite Brückenzweig 14 weist eine Serienschaltung einer zweiten Diode D₂, eines zweiten MOSFETs T₂ und eines zweiten Strommesswiderstandes R₂ auf. Die Kathode der zweiten Diode D₂ ist mit der positiven Spannungsschiene 15 verbunden, der Drain Anschluss des zweiten MOSFETs T₂ ist mit der Anode der zweiten Diode D₂ verbunden und der zweite Strommesswiderstand R₂ ist zwischen dem Source Anschluss des zweiten MOSFETs T₂ und der negativen Spannungsschiene 16 angeschlossen. Ein erster Anschluss einer ersten Glättungsdrossel Li ist mit einer ersten Eingangsklemme des Bridgeless-Gleichrichters verbunden und ein zweiter Anschluss der ersten Glättungsdrossel Li ist mit dem Drain Anschluss des ersten MOSFETs Τ_Ί verbunden. Ein erster Anschluss einer zweiten Glättungsdrossel L₂ ist mit einer zweiten Eingangsklemme des Bridgeless-Gleichrichters verbunden und ein zweiter Anschluss der zweiten Glättungsdrossel L₂ ist mit dem Drain Anschluss des zweiten MOSFETs T₂ verbunden. Zwischen den zwei Eingangsklemmen liegt, bei vereinfachter Betrachtung (d.h. ohne ein Funkentstörfilter), die Netzwechselspannung vor. Die positive Spannungsschiene 15 ist mit dem ersten Anschluss eines Ausgangskondensators C_dc verbunden. Die negative Spannungsschiene 16 ist mit dem zweiten Anschluss des Ausgangskondensators C_dcverbunden. Zwischen der positiven und der negativen Spannungsschiene liegt die Ausgangsgleichspannung U_dc an.The control structure presented in FIG. 1b for direct control of the alternating mains current can also be used to control the basic structure of a bridgeless rectifier shown in FIG. 4: in this figure there are a first bridge branch 13 and a second bridge branch 14. The first bridge branch 13 has a series connection of a first diode D-ι, a first MOSFET Τ _Ί and a first current measuring _resistor Ri. The cathode of the first diode D-ι is connected to a positive voltage _rail 15, the drain connection of the first MOSFET Τ _Ί is connected to the anode of the first diode Di and the first current measuring resistor R-ι is between the source connection of the first MOSFETs Ti and a negative voltage rail 16 connected. The second bridge branch 14 has a series connection of a second diode D ₂ , a second MOSFET T ₂ and a second current measuring resistor R ₂ . The cathode of the second diode D ₂ is connected to the positive voltage rail 15, the drain connection of the second MOSFET T ₂ is connected to the anode of the second diode D ₂ and the second current measuring resistor R ₂ is between the source connection of the second MOSFET T ₂ and the negative voltage rail 16 connected. A first connection of a first smoothing inductor Li is connected to a first input terminal of the Bridgeless rectifier and a second connection of the first smoothing _inductor Li is connected to the drain connection of the first MOSFET Τ _Ί . A first connection of a second smoothing inductor L ₂ is connected to a second input terminal of the Bridgeless rectifier and a second connection of the second smoothing inductor L ₂ is connected to the drain connection of the second MOSFET T ₂ . With a simplified view (ie without a radio interference filter), there is the mains AC voltage between the two input terminals. The positive voltage rail 15 is connected to the first terminal of an output _capacitor C _dc . The negative voltage rail 16 is connected to the second terminal of the output _capacitor C _dc . The _DC output voltage U _{dc is present} between the positive and the negative voltage _rail .

[0028] Die Regelung des Bridgeless-Gleichrichters erfolgt gemäss dem Stand der Technik nach Fig. 3, wobei für das Regelkonzept nach Fig. 3a die Kenntnis eines betragssinusförmigen Referenzgleichstromes erforderlich ist. Die Ermittlung des betragssinusförmigen Referenzgleichstromes erfolgt rechnerisch durch Multiplikation des Betrages der zu messenden Netzwechselspannung mit einem absoluten Eingangsleitwert G*.The regulation of the Bridgeless rectifier takes place according to the state of the art according to FIG. 3, the knowledge of a sinusoidal reference direct current being necessary for the control concept according to FIG. 3a. The sinusoidal reference direct current is calculated by multiplying the amount of the mains AC voltage to be measured by an absolute input conductance G *.

[0029] Wird nun die in Fig. 1b vorgestellte Regelstruktur auf den Bridgeless-Gleichrichter angewendet, dann ist die Kenntnis des Netz-Wechselstromes i_ac(t) erforderlich. Dieser lässt sich aus den Transistorströmen i₁ (t) und i₂(t) gemäss ^(t) fürii_ac(£) > 0If the control structure presented in FIG. 1b is now applied to the Bridgeless rectifier, then knowledge of the mains alternating current i _ac (t) is required. This can be calculated from the transistor currents i ₁ (t) and i ₂ (t) according to ^ (t) forii _ac (£)> 0

-i₂(t) füru_ac(£)<0 rekonstruieren.-I reconstruct ₂ (t) for u _ac (£) <0.

[0030] Die bei Verwendung der Regelstruktur nach Fig. 1b für den Bridgeless-Gleichrichter nach Fig. 4 und den konventionellen Gleichrichter nach Fig. 1a simulierten Netzwechselströme sind praktisch identisch, d.h. auch für den BridgelessGleichrichter resultiert ein Netz-Wechselstrom gemäss Fig. 1c.The simulated mains alternating currents when using the control structure according to Fig. 1b for the Bridgeless rectifier according to Fig. 4 and the conventional rectifier according to Fig. 1a are practically identical, i.e. A line alternating current according to FIG. 1c also results for the Bridgeless rectifier.

[0031] In weiteren Ausführungsformen wird der Referenzstrom des Regelkreises aus der pulsierenden Gleichspannung u-i(t) erzeugt, und zwar durch Multiplikation von u-i(t) mit sgn(u_ac(t)). Dies ist, ausgehend von der Struktur der Fig. 1b beispielhaft in Fig. 5 dargestellt. (Der Unterschied zwischen Fig. 1b und Fig. 5 ist somit, dass die Multiplikation G*u_ac(t) durch die Multiplikation G*sgn[u_ac(t)]u₁t) ersetzt wird).In further embodiments, the reference current of the control loop is generated from the pulsating DC voltage ui (t), namely by multiplying ui (t) by sgn (u _ac (t)). Based on the structure of FIG. 1b, this is shown by way of example in FIG. 5. (The difference between FIG. 1b and FIG. 5 is thus that the multiplication G * u _ac (t) is replaced by the multiplication G * sgn [u _ac (t)] u ₁ t)).

[0032] In weiteren Ausführungsformen werden mathematisch im Wesentlichen äquivalente Operationen durch eine andere Struktur des Reglers realisiert. Beispielsweise wird der endgültige Ansteuersignalparameter d bestimmt, indem zuerst der Ausgangswert eines Vorsteuerfunktionsblocks 12 zu ä hinzugezählt wird und das Ergebnis danach mit sgn[u_ac(t)] multipliziert wird. Dies ist, ausgehend von der Struktur der Fig. 1b, in der Fig. 6 dargestellt. Unterschiede sind, dass der Vorsteuerfunktionsblock 3, welcher dff berechnet, durch einen modifizierten Vorsteuerfunktionsblock 12 ersetzt ist.In further embodiments, mathematically essentially equivalent operations are implemented by a different structure of the controller. For example, the final drive signal parameter d is determined by first adding the output value of a pilot function block 12 to ä and then multiplying the result by sgn [u _ac (t)]. Based on the structure of FIG. 1b, this is shown in FIG. 6. The differences are that the pilot function block 3, which calculates dff, is replaced by a modified pilot function block 12.

[0033] Dieser berechnet d'_ff; wobei beispielsweise d_ff = d'_ffsgn[u_ac (t)] gilt. Das Multiplikationsglied 8 wird in der Reihenfolge mit dem Additionsglied 9 vertauscht. Analoges gilt für die Struktur der Fig. 2a.This calculates d '_ff; where, for example, d _ff = d ' _ff sgn [u _ac (t)] applies. The multiplication element 8 is exchanged in the order with the addition element 9. The same applies to the structure of FIG. 2a.

[0034] Für sämtliche Simulationen verwendete Parameter:Parameters used for all simulations:

Gleichspannungswandler 2: Hochsetzsteller mit einer Hochsetzstellerinduktivität (Eingangsinduktivität) von 1 mH und einem Ausgangskondensator von 36 pF.DC converter 2: step-up converter with a step-up converter inductance (input inductance) of 1 mH and an output capacitor of 36 pF.

Netzspannungsamplitude: 325 V Netzfrequenz: 800 HzMains voltage amplitude: 325 V Mains frequency: 800 Hz

Ausgangsspannung. 400 VOutput voltage. 400 V.

Ausgangsleistung: 1.5 kWOutput power: 1.5 kW

Stromregler: PI Regler mit einer Verstärkung von 0.02 und einer Knickfrequenz von 318 Hz.Current controller: PI controller with a gain of 0.02 and a kink frequency of 318 Hz.

Modulator: Pulsbreitenmodulator; Verwendung eines dreieckförmigen Trägersignals mit Minimalwert 0, Maximalwert 1 und einer konstanten Frequenz von 48 kHz (= Schaltfrequenz des Hochsetzstellers).Modulator: pulse width modulator; Use of a triangular carrier signal with minimum value 0, maximum value 1 and a constant frequency of 48 kHz (= switching frequency of the step-up converter).

CH 709 405 B1 [0035] Die Simulationsergebnisse aus Fig. 1c, Fig. 2b und Fig. 3b wurden alle mit demselben Stromregler und deshalb mit derselben Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises ermittelt. Aufgrund der geringen verwendeten Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises ist eine deutliche Abweichung des Netz-Wechselstromes von der Sinusform zu erkennen. Beim Verlauf des Netz-Wechselstroms i_ac (t) bei der Regelung nach dem Stand der Technik gemäss Fig. 3b sind hochfrequente Störungen im Bereich der Nulldurchgänge erkennbar. Bei den Regelungen gemäss den Fig. 1c und 2b sind diese eliminiert.CH 709 405 B1 The simulation results from FIGS. 1c, 2b and 3b were all determined with the same current controller and therefore with the same bandwidth of the closed current control loop. Due to the small bandwidth used for the closed current control loop, a clear deviation of the mains alternating current from the sinusoidal shape can be seen. 3b, high-frequency interferences in the region of the zero crossings can be seen in the course of the mains alternating current i _ac (t) in the control according to the prior art according to FIG. 3b. In the regulations according to FIGS. 1c and 2b, these are eliminated.

Claims

claims

1. A method for controlling a rectifier with power factor correction, which has a series connection of a diode rectifier (1) and a DC converter (2), the diode rectifier (1) converting a sinusoidal AC line voltage into a sinusoidal pulsating DC voltage (ui (t)) and the DC voltage converter (2) forms a current drawn by the diode rectifier (1) in such a way that a pulsating direct current (ii (t)) proportional to the sinusoidal pulsating direct voltage is drawn by the diode rectifier (1) through the direct voltage converter (2), and thus also to the mains alternating voltage (u _ac (t)) proportional mains alternating current (i _ac (t)) drawn from the mains by the diode rectifier (1), comprising the following steps:

• determining a basic value (dff (t)) of a control signal parameter for controlling the DC-DC converter (2);

• determining a correction value («ÿ (t)) of the control signal parameter in accordance with a deviation of the mains alternating current (i _ac (t)) from a reference alternating current (i * _ac (t));

• Determining the sign (sgn [u _ac (t)]) of the AC mains voltage (u _ac (t));

• Multiplication of the correction value (<ÿ (t)) of the control signal parameter by this sign and addition of the result to the base value (dff (t)) of the control signal parameter and thereby formation of the control signal parameter (d (t));

• Controlling the DC-DC converter (2) with the control signal parameter (d (t)).

2. The method according to claim 1, comprising the step:

• Determine the mains alternating current (i _ac (t)) by measuring the current drawn from the mains by the diode rectifier (1).

3. The method according to claim 1, comprising the step:

• Determining the mains alternating current (i _ac (t)) by measuring the pulsating direct current (ii (t)), which is obtained from the diode rectifier (1) by means of the direct voltage converter (2) and multiplying by the sign (sgn [u _ac (t)]) of the mains AC voltage (u _ac (t)).

4. The method according to one of the preceding claims, comprising the step:

• Determining the reference alternating current (i * _ac (t)) by advancing a periodic signal which is formed by multiplying the mains alternating voltage (u _ac (t)) by a predetermined input conductance G * of the rectifier.

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