CH709405A2

CH709405A2 - Method for regulating a rectifier.

Info

Publication number: CH709405A2
Application number: CH00456/14A
Authority: CH
Inventors: Johann Walter Kolar; Florian Krismer
Original assignee: ETH Zürich
Priority date: 2014-03-25
Filing date: 2014-03-25
Publication date: 2015-09-30
Also published as: CH709405B1

Abstract

Das erfindungsgemässe Verfahren dient zur Regelung eines Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, welcher eine Serienschaltung eines Diodengleichrichters und eines Gleichspannungswandlers aufweist, wobei der Diodengleichrichter eine sinusförmige Netzwechselspannung in eine betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung umwandelt und der Gleichspannungswandler einen vom Diodengleichrichter bezogenen Strom so formt, dass ein zur betragssinusförmigen pulsierenden Gleichspannung proportionaler pulsierender Gleichstrom (i 1 (t)) durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf: • Bestimmen eines Basiswertes (d ƒƒ ) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers; • Bestimmen eines Korrekturwertes ( )des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung eines Netz-Wechselstroms von einem Referenzwechselstrom (i* ac (t)); • Bestimmen des Vorzeichens (sgn(u ac )) der Netzwechselspannung (u ac (t)) • Multiplikation des Korrekturwertes ( ) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert (d ƒƒ ) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters (d); • Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter (d). Die Erfindung betrifft weiterhin einen Regler zur Regelung eines Gleichrichters.The inventive method is used to control a rectifier with power factor correction, which has a series circuit of a diode rectifier and a DC-DC converter, wherein the diode rectifier converts a sinusoidal AC mains voltage into a sinusoidal DC sinusoidal DC voltage and the DC-DC converter forms a current drawn by the diode rectifier so that one to the absolute sinusoidal pulsating DC voltage proportional pulsating DC (i 1 (t)) is obtained by the DC-DC converter from the diode rectifier. The method comprises the following steps: determining a base value (d ƒƒ) of a drive signal parameter for driving the DC-DC converter; Determining a correction value (12) of the drive signal parameter according to a deviation of a grid alternating current from a reference alternating current (i * ac (t)); • Determining the sign (sgn (u ac)) of the AC line voltage (u ac (t)) • Multiplication of the correction value () of the Ansteuersignalparameters with this sign and addition of the result to the base value (d ƒƒ) of the Ansteuersignalparameters and thereby forming the Ansteuersignalparameters (i.e. ); • Driving the DC-DC converter with the drive signal parameter (d). The invention further relates to a controller for controlling a rectifier.

Description

[0001] Die Erfindung betrifft eine Regelvorrichtung zur Sicherstellung einer sinusförmigen Netzstromaufnahme eines einphasigen Gleichrichtersystems mit Spannungsausgang, welche ermöglicht, auch bei geringer Bandbreite der Stromregelung eine sehr hohe Eingangsstromqualität zu erreichen. The invention relates to a control device for ensuring a sinusoidal mains current consumption of a single-phase rectifier system with voltage output, which enables a very high input current quality to be achieved even with a low bandwidth of the current control.

[0002] Die Grundstruktur eines Einphasen-Gleichrichters mit sinusförmig geregeltem Eingangsstrom und geregelter Ausgangsspannung ist in Fig. 1 (a) dargestellt und besteht aus einer Serienschaltung eines Diodengleichrichters 1 und eines Gleichspannungswandlers 2, wobei der Diodengleichrichter 1 eine sinusförmige Netzwechselspannung uac(t) in eine betragssinusförmige (d.h. dem Betrag einer Sinusfunktion folgende) pulsierende Gleichspannung u1(t) umwandelt und der Gleichspannungswandler 2 den vom Diodengleichrichter 1 bezogenen Strom so formt, dass ein zu u1(t) proportionaler pulsierender Gleichstrom i1(t) resultiert. Zusätzlich wandelt der Gleichspannungswandler 2 die an seinem Eingang vorliegende betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung u1(t) in eine näherungsweise konstante Ausgangsgleichspannung Udcum. The basic structure of a single-phase rectifier with sinusoidal regulated input current and regulated output voltage is shown in Fig. 1 (a) and consists of a series circuit of a diode rectifier 1 and a DC / DC converter 2, the diode rectifier 1 having a sinusoidal AC voltage uac (t) in converts a pulsating DC voltage u1 (t) in the form of a magnitude sinusoidal (ie following the magnitude of a sinusoidal function) and the DC voltage converter 2 forms the current drawn from the diode rectifier 1 in such a way that a pulsating direct current i1 (t) proportional to u1 (t) results. In addition, the DC voltage converter 2 converts the sine-wave pulsating DC voltage u1 (t) present at its input into an approximately constant DC output voltage Udcum.

[0003] Die Regelung des Gleichspannungswandlers 2 erfüllt somit zwei Funktionen: erstens die Sicherstellung eines eingangsspannungsproportionalen Eingangsstromverlaufs und zweitens die Stabilisierung der Ausgangsgleichspannung Udc; hierfür wird die Eingangsstromamplitude stets so eingestellt, dass der mittlere Leistungsbedarf der an Udcliegenden Last genau gedeckt wird. In der Literatur ist eine Vielzahl unterschiedlicher regelungstechnischer Verfahren angegeben, mit welchen sich diese zwei Funktionen grundsätzlich erfüllen lassen. Die hier beschriebene Erfindung stellt eine Erweiterung des vielfach eingesetzten «average current control» Verfahrens dar, welches z.B. in Kapitel 18 (S. 638–701: Pulse-Width Modulated Rectifiers) in R. W. Erickson, D. Maksimovic, «Fundamentals of power electronics», 2. Auflage, Kluwer Academic Publishers: New York, Boston, Dordrecht, London, Moskau, beschrieben ist. Beim «average current control» Verfahren erfolgt die Erzeugung des sinusförmigen und phasenrichtigen Netzstromes gemäss der in Fig. 3a dargestellten Regelstruktur. Hierbei multipliziert ein erstes Multiplikationsglied 4 die betragssinusförmig pulsierende Gleichspannung u1(t) mit einem Eingangsleitwert G*, welcher von einem übergeordneten Ausgangsspannungsregler des Gleichspannungswandlers (in Fig. 3a ) nicht dargestellt) so angepasst wird, dass ein Stromsollwert i*1(t) mit einer Amplitude gebildet wird, welche letztlich auf die gewünschte Ausgangsgleichspannung Udcführt. Durch ein Subtraktionsglied 6 wird dann von i*1(t) der gemessene Istwert des Gleichstroms i1(t) subtrahiert, d.h. der Stromregelfehler gebildet, welcher dem Stromregler 7 zugeführt wird, der an seinem Ausgang einen Korrekturwert (t) eines Ansteuersignalparameters bereitstellt. An dieser Stelle kommt häufig ein Additionsglied 9 zum Einsatz welches einen endgültigen Ansteuersignalparameter d(t) berechnet, indem der Korrekturwert (t) des Ansteuersignalparameters und ein von einem Vorsteuerfunktionsblock 3 berechneter Basiswert dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters aufsummiert werden. Der aus dieser Summation resultierende endgültige Ansteuersignalparameter d(t) liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 vor und stellt einen Verlauf von i1(t) entsprechend dem Sollwert i*1(t) sicher. In diesem Zusammenhang ist in Fig. 3a für die Stromregelstrecke 10, gemäss der in der Regelungstechnik üblichen Darstellung, anstelle des Leistungsteils des Gleichspannungswandlers, an dessen Steuereingang der endgültige Ansteuersignalparameter d (t) gelegt wird, ein Integrator eingezeichnet, der das für die Stromregelung massgebliche dynamische Verhalten des Gleichspannungswandlers 2 repräsentiert. Am Ausgang des Integrators bzw. der Stromregelstrecke 10 liegt demgemäss der dem Gleichrichter 1 entnommene Strom i1(t) vor. The regulation of the DC / DC converter 2 thus fulfills two functions: firstly, to ensure an input current curve proportional to the input voltage and, secondly, to stabilize the output DC voltage Udc; for this purpose, the input current amplitude is always set in such a way that the average power requirement of the load applied to the load is exactly covered. In the literature, a large number of different control engineering methods are specified with which these two functions can be basically fulfilled. The invention described here represents an extension of the often used "average current control" method, which e.g. in Chapter 18 (pp. 638–701: Pulse-Width Modulated Rectifiers) in R. W. Erickson, D. Maksimovic, "Fundamentals of power electronics", 2nd edition, Kluwer Academic Publishers: New York, Boston, Dordrecht, London, Moscow, is described. With the “average current control” method, the sinusoidal and phase-correct mains current is generated in accordance with the control structure shown in FIG. 3a. Here, a first multiplier 4 multiplies the sine-shaped pulsating direct voltage u1 (t) by an input conductance G *, which is adapted by a higher-level output voltage regulator of the direct voltage converter (not shown in FIG. 3a) so that a current setpoint i * 1 (t) with an amplitude is formed which ultimately leads to the desired DC output voltage Udc. A subtraction element 6 then subtracts the measured actual value of the direct current i1 (t) from i * 1 (t), i.e. the current control error is formed, which is fed to the current controller 7, which provides a correction value (t) of a control signal parameter at its output. At this point, an adder 9 is often used which calculates a final control signal parameter d (t) by adding up the correction value (t) of the control signal parameter and a base value dƒƒ (t) of the control signal parameter calculated by a pre-control function block 3. The final control signal parameter d (t) resulting from this summation is available at the input of a current control system 10 and ensures a curve of i1 (t) corresponding to the setpoint i * 1 (t). In this context, an integrator is shown in Fig. 3a for the current control system 10, according to the usual representation in control engineering, instead of the power section of the DC voltage converter, to whose control input the final control signal parameter d (t) is applied, which is the decisive factor for the current control dynamic behavior of the DC voltage converter 2 represents. Accordingly, the current i1 (t) taken from the rectifier 1 is present at the output of the integrator or the current controlled system 10.

[0004] Ohne Verwendung des Vorsteuerfunktionsblocks 3 treten in der Umgebung der Nullstellen von i1(t) bzw. der Nulldurchgänge des Netz-Wechselstromes iac(t) Verzerrungen von i1(t) und iac(t) auf, beispielsweise aufgrund einer Veränderung der Betriebsweise des Gleichspannungskonverters, wie sie z.B. beim Wechsel zwischen nichtlückender Betriebsweise und lückender Betriebsweise auftritt. Die resultierenden Abweichungen von i1(t) und iac(t) vom ideal betragssinusförmigen bzw. sinusförmigen Verlauf können durch einen entsprechenden Zeitverlauf des durch den Vorsteuerfunktionsblock 3 ausgegebenen Basiswerts dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters verringert werden; Beispiele sind in D. M. Van de Sype, K. D. Gusseme, A. P. van den Bossche, and J. A. Melkebeek, «Duty-ratio feedforward for digitally controlled boost PFC Converters», Proceedings of the 18th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Miami Beach, Florida, 9–13 February 2003, S. 396–402, und K. D. Gusseme, D. M. Van de Sype, A. P. van den Bossche, and J. A. Melkebeek, «Digital control of boost PFC Converters operating in both continuous and discontinuous conduction mode», Proceedings ofthe 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Aachen, Germany, 20–25 June 2004, S. 2346–2352, beschrieben, wobei für die Berechnung des Basiswertes dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters, z.B. die Ein- und Ausgangsgleichspannung und die Momentanleistung des Gleichspannungswandlers berücksichtigt werden. Without using the precontrol function block 3 occur in the vicinity of the zeros of i1 (t) or the zero crossings of the AC mains current iac (t) distortions of i1 (t) and iac (t), for example due to a change in the operating mode of the DC converter, such as occurs when changing between non-intermittent operating mode and intermittent operating mode. The resulting deviations of i1 (t) and iac (t) from the ideal amount sinusoidal or sinusoidal curve can be reduced by a corresponding time curve of the base value dƒƒ (t) of the control signal parameter output by the precontrol function block 3; Examples are in DM Van de Sype, KD Gusseme, AP van den Bossche, and JA Melkebeek, “Duty-ratio feedforward for digitally controlled boost PFC Converters”, Proceedings of the 18th Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Miami Beach, Florida, 9– 13 February 2003, pp. 396-402, and KD Gusseme, DM Van de Sype, AP van den Bossche, and JA Melkebeek, “Digital control of boost PFC Converters operating in both continuous and discontinuous conduction mode”, Proceedings of the 35th Annual IEEE Power Electronics Specialists Conference, Aachen, Germany, 20– 25 June 2004, pp. 2346-2352, described, whereby for the calculation of the base value dƒƒ (t) of the control signal parameter, e.g. the input and output DC voltage and the instantaneous power of the DC voltage converter are taken into account.

[0005] Festzuhalten ist, dass die Regelung des pulsierenden Gleichstroms i1(t), auch bei Verwendung eines geeigneten Vorsteuerfunktionsblocks 3, eine im Verhältnis zur Netzfrequenz hohe Bandbreite des Stromregelkreises erfordert, da 1. i1(t) mit zweifacher Netzfrequenz pulsiert und 2. i1(t) einen relativ hohen Oberschwingungsgehalt aufweist. It should be noted that the regulation of the pulsating direct current i1 (t), even when using a suitable precontrol function block 3, requires a high bandwidth of the current control loop in relation to the network frequency, since 1. i1 (t) pulsates with twice the mains frequency and 2. i1 (t) has a relatively high harmonic content.

[0006] Eine Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Regelverfahren zu schaffen, welches nur geringe Anforderungen an die Bandbreite des Stromregelkreises stellt und dessen ungeachtet eine sehr geringe Verzerrung der Ströme i1(t) und iac(t) sicherstellt. [0006] It is therefore an object of the invention to create a control method which makes only low demands on the bandwidth of the current control loop and, regardless of this, ensures very low distortion of the currents i1 (t) and iac (t).

[0007] Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren und einen Regler gemäss den entsprechenden unabhängigen Patentansprüchen. The object is achieved by a method and a controller according to the corresponding independent claims.

[0008] Das Verfahren dient zur Regelung eines Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, welcher eine Serienschaltung eines Diodengleichrichters und eines Gleichspannungswandlers aufweist, wobei der Diodengleichrichter eine sinusförmige Netzwechselspannung in eine betragssinusförmige pulsierende Gleichspannung u1(t) umwandelt und der Gleichspannungswandler einen vom Diodengleichrichter bezogenen Strom so formt, dass ein zur betragssinusförmigen pulsierenden Gleichspannung proportionaler pulsierender Gleichstrom i1(t) durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird, und damit auch ein zur Netzwechselspannung uac(t) proportionaler Netz-Wechselstrom iac(t) durch den Diodengleichrichter vom Netz bezogen wird. Das Verfahren weist die folgenden Schritte auf: • Bestimmen eines Basiswertes dƒƒ(t) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers; • Bestimmen eines Korrekturwertes (t) des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung des Netz-Wechselstroms iac(t) von einem Referenzwechselstrom i*ac(t). • Bestimmen des Vorzeichens sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung uac(t); • Multiplikation des Korrekturwertes (t) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters d(t); • Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter d(t). The method is used to control a rectifier with power factor correction, which has a series connection of a diode rectifier and a DC voltage converter, wherein the diode rectifier converts a sinusoidal AC voltage into a sine-wave pulsating DC voltage u1 (t) and the DC voltage converter forms a current drawn from the diode rectifier so that a pulsating direct current i1 (t) proportional to the amount of sine-shaped pulsating direct voltage is drawn from the diode rectifier by the direct voltage converter, and thus also a mains alternating current iac (t) proportional to the mains alternating voltage uac (t) is drawn from the mains by the diode rectifier. The procedure consists of the following steps: • Determination of a base value dƒƒ (t) of a control signal parameter for controlling the DC voltage converter; • Determination of a correction value (t) of the control signal parameter based on a deviation of the mains alternating current iac (t) from a reference alternating current i * ac (t). • Determination of the sign sgn [uac (t)] of the mains AC voltage uac (t); • Multiplication of the correction value (t) of the control signal parameter with this sign and addition of the result to the base value dƒƒ (t) of the control signal parameter and thereby formation of the control signal parameter d (t); • Controlling the DC / DC converter with the control signal parameter d (t).

[0009] Allgemeiner gesprochen dient das Verfahren zur Regelung eines Systems, insbesondere eines Gleichrichters, in welchem eine Regelgrösse i1(t) oder eine Messgrösse den Verlauf einer gleichgerichteten Ist-Wechselgrösse aufweist, und in dem Verfahren • eine Signum-Funktion das Vorzeichen eines periodischen Referenzsignals erzeugt; und • ein anhand der Messgrösse bestimmtes Signal, welches den Verlauf einer gleichgerichteten Ist-Wechselgrösse aufweist, mit dem Vorzeichen multipliziert wird und dadurch eine Wechselgrösse bestimmt wird, die anschliessend mit anderen Wechselgrössen kombiniert wird; und/oder • eine Wechselgrösse mit dem Vorzeichen multipliziert wird und dadurch ein Signal gebildet wird, welches anschliessend mit anderen Signalen kombiniert wird, welche den Verlauf einer gleichgerichteten Wechselgrösse aufweisen. More generally speaking, the method is used to control a system, in particular a rectifier, in which a controlled variable i1 (t) or a measured variable has the course of a rectified actual alternating variable, and in the method • a Signum function generates the sign of a periodic reference signal; and • a signal determined on the basis of the measured variable, which has the course of a rectified actual alternating variable, is multiplied by the sign and thereby an alternating variable is determined, which is then combined with other alternating variables; and or • an alternating variable is multiplied by the sign and thereby a signal is formed which is then combined with other signals which have the course of a rectified alternating variable.

[0010] Es wird also aus einem Sollwert und/oder einer Messgrösse, die als pulsierende Gleichsignale auftreten und dabei als gleichgerichtete Signale betrachtet werden können, jeweils ein (typischerweise) periodisches Wechselsignal erzeugt. Im Bereich der Nulldurchgänge der Wechselsignale entfallen dadurch hochfrequente Anteile, die vorher in den pulsierenden Gleichsignalen vorlagen. Dadurch kann die Bandbreite eines Reglers für die Wechselsignale kleiner sein als für die pulsierenden Gleichsignale.In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf: • Bestimmen des Netz-Wechselstroms iac(t) durch Messung des Stromes, der durch den Diodengleichrichter vom Netz bezogen wird. [0010] A (typically) periodic alternating signal is thus generated from a setpoint value and / or a measured variable, which occur as pulsating direct signals and can be viewed as rectified signals. In the area of the zero crossings of the alternating signals, there are no high-frequency components that were previously present in the pulsating direct signals. As a result, the bandwidth of a controller for the alternating signals can be smaller than for the pulsating direct signals. In one embodiment, the method has the following step: • Determining the mains alternating current iac (t) by measuring the current drawn from the mains by the diode rectifier.

[0011] In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf: • Bestimmen des Netz-Wechselstroms iac(t) durch Messung des pulsierenden Gleichstroms i1(t), der durch den Gleichspannungswandler vom Diodengleichrichter bezogen wird, und Multiplikation mit dem Vorzeichen sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung uac(t). In one embodiment, the method has the following step: • Determination of the mains alternating current iac (t) by measuring the pulsating direct current i1 (t), which is drawn by the DC voltage converter from the diode rectifier, and multiplication with the sign sgn [uac (t)] of the mains alternating voltage uac (t).

[0012] In einer Ausführungsform weist das Verfahren den folgenden Schritt auf: • Bestimmen des Referenzwechselstroms i*ac(t) durch zeitliches vorverschieben eines periodischen Signals (z.B. mittels Verwendung eines Hochpassfilters, welches eine Phasenvoreilung realisiert), welches durch Multiplikation der Netzwechselspannung uac(t) mit einem vorgegebenen Eingangsleitwert G* des Gleichrichters gebildet wird. In one embodiment, the method has the following step: • Determination of the reference alternating current i * ac (t) by temporally advancing a periodic signal (e.g. by using a high-pass filter that realizes a phase lead), which is formed by multiplying the mains alternating voltage uac (t) with a given input conductance G * of the rectifier.

[0013] Der Regler dient zur Regelung des Gleichrichters mit Leistungsfaktorkorrektur, und weist auf: • ein Vorsteuerfunktionsblock zum Bestimmen eines Basiswertes dƒƒ(t) eines Ansteuersignalparameters zur Ansteuerung des Gleichspannungswandlers; • einen Stromregler zum Bestimmen eines Korrekturwertes (t) des Ansteuersignalparameters nach Massgabe einer Abweichung des Netz-Wechselstroms iac(t) von einem Referenzwechselstrom i*ac(t); • eine Einheit zum Bestimmen des Vorzeichens sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung uac(t); • ein Multiplikationsglied zur Multiplikation des Korrekturwertes (t) des Ansteuersignalparameters mit diesem Vorzeichen und Addition des Ergebnisses zum Basiswert dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters und dadurch Bildung des Ansteuersignalparameters d (t); • Mittel zum Ansteuern des Gleichspannungswandlers mit dem Ansteuersignalparameter d (t). The controller is used to control the rectifier with power factor correction, and has: • a pre-control function block for determining a base value dƒƒ (t) of a control signal parameter for controlling the DC voltage converter; • a current regulator for determining a correction value (t) of the control signal parameter based on a deviation of the mains alternating current iac (t) from a reference alternating current i * ac (t); A unit for determining the sign sgn [uac (t)] of the mains alternating voltage uac (t); • a multiplier for multiplying the correction value (t) of the control signal parameter with this sign and adding the result to the base value dƒƒ (t) of the control signal parameter and thereby forming the control signal parameter d (t); • Means for controlling the DC / DC converter with the control signal parameter d (t).

[0014] Die Erfindung fusst auf der Erkenntnis, dass der Stromregelkreis nicht zwingend so realisiert werden muss, dass der Stromregler den oberschwingungsbehafteten pulsierenden Eingangsgleichstrom regelt. Der Regelkreis kann auch so realisiert werden, dass der Stromregler den nahezu rein sinusförmigen Netz-Wechselstrom regelt, womit sich eine Reduktion der für den Stromregelkreis erforderlichen Bandbreite realisieren lässt. The invention is based on the knowledge that the current control loop does not necessarily have to be implemented in such a way that the current controller regulates the pulsating DC input current subject to harmonics. The control loop can also be implemented in such a way that the current regulator regulates the almost purely sinusoidal mains alternating current, which enables the bandwidth required for the current control loop to be reduced.

[0015] Die Erfindung ist eine Modifikation des «average current control» Verfahrens. Es wird, anstelle des pulsierendes Gleichstroms i1(t), der rein sinusförmige Netzstrom iac(t) bzw. der ausgehend von i1(t) nachgebildete Netzstrom geregelt. Mit dieser Modifikation lässt sich auch bei vergleichsweise geringer Bandbreite des Stromregelkreises ein sinusförmiger und phasenrichtiger Netzstrom erzeugen. The invention is a modification of the “average current control” method. Instead of the pulsating direct current i1 (t), the purely sinusoidal mains current iac (t) or the mains current simulated based on i1 (t) is regulated. With this modification, a sinusoidal and in-phase mains current can be generated even with a comparatively low bandwidth of the current control loop.

[0016] Im Vergleich zur konventionellen Stromregelung ermöglicht die hier vorgestellte modifizierte Stromregelung eine Verringerung der erforderlichen Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises. Dies ist beispielsweise dann vorteilhaft, wenn eine vergleichsweise hohe Netzfrequenz erforderlich ist, z.B. in Bordnetzen von Flugzeugen, wie in der Einleitung von M. Chen, J. Sun, «Feedforward current control of boost single-phase PFC Converters», IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 21, No. 2, März 2006 beschrieben. In comparison to the conventional current control, the modified current control presented here enables a reduction in the required bandwidth of the closed current control loop. This is advantageous, for example, when a comparatively high network frequency is required, e.g. in on-board networks of aircraft, as in the introduction of M. Chen, J. Sun, “Feedforward current control of boost single-phase PFC converters”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 21, no. March 2, 2006 described.

[0017] Es versteht sich, dass einzelne Schritte oder Kombinationen von Schritten des Verfahrens durch mathematisch im Wesentlichen äquivalente Schritte ersetzt werden können. Beispielsweise kann im Schritt der Multiplikation des Korrekturwertes (t) des Ansteuersignalparameters mit dem Vorzeichen sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung uac(t) und Addition des Ergebnisses zum Basiswert dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters die Multiplikation mit der Addition vertauscht werden, wobei anstelle des Basiswertes dƒƒ(t) ein modifizierter Basiswert d’ƒƒ(t) berechnet wird, wobei dƒƒ= d’ƒƒsgn[uac(t)] gilt. It is understood that individual steps or combinations of steps of the method can be replaced by mathematically essentially equivalent steps. For example, in the step of multiplying the correction value (t) of the control signal parameter with the sign sgn [uac (t)] of the AC mains voltage uac (t) and adding the result to the base value dƒƒ (t) of the control signal parameter, the multiplication with the addition can be interchanged, with instead of the base value dƒƒ (t) a modified base value d'ƒƒ (t) is calculated, whereby dƒƒ = d'ƒƒsgn [uac (t)] applies.

[0018] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: Fig. 1a Schematische Darstellung eines betrachteten Gleichrichters, aufweisend einen Diodengleichrichter und einen Gleichspannungswandler. Fig. 1b Erste Ausführungsform: Regelstruktur zur direkten Regelung des Netz-Wechselstroms iac(t). Diese Regelstruktur ermöglicht die Verwendung eines sinusförmigen Referenzwechselstroms i*ac(t) und eine geringe Bandbreite des geschlossenen Regelkreises. Fig. 1c Unter Verwendung der in Fig. 1b vorgeschlagenen Regelstruktur simulierte Netzwechselspannungs- und Netz-Wechselstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters). Fig. 2a Zweite Ausführungsform, mit einem Multiplikationsglied im Rückkopplungspfad. Fig. 2b Unter Verwendung der in Fig. 2a vorgeschlagenen Regelstruktur simulierte pulsierende Gleichspannungs- und Gleichstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters). Fig. 3a Konventionelle Regelstruktur zur Regelung des pulsierenden Gleichstroms i1(t) eines gemäss Fig. 1a aufgebauten Gleichrichters. Fig. 3b Unter Verwendung der in Fig. 3a dargestellten Regelstruktur simulierte Netzwechselspannungs- und Netz-Wechselstromverläufe (ohne Verwendung eines Funkentstörfilters). Fig. 4 Bridgeless-Gleichrichter. Fig. 5 und 6 Varianten der oben beschriebenen Reglerstrukturen.In the following, the subject matter of the invention is explained in more detail with reference to preferred exemplary embodiments which are illustrated in the accompanying drawings. They each show schematically: FIG. 1a a schematic representation of a rectifier under consideration, having a diode rectifier and a DC voltage converter. Fig. 1b First embodiment: control structure for direct control of the mains alternating current iac (t). This control structure enables the use of a sinusoidal reference alternating current i * ac (t) and a small bandwidth of the closed control loop. FIG. 1c, using the control structure proposed in FIG. 1b, simulated mains alternating voltage and mains alternating current curves (without the use of a radio interference filter). 2a shows the second embodiment, with a multiplier in the feedback path. FIG. 2b Using the control structure proposed in FIG. 2a, simulated pulsating direct voltage and direct current curves (without using a radio interference filter). 3a shows a conventional regulating structure for regulating the pulsating direct current i1 (t) of a rectifier constructed according to FIG. 1a. FIG. 3b Using the control structure shown in FIG. 3a, simulated line alternating voltage and line alternating current curves (without the use of a radio interference suppression filter). Fig. 4 Bridgeless rectifier. 5 and 6 variants of the controller structures described above.

[0019] Grundsätzlich sind in den Figuren gleiche oder gleich wirkende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. In principle, identical or identically acting parts are provided with the same reference symbols in the figures.

[0020] Die Anordnung eines betrachteten Gleichrichters ist in Fig. 1a gezeigt. In dieser Figur liegt eine Netzwechselspannung uac(t) am Wechselspannungseingang eines Diodengleichrichters 1 an. Der Diodengleichrichter 1 formt die Netzwechselspannung in eine pulsierende Gleichspannung u1(t) = |uac(t)| um, welche der Diodengleichrichter 1 an seinem Gleichspannungsausgang zur Verfügung stellt. Die pulsierende Gleichspannung dient als Eingangsspannung eines Gleichspannungswandlers 2. Der Gleichspannungswandler 2 formt die pulsierende Gleichspannung u1(t) in eine konstante Ausgangsgleichspannung Udc(t) um. Die Regelung des Gleichspannungswandlers 2 erfolgt dabei so, dass am Eingang des Gleichspannungswandlers 2 ein pulsierender Gleichstrom i1(t) resultiert, der zur pulsierenden Gleichspannung u1(t) direkt proportional ist. Der Diodengleichrichter 1 formt den an seinem Gleichspannungsausgang vorliegenden pulsierenden Gleichstrom i1(t) in einen am Wechselspannungseingang vorliegenden Netz-Wechselstrom iac(t) um, der zur Netzwechselspannung uac(t) direkt proportional ist. The arrangement of a considered rectifier is shown in Fig. 1a. In this figure, an AC mains voltage uac (t) is applied to the AC voltage input of a diode rectifier 1. The diode rectifier 1 converts the AC mains voltage into a pulsating DC voltage u1 (t) = | uac (t) | around which the diode rectifier 1 makes available at its DC voltage output. The pulsating DC voltage is used as the input voltage of a DC voltage converter 2. The DC voltage converter 2 converts the pulsating DC voltage u1 (t) into a constant output DC voltage Udc (t). The regulation of the DC voltage converter 2 takes place in such a way that a pulsating direct current i1 (t) results at the input of the direct voltage converter 2, which is directly proportional to the pulsating direct voltage u1 (t). The diode rectifier 1 converts the pulsating direct current i1 (t) present at its direct voltage output into a mains alternating current iac (t) present at the alternating voltage input, which is directly proportional to the mains alternating voltage uac (t).

[0021] Die für die Erzeugung des pulsierenden Gleichstroms i1(t) eingesetzte Regelstruktur ist in Fig. 1b dargestellt: • ein Vorsteuerfunktionsblock 3 verwendet in bekannter Weise verschiedene Eingangsgrössen für die Berechnung eines Basiswertes dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters. Ein typischer Basiswert dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters ist der für den stationären Betrieb des Gleichspannungswandlers erforderliche Ansteuersignalparameter, z.B. die Einschaltzeit eines Transistors für stationären Betrieb. Typische Eingangsgrössen des Vorsteuerfunktionsblocks sind: Ein- und Ausgangsgleichspannung, Momentanleistung des Gleichspannungswandlers; • ein erstes Multiplikationsglied 4 multipliziert die Netzwechselspannung uac(t) mit einem absoluten Eingangsleitwert G* und bildet daraus einen Referenzwechselstrom i*ac(t) der Zahlenwert des absoluten Eingangsleitwertes G* bestimmt die vom Gleichrichter übertragene Leistung; • der Referenzwechselstrom i*ac(t) dient als Eingangsgrösse eines Zeitverschiebungsglieds 5, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher die periodisch vorliegende Eingangsgrösse um eine konstante Zeit ΔT vorverschoben am Ausgang bereitstellt; • ein Subtraktionsglied 6 zieht von der Ausgangsgrösse des Zeitverschiebungsgliedes 5 den Netz-Wechselstrom iac(t) ab (der Netz-Wechselstrom i*ac(t) kann durch eine Messung ermittelt werden); • das Ergebnis des Subtraktionsglieds 6 dient als Eingangsgrösse des Stromreglers 7, der an seinem Ausgang einen Korrekturwert (t) des Ansteuersignalparameters bereitstellt; • ein zweites Multiplikationsglied 8 multipliziert den Korrekturwert (t) des Ansteuersignalparameters mit dem Vorzeichen sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung; • ein Additionsglied 9 zählt zum Ergebnis des zweiten Multiplikationsglieds 8 das Ergebnis des Vorsteuerfunktionsblocks 3 hinzu und berechnet so den endgültigen Ansteuersignalparameter; • der endgültige Ansteuersignalparameter liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 an, und der Netzstrom ergibt sich am Ausgang der Stromregelstrecke 10. The control structure used to generate the pulsating direct current i1 (t) is shown in FIG. 1b: • A pre-control function block 3 uses various input variables in a known manner for calculating a base value dƒƒ (t) of the control signal parameter. A typical base value dƒƒ (t) of the control signal parameter is the control signal parameter required for stationary operation of the DC / DC converter, e.g. the switch-on time of a transistor for stationary operation. Typical input variables of the precontrol function block are: input and output DC voltage, instantaneous power of the DC voltage converter; • a first multiplication element 4 multiplies the mains alternating voltage uac (t) with an absolute input conductance G * and uses this to form a reference alternating current i * ac (t) the numerical value of the absolute input conductance G * determines the power transmitted by the rectifier; The reference alternating current i * ac (t) serves as the input variable of a time shift element 5, which realizes a phase lead and therefore provides the periodically present input variable at the output with a constant time ΔT; • a subtraction element 6 subtracts the mains alternating current iac (t) from the output variable of the time shifting element 5 (the mains alternating current i * ac (t) can be determined by a measurement); • the result of the subtraction element 6 serves as an input variable of the current regulator 7, which provides a correction value (t) of the control signal parameter at its output; • a second multiplication element 8 multiplies the correction value (t) of the control signal parameter with the sign sgn [uac (t)] of the AC mains voltage; An adder 9 adds the result of the pre-control function block 3 to the result of the second multiplier 8 and thus calculates the final control signal parameter; • The final control signal parameter is present at the input of a current control system 10, and the mains current is obtained at the output of the current control system 10.

[0022] Die in Fig. 1b dargestellte Regelstruktur ermöglicht eine direkte Regelung des Netz-Wechselstroms, was durch Einfügen des zweiten Multiplikationsglieds 8 erreicht wird. Für den üblichen Fall eines sinusförmigen Netz-Wechselstroms erfolgt die Anregung des Regelkreises daher mit einem sinusförmigen, d.h. netzfrequenten und oberschwingungsfreien, Referenzwechselstrom i*ac(t). Da die in Fig. 1b dargestellte Regelstruktur insbesondere bei geringer Bandbreite des geschlossenen Regelkreises Anwendung findet, verursacht der geschlossene Regelkreis bei der Netzfrequenz bereits eine nennenswerte Phasendrehung, was in weiterer Folge in einer Verzerrung des Netz-Wechselstroms resultiert. Zur Kompensation der vom geschlossenen Regelkreis bei der Netzfrequenz verursachten Phasendrehung wird das Zeitverschiebungsglied 5 verwendet, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher den periodisch vorliegenden Referenzwechselstrom zeitlich vorverschiebt. Das, Zeitverschiebungsglied 5 kann beispielsweise als Hochpassfilter realisiert werden. The control structure shown in FIG. 1b enables direct control of the AC mains current, which is achieved by inserting the second multiplier 8. For the usual case of a sinusoidal AC mains current, the control loop is therefore excited with a sinusoidal, i.e. Line-frequency and harmonic-free, reference alternating current i * ac (t). Since the control structure shown in FIG. 1b is used in particular with a low bandwidth of the closed control loop, the closed control loop already causes a noticeable phase shift at the mains frequency, which subsequently results in a distortion of the mains alternating current. To compensate for the phase shift caused by the closed control loop at the mains frequency, the time shift element 5 is used, which realizes a phase lead and therefore advances the periodically present reference alternating current in time. The time shift element 5 can be implemented as a high-pass filter, for example.

[0023] Erfolgt nun die Regelung des Netz-Wechselstroms der in Fig. 1a dargestellten Schaltung nach der in Fig. 1b dargestellten Regelstruktur, dann lassen sich die in Fig. 1c gezeigten Verläufe der Netzwechselspannung uac(t) und des Netz-Wechselstroms iac(t) erzielen: die Netzwechselspannung uac(t) ist sinusförmig mit einer Amplitude von 325 V und einer Frequenz von 800 Hz, die Grundschwingung iac,(1)(t) des erzeugten Netz-Wechselstroms ist sinusförmig mit einer Amplitude von 9.3 A und einer Frequenz von 800 Hz. Die Phasenverschiebung zwischen uac(t) und iac,(1)(t) verschwindet in Fig. 1c . In Fig. 1c ist ersichtlich, dass der Grundschwingung von iac,(1)(t) eine dreieckförmige Stromschwankung überlagert ist, deren Grundfrequenz gleich der Schaltfrequenz des Gleichspannungswandlers 2 von 48 kHz ist. Die Stromschwankung ist auf die interne Realisierung des Gleichspannungswandlers 2 If the control of the mains alternating current of the circuit shown in Fig. 1a takes place according to the control structure shown in Fig. 1b, then the curves of the mains alternating voltage uac (t) and of the mains alternating current iac (t) shown in Fig. 1c can be t): the AC mains voltage uac (t) is sinusoidal with an amplitude of 325 V and a frequency of 800 Hz, the fundamental iac, (1) (t) of the alternating current generated is sinusoidal with an amplitude of 9.3 A and a Frequency of 800 Hz. The phase shift between uac (t) and iac, (1) (t) disappears in Fig. 1c. In Fig. 1c it can be seen that the fundamental oscillation of iac, (1) (t) is superimposed by a triangular current fluctuation, the fundamental frequency of which is equal to the switching frequency of the DC voltage converter 2 of 48 kHz. The current fluctuation is due to the internal implementation of the DC voltage converter 2

[0024] zurückzuführen (z.B. die in der Induktivität des für die Realisierung des Gleichspannungswandlers 2 verwendeten Hochsetzstellers resultierende Stromschwankung). Diese Stromschwankung kann, üblicherweise unter Verwendung eines Funkentstörfilters, auf zulässige Amplitudenwerte begrenzt werden.Eine zu Fig. 1b alternative Ausführung des Regelkreises zeigt Fig. 2a : • ein Vorsteuerfunktionsblock 3 verwendet verschiedene Eingangsgrössen für die Berechnung eines Basiswertes dƒƒ(t) des Ansteuersignalparameters. Ein typischer Basiswert des Ansteuersignalparameters ist der für den stationären Betrieb des Gleichspannungswandlers erforderliche Ansteuersignalparameter, z.B. die Einschaltzeit eines Transistors für stationären Betrieb. Typische Eingangsgrössen des Vorsteuerfunktionsblock sind: Ein- und Ausgangsgleichspannung, Momentanleistung des Gleichspannungswandlers; • ein erstes Multiplikationsglied 4 multipliziert die Netzwechselspannung uac(t) mit einem absoluten Eingangsleitwert G* und bildet daraus einen Referenzwechselstrom i*ac(t); der Zahlenwert des absoluten Eingangsleitwertes G* bestimmt die vom Gleichrichter übertragene Leistung; • der Referenzwechselstrom i*ac(t) dient als Eingangsgrösse eines Zeitverschiebungsglieds 5, das eine Phasenvoreilung realisiert und daher die periodisch vorliegende Eingangsspannung um eine konstante Zeit ΔT vorverschoben am Ausgang bereitstellt; • ein Subtraktionsglied 6 zieht von der Ausgangsgrösse des Zeitverschiebungsgliedes 5 den mit dem Vorzeichen der Netzwechselspannung multiplizierten pulsierenden Gleichstrom, i1(t) sgn[uac(t)], ab; • das Ergebnis des Subtraktionsglieds 6 dient als Eingangsgrösse des Stromreglers 7, der an seinem Ausgang einen Korrekturwert (t) des Ansteuersignalparameters bereitstellt; • ein zweites Multiplikationsglied 8 multipliziert den Korrekturwert (t) des Ansteuersignalparameters mit dem Vorzeichen sgn[uac(t)] der Netzwechselspannung; • ein Additionsglied 9 zählt zum Ergebnis des zweiten Multiplikationsglied 8 das Ergebnis des Vorsteuerfunktionsblocks 3 hinzu und berechnet so den endgültigen Ansteuersignalparameter; • der endgültige Ansteuersignalparameter liegt am Eingang einer Stromregelstrecke 10 an, und der pulsierende Gleichstrom i1(t) ergibt sich am Ausgang der Stromregelstrecke 10; • ein drittes Multiplikationsglied 11 multipliziert den pulsierenden Gleichstrom i1(t) mit dem Vorzeichen der Netzwechselspannung, woraus sich im Wesentlichen ein Signal i1(t) sgn[uac(t)] entsprechend dem Netz-Wechselstrom iac(t) ergibt. (E.g. the current fluctuation resulting in the inductance of the step-up converter used for the implementation of the DC-DC converter 2). This current fluctuation can be limited to permissible amplitude values, usually using a radio interference suppression filter. FIG. 2a shows an alternative version of the control circuit to FIG. 1b: • A pre-control function block 3 uses different input variables for the calculation of a base value dƒƒ (t) of the control signal parameter. A typical base value of the control signal parameter is the control signal parameter required for stationary operation of the DC / DC converter, e.g. the switch-on time of a transistor for stationary operation. Typical input variables of the pre-control function block are: input and output DC voltage, instantaneous power of the DC voltage converter; A first multiplication element 4 multiplies the AC mains voltage uac (t) by an absolute input conductance G * and uses this to form a reference AC current i * ac (t); the numerical value of the absolute input conductance G * determines the power transmitted by the rectifier; The reference alternating current i * ac (t) serves as the input variable of a time shift element 5, which realizes a phase lead and therefore provides the periodically present input voltage at the output with a constant time ΔT; A subtraction element 6 subtracts the pulsating direct current, i1 (t) sgn [uac (t)], multiplied by the sign of the AC mains voltage from the output variable of the time shift element 5; • the result of the subtraction element 6 serves as an input variable of the current regulator 7, which provides a correction value (t) of the control signal parameter at its output; • a second multiplication element 8 multiplies the correction value (t) of the control signal parameter with the sign sgn [uac (t)] of the AC mains voltage; An adder 9 adds the result of the pre-control function block 3 to the result of the second multiplier 8 and thus calculates the final control signal parameter; • The final control signal parameter is applied to the input of a current control system 10, and the pulsating direct current i1 (t) is obtained at the output of the current control system 10; • a third multiplier 11 multiplies the pulsating direct current i1 (t) with the sign of the mains alternating voltage, which essentially results in a signal i1 (t) sgn [uac (t)] corresponding to the mains alternating current iac (t).

[0025] Die Regelstruktur aus Fig. 2a unterscheidet sich dahingehend von Fig. 1b , dass anstelle des Netz-Wechselstromes der pulsierende Gleichstrom i1(t) gemessen und geregelt wird. The control structure from FIG. 2a differs from FIG. 1b in that instead of the AC mains current, the pulsating direct current i1 (t) is measured and controlled.

[0026] Durch Einfügen eines Multiplikationsgliedes im Rückkopplungspfad lässt sich also die Regelstruktur aus Fig. 1b so modifizieren, dass auch eine Regelung des pulsierenden Gleichstroms bei geringer Regelbandbreite möglich ist. By inserting a multiplication element in the feedback path, the control structure from FIG. 1b can be modified in such a way that control of the pulsating direct current is also possible with a narrow control bandwidth.

[0027] Die in Fig. 1b vorgestellte Regelstruktur zur direkten Regelung des Netz-Wechselstroms lässt sich auch zur Regelung der in Fig. 4 dargestellten Grundstruktur eines Bridgeless-Gleichrichters verwenden: in dieser Figur liegen ein erster Brückenzweig 13 und ein zweiter Brückenzweig 14 vor. Der erste Brückenzweig 13 weist eine Serienschaltung einer ersten Diode D1, eines ersten MOSFETs T1und eines ersten Strommesswiderstandes auf. Die Kathode der ersten Diode ist mit einer positiven Spannungsschiene 15 verbunden, der Drain Anschluss des ersten MOSFETs T1ist mit der Anode der ersten Diode D1verbunden und der erste Strommesswiderstand R1ist zwischen dem Source Anschluss des ersten MOSFETs T1und einer negativen Spannungsschiene 16 angeschlossen. Der zweite Brückenzweig 14 weist eine Serienschaltung einer zweiten Diode D2, eines zweiten MOSFETs T2und eines zweiten Strommesswiderstandes R2auf. Die Kathode der zweiten Diode D2ist mit der positiven Spannungsschiene 15 verbunden, der Drain Anschluss des zweiten MOSFETs T2ist mit der Anode der zweiten Diode D2verbunden und der zweite Strommesswiderstand R2ist zwischen dem Source Anschluss des zweiten MOSFETs T2und der negativen Spannungsschiene 16 angeschlossen. Ein erster Anschluss einer ersten Glättungsdrossel ist mit einer ersten Eingangsklemme des Bridgeless-Gleichrichters verbunden und ein zweiter Anschluss der ersten Glättungsdrossel L1ist mit dem Drain Anschluss des ersten MOSFETs T1verbunden. Ein erster Anschluss einer zweiten Glättungsdrossel L2ist mit einer zweiten Eingangsklemme des Bridgeless-Gleichrichters verbunden und ein zweiter Anschluss der zweiten Glättungsdrossel L2ist mit dem Drain Anschluss des zweiten MOSFETs T2 verbunden. Zwischen den zwei Eingangsklemmen liegt, bei vereinfachter Betrachtung (d.h. ohne ein Funkentstörfilter), die Netzwechselspannung vor. Die positive Spannungsschiene 15 ist mit dem ersten Anschluss eines Ausgangskondensators Cdcverbunden. Die negative Spannungsschiene 16 ist mit dem zweiten Anschluss des Ausgangskondensators Cdcverbunden. Zwischen der positiven und der negativen Spannungsschiene liegt die Ausgangsgleichspannung Udcan. The control structure presented in Fig. 1b for direct control of the alternating current can also be used to control the basic structure of a bridgeless rectifier shown in Fig. 4: In this figure, a first bridge branch 13 and a second bridge branch 14 are present. The first bridge branch 13 has a series connection of a first diode D1, a first MOSFET T1 and a first current measuring resistor. The cathode of the first diode is connected to a positive voltage rail 15, the drain connection of the first MOSFET T1 is connected to the anode of the first diode D1 and the first current measuring resistor R1 is connected between the source connection of the first MOSFET T1 and a negative voltage rail 16. The second bridge branch 14 has a series connection of a second diode D2, a second MOSFET T2 and a second current measuring resistor R2. The cathode of the second diode D2 is connected to the positive voltage rail 15, the drain connection of the second MOSFET T2 is connected to the anode of the second diode D2 and the second current measuring resistor R2 is connected between the source connection of the second MOSFET T2 and the negative voltage rail 16. A first connection of a first smoothing choke is connected to a first input terminal of the bridgeless rectifier and a second connection of the first smoothing choke L1 is connected to the drain connection of the first MOSFET T1. A first connection of a second smoothing choke L2 is connected to a second input terminal of the bridgeless rectifier and a second connection of the second smoothing choke L2 is connected to the drain connection of the second MOSFET T2. In a simplified view (i.e. without a radio interference filter), the mains AC voltage is present between the two input terminals. The positive voltage rail 15 is connected to the first terminal of an output capacitor Cdc. The negative voltage rail 16 is connected to the second terminal of the output capacitor Cdc. The DC output voltage Udcan is located between the positive and negative voltage rails.

[0028] Die Regelung des Bridgeless-Gleichrichters erfolgt gemäss dem Stand der Technik nach Fig. 3 , wobei für das Regelkonzept nach Fig. 3a die Kenntnis eines betragssinusförmigen Referenzgleichstromes erforderlich ist. Die Ermittlung des betragssinusförmigen Referenzgleichstromes erfolgt rechnerisch durch Multiplikation des Betrages der zu messenden Netzwechselspannung mit einem absoluten Eingangsleitwert G*. The bridgeless rectifier is controlled according to the prior art according to FIG. 3, the knowledge of a sine-wave reference direct current being required for the control concept according to FIG. 3a. The sine-wave reference direct current is determined arithmetically by multiplying the amount of the AC mains voltage to be measured by an absolute input conductance G *.

[0029] Wird nun die in Fig. 1b vorgestellte Regelstruktur auf den Bridgeless-Gleichrichter angewendet, dann ist die Kenntnis des Netz-Wechselstromes iac(t) erforderlich. Dieser lässt sich aus den Transistorströmen i1(t) und i2(t) gemäss If the control structure presented in FIG. 1b is now applied to the bridgeless rectifier, then knowledge of the mains alternating current iac (t) is required. This can be calculated from the transistor currents i1 (t) and i2 (t) according to

rekonstruieren. reconstruct.

[0030] Die bei Verwendung der Regelstruktur nach Fig. 1b für den Bridgeless-Gleichrichter nach Fig. 4 und den konventionellen Gleichrichter nach Fig. 1a simulierten Netzwechselströme sind praktisch identisch, d.h. auch für den Bridgeless-Gleichrichter resultiert ein Netz-Wechselstrom gemäss Fig. 1c . The mains alternating currents simulated using the control structure of Fig. 1b for the bridgeless rectifier of Fig. 4 and the conventional rectifier of Fig. 1a are practically identical, i.e. A mains alternating current according to FIG. 1c also results for the bridgeless rectifier.

[0031] In weiteren Ausführungsformen wird der Referenzstrom des Regelkreises aus der pulsierenden Gleichspannung u1(t) erzeugt, und zwar durch Multiplikation von u1(t) mit sgn(uac(t)). Dies ist, ausgehend von der Struktur der Fig. 1 (b) beispielhaft in Fig. 5 dargestellt. Der Unterschied zwischen Fig. 1b und Fig. 5 ist somit, dass die Multiplikation G*uac(t) durch die Multiplikation G sgn[uac(t)]u1(t) ersetzt wird). In further embodiments, the reference current of the control loop is generated from the pulsating DC voltage u1 (t), by multiplying u1 (t) by sgn (uac (t)). Based on the structure of FIG. 1 (b), this is shown by way of example in FIG. 5. The difference between FIG. 1b and FIG. 5 is thus that the multiplication G * uac (t) is replaced by the multiplication G sgn [uac (t)] u1 (t)).

[0032] In weiteren Ausführungsformen werden mathematisch im Wesentlichen äquivalente Operationen durch eine andere Struktur des Reglers realisiert. Beispielsweise wird der endgültige Ansteuersignalparameter d bestimmt, indem zuerst der Ausgangswert eines Vorsteuerfunktionsblocks 12 zu d^ hinzugezählt wird und das Ergebnis danach mit sgn[uac(t)] multipliziert wird. Dies ist, ausgehend von der Struktur der Fig. 1b , in der Fig. 6 dargestellt. Unterschiede sind, dass der Vorsteuerfunktions-block 3, welcher dƒƒberechnet, durch einen modifizierten Vorsteuerfunktionsblock 12 ersetzt ist. In further embodiments, mathematically essentially equivalent operations are implemented by a different structure of the controller. For example, the final control signal parameter d is determined by first adding the output value of a precontrol function block 12 to d ^ and then multiplying the result by sgn [uac (t)]. This is shown in FIG. 6 based on the structure of FIG. 1b. The differences are that the pre-control function block 3, which calculates dƒƒ, is replaced by a modified pre-control function block 12.

[0033] Dieser berechnet d’ƒƒ; wobei beispielsweise d’ƒƒ= d’ƒƒsgn[uac(t)] gilt. Die Multiplikationsglied 8 wird in der Reihenfolge mit dem Additionsglied 9 vertauscht. Analoges gilt für die Struktur der Fig. 2a . [0033] This calculates d’ƒƒ; where, for example, d’ƒƒ = d’ƒƒsgn [uac (t)] applies. The order of the multiplication element 8 is exchanged with the addition element 9. The same applies to the structure of FIG. 2a.

[0034] Für sämtliche Simulationen verwendete Parameter: Gleichspannungswandler 2: Hochsetzsteller mit einer Hochsetzstellerinduktivität (Eingangsinduktivität) von 1 mH und einem Ausgangskondensator von 36 µF. Netzspannungsamplitude: 325 V Netzfrequenz: 800 Hz Ausgangsspannung: 400 V Ausgangsleistung: 1.5 kW Stromregler: PI Regler mit einer Verstärkung von 0.02 und einer Knickfrequenz von 318 Hz. Modulator: Pulsbreitenmodulator; Verwendung eines dreieckförmigen Trägersignals mit Minimalwert 0, Maximalwert 1 und einer konstanten Frequenz von 48 kHz (= Schaltfrequenz des Hochsetzstellers). [0034] Parameters used for all simulations: DC / DC converter 2: Boost converter with a boost converter inductance (input inductance) of 1 mH and an output capacitor of 36 µF. Mains voltage amplitude: 325 V Mains frequency: 800 Hz Output voltage: 400 V Output power: 1.5 kW Current controller: PI controller with a gain of 0.02 and a break frequency of 318 Hz. Modulator: pulse width modulator; Use of a triangular carrier signal with minimum value 0, maximum value 1 and a constant frequency of 48 kHz (= switching frequency of the boost converter).

[0035] Die Simulationsergebnisse aus Fig. 1c , Fig. 2b und Fig. 3b wurden alle mit demselben Stromregler und deshalb mit derselben Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises ermittelt. Aufgrund der geringen verwendeten Bandbreite des geschlossenen Stromregelkreises ist eine deutliche Abweichung des Netz-Wechselstromes von der Sinusform zu erkennen. Beim Verlauf des Netz-Wechselstroms iac(t) bei der Regelung nach dem Stand der Technik gemäss Fig. 3b sind hochfrequente Störungen im Bereich der Nulldurchgänge erkennbar. Bei den Regelungen gemäss den Fig. 1c und 2 (b) sind diese eliminiert. The simulation results from Fig. 1c, Fig. 2b and Fig. 3b were all determined with the same current controller and therefore with the same bandwidth of the closed current control loop. Due to the small bandwidth of the closed current control loop used, a clear deviation of the mains alternating current from the sinusoidal shape can be seen. In the course of the mains alternating current iac (t) in the control according to the prior art according to FIG. 3b, high-frequency disturbances can be seen in the region of the zero crossings. In the regulations according to FIGS. 1c and 2 (b), these are eliminated.

Claims

1. A method for regulating a rectifier with power factor correction, which has a series connection of a diode rectifier (1) and a DC voltage converter (2), the diode rectifier (1) converting a sinusoidal mains AC voltage into a sinusoidal pulsating DC voltage (u1 (t)) and the DC voltage converter (2) Forms a current drawn from the diode rectifier (1) in such a way that a pulsating direct current (i1 (t)) proportional to the sine-wave pulsating direct voltage is drawn from the diode rectifier (1) by the direct voltage converter (2), and thus also a power supply voltage ( uac (t)) proportional mains alternating current (iac (t) drawn from the mains by the diode rectifier (1) has the following steps: • Determination of a base value (dƒƒ (t)) of a control signal parameter for controlling the DC voltage converter (2); • Determination of a correction value ((t)) of the control signal parameter based on a deviation of the mains alternating current (iac (t)) from a reference alternating current (iac (t)), • Determination of the sign (sgn [uac (t)]) of the mains alternating voltage (uac (t)); • Multiplication of the correction value ((t)) of the control signal parameter with this sign and addition of the result to the base value (dƒƒ (t)) of the control signal parameter and thereby formation of the control signal parameter (d (t)) • Control of the DC / DC converter (2) with the control signal parameter (d (f)).

2. The method according to claim 1, comprising the step: • Determination of the mains alternating current (iac (t)) by measuring the current drawn from the mains by the diode rectifier (1).

3. The method according to claim 1, comprising the step: • Determination of the mains alternating current (iac (t)) by measuring the pulsating direct current (i1 (t)), which is drawn from the diode rectifier (1) by the direct voltage converter (2), and multiplication with the sign (sgn [uac (t) )]) of the mains alternating voltage (uac (t)).

4. The method according to any one of the preceding claims, comprising the step: • Determination of the reference alternating current (i * ac (t)) by temporally advancing a periodic signal (e.g. by using a high-pass filter that realizes a phase lead), which is obtained by multiplying the mains alternating voltage (uac (t)) with a given input conductance G * of the rectifier is formed.

5. Regulator for regulating a rectifier with power factor correction, this having a series connection of a diode rectifier (1) and a DC voltage converter (2), the diode rectifier (1) converting a sinusoidal mains AC voltage into a sinusoidal pulsating direct voltage (u1 (t)) and the DC voltage converter (2) forms a current drawn from the diode rectifier (1) in such a way that a pulsating direct current (i ^ (t)) proportional to the sine-wave pulsating DC voltage is drawn through the DC voltage converter (2) from the diode rectifier (1), and thus also a to AC line voltage (uac (t)) proportional AC line current (iac (t)) is drawn from the network by the diode rectifier (1), and the controller has: • a pre-control function block (3) for determining a base value (dƒƒ (t)) of a control signal parameter for controlling the DC / DC converter (2); • a current regulator (7) for determining a correction value ((t)) of the control signal parameter according to a deviation of the mains alternating current (iac (t)) from a reference alternating current (i * ac (t)); A unit for determining the sign (sgn [uac (t)]) of the mains alternating voltage (uac (t)); • a multiplier (8) for multiplying the correction value ((t)) of the control signal parameter with this sign and adding the result to the base value (dƒƒ (t)) of the control signal parameter and thereby forming the control signal parameter (d (t)); • Means for controlling the DC voltage converter (2) with the control signal parameter (d (f)).