[0001] Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erfassen und Verarbeiten einer physikalischen Grösse gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und ein Messsystem zur Durchführung eines derartigen Verfahrens gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 7.
[0002] Bekannte Messsysteme, mit denen auch kleine Amplitudenänderungen physikalischer Grössen erfasst werden können, besitzen typischerweise hohe Verstärkungsfaktoren in der Grössenordnung von 10 000 oder mehr. Solche Messsysteme werden typischerweise eingesetzt, wenn die absolute Änderung der Amplitude eines Messsignals, bei dem es sich um ein Wechselsignal handelt, gegenüber einer bekannten Amplitude eines frequenzgleichen Referenzsignals ermittelt werden soll. Bei derart grossen Verstärkungsfaktoren erzeugen kleinste Bauteiltoleranzen von in den Messsystemen enthaltenen Bauteilen oftmals erhebliche Offset- und Verstärkungsfehler, wobei die Offset- und Verstärkungsfehler in der Regel temperaturabhängig sind.
Die Messsysteme umfassen resistive, induktive oder kapazitive Sensoren, die mit Wechselstrom betrieben werden, wobei typischerweise zwei identische Sensoren zur Anwendung kommen, von denen einer als Messsensor und einer als Referenzsensor dient.
[0003] Ein solches Messsystem ist in der Fig. 1dargestellt. Das Messsystem 1 umfasst einen Messsensor 2, einen Referenzsensor 3 und eine Berechnungseinheit 4. Die Berechnungseinheit 4 weist eine Signalquelle 5 auf, die den Messsensor 2 und den Referenzsensor 3 mit einer Wechselspannung Vs der Frequenz fsversorgt. Der Referenzsensor 3 ist einer konstanten physikalischen Referenzgrösse ausgesetzt, beispielsweise einem konstanten Druck, einem konstanten Weg oder einem Material mit konstantem Dielektrikum, und gibt ein Referenzsignal Vrefan einen Referenzsignaleingang 6 der Berechnungseinheit 4 ab. Der Messsensor 2 ist der zu messenden physikalischen Grösse ausgesetzt und gibt ein Messsignal Vmessan einen Messsignaleingang 7 der Berechnungseinheit 4 ab.
Die Amplitude Vmess_ampldes Messsignals Vmess, welches von dem Messsensor 2 geliefert wird, hängt von der zu messenden physikalischen Grösse ab. Die Amplitude Vref_ampldes Referenzsignals Vref, welches von dem Referenzsensor 3 abgegeben wird, ist konstant.
[0004] Bei einem fehlerfrei arbeitenden Messsystem 1 bildet die Berechnungseinheit 4 eine verstärkte Differenz aus den Amplitudenwerten des Messsignals und des Referenzsignals gemäss
<tb><sep>Vout <=> G (Vmess_ampl - Vref_ampl),<sep>wobei G die Verstärkung der fehlerfrei arbeitenden Berechnungseinheit 4, Vmess_ampl die Amplitude, des Messsignals, Vref_ampldie Amplitude des Referenzsignals und Vout das an einem Signalausgang 8 der Berechnungseinheit 4 anliegende Ausgangssignal sind. Umwelteinflüsse wie beispielsweise Temperatur und Luftfeuchtigkeit, die gleichermassen auf den Messsensor 2 und den Referenzsensor 3 einwirken, werden durch die Differenzbildung im Messsystem 1 bzw. in der Berechnungseinheit 4 typischerweise eliminiert.
[0005] Die oben angegebene Gleichung zur Berechnung des Ausgangssignals Vout des Messsystems 1 gilt für ein ideales, fehlerfrei arbeitendes Messsystem 1. Bei einem realen Messsystem tritt jedoch typischerweise ein Offsetfehler, bei dem es sich insbesondere um einen Wechselstromoffsetfehler (auch AC-Offsetfehler oder AC-OS-Fehler genannt) handelt, auf. Dieser äussert sich typischerweise dahingehend, dass entweder zum Messsignal oder zum Referenzsignal ein Fehlersignal in Form einer Fehlerwechsel-Spannung mit einer Amplitude Vacos_ampladdiert wird. Das Fehlersignal weist typischerweise dieselbe Frequenz wie das Messsignal bzw. das Referenzsignal auf.
Der Offsetfehler kann beispielsweise darauf beruhen, dass die Teilverstärkungen in den dem Referenzsignal und dem Messsignal zugeordneten Kanälen des Messsystems 1 bzw. der Berechnungseinheit 4 unterschiedlich sind oder dass ein Übersprechen von dem einen Kanal in den anderen Kanal erfolgt. Ferner kann der Offsetfehler auch auf die Temperaturabhängigkeit von Bauteilen bzw. von Bauteileparametern des Messsystems 1 bzw. der Berechnungseinheit 4 zurückzuführen sein.
[0006] Üblicherweise ist in realen Messsystemen auch die Verstärkung bzw. der Verstärkungsfaktor G keine absolute Konstante, sondern ebenfalls von Parameterstreuungen der in dem Messsystem 1 verwendeten Bauteile bzw. von den Temperaturabhängigkeiten dieser Parameter abhängig. Die durch diese Abhängigkeiten hervorgerufenen Schwankungen der Verstärkung werden im Folgenden als Verstärkungsfehler bezeichnet.
[0007] Für ein reales Messsystem 1, d.h. für ein Messsystem 1, welches mit einem Offsetfehler und einem Verstärkungsfehler behaftet ist, ergibt sich das Ausgangssignal des Messsystems 1 bzw. der Berechnungseinheit 4 gemäss der folgenden Gleichung:
<tb><sep>Vout = gG (Vmess_ampl - Vref_ampl+ Vacos_ampl),<sep>wobei g den Verstärkungsfehlerfaktor repräsentiert, welcher typischerweise zwischen 0.95 und 1.05 liegt, und Vacos_amplden Offsetfehler angibt, welcher durch die Amplitude der durch den Offset hervorgerufenen Fehlerwechselspannung gebildet wird.
[0008] Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Messen einer physikalischen Grösse und ein Messsystem zur Durchführung eines Verfahrens zum Messen einer physikalischen Grösse zu schaffen, mit denen der Einfluss von Offsetfehlern und Verstärkungsfehlern auf das Messergebnis verringert werden kann.
[0009] Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zum Messen einer physikalischen Grösse mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch ein Messsystem mit den Merkmalen des Anspruchs 7 gelöst.
[0010] Das erfindungsgemässe Verfahren zum Erfassen und Verarbeiten einer physikalischen Grösse mittels eines Messsystems, das einen Messsensor, eine Signalquelle und eine Berechnungseinheit umfasst, wobei der Messsensor der zu messenden physikalischen Grössen ausgesetzt ist und die Berechnungseinheit einen Referenzsignaleingang, einen Messsignaleingang und einen Signalausgang aufweist und als Ausgangssignal eine verstärkte Differenz aus einem Messsignal des Messsensors und einem Referenzsignal eines Referenzsensors erzeugt, kennzeichnet sich durch die Schritte aus, dass ein Referenzsignal des Referenzsensors sowohl an den Referenzsignaleingang als auch an den Messsignaleingang der Berechnungseinheit angelegt wird, dass ein Offsetfehler als das sich ergebende Ausgangssignal der Berechnungseinheit des Messsystems< >mittels der Berechnungseinheit bestimmt wird,
dass an den Referenzsignaleingang ein abgeschwächtes Referenzsignal des Referenzsensors und an den Messsignaleingang das Referenzsignal des Referenzsensors angelegt und dass aus der Differenz aus dem sich nun ergebenden Ausgangssignal der Berechnungseinheit und dem vorher berechneten Offsetfehler mittels des Messsystems eine Istverstärkungsgrösse bestimmt wird, dass nun das Referenzsignal des Referenzsensors an den Referenzsignaleingang und ein Messsignal des Messsensors an den Messsignaleingang angelegt und ein korrigiertes Ausgangssignal durch Bildung der Differenz aus dem sich ergebenden Ausgangssignal der Berechnungseinheit und dem Offsetfehler mittels des Messsystems bestimmt wird, dass nun, nachdem die Istverstärkungsgrösse bestimmt ist,
mittels des Messsystems diese mit einer vorgegebenen Sollverstärkungsgrösse verglichen und eine Gesamtverstärkung des Messsystems reduziert wird, wenn die Istverstärkungsgrösse grösser als die Sollverstärkungsgrösse ist, oder erhöht wird, wenn die Sollverstärkungsgrösse grösser als die Istverstärkungsgrösse ist.
[0011] Die vorgegebene Sollverstärkungsgrösse kann beispielsweise in dem Messsystem, insbesondere in der Berechnungseinheit, vom Hersteller oder vom Benutzer hinterlegt sein. Die vorgenannten Schritte werden mittels des Messsystems wiederholt, was vorteilhafterweise zu einer Minimierung oder Beseitigung eines Verstärkungsfehlers des Messsystems führt. Ist der Verstärkungsfehler beseitigt, so kann die Gesamtverstärkung konstant gehalten, d.h. "eingefroren" werden. Vorzugsweise werden die vorgenannten Schritte jedoch weiterhin sämtlich durchlaufen, so dass bei der Einstellung der Gesamtverstärkung zeitlich veränderliche Temperatureinflüsse berücksichtigt und laufend auskorrigiert werden können.
Der Vergleich der Istverstärkungsgrösse mit der vorgegebenen Sollverstärkungsgrösse kann bei dem erfindungsgemässen Verfahren bereits vor dem Anlegen des Messsignals an den Messsignaleingang erfolgen.
[0012] Die Gesamtverstärkung kann durch Veränderung der Amplitude der Signalquelle, durch Veränderung von Verstärkungen eines Messsensors und eines Referenzsensors mit demselben Faktor und/oder durch Veränderung einer Verstärkung der Berechnungseinheit reduziert oder erhöht werden. Diese Aufzählung ist nicht abschliessend.
[0013] Das erfindungsgemässe Messsystem weist einen Messsensor, eine Signalquelle zur Energieversorgung des Messsensors, eine Berechnungseinheit, die mit einem Referenzsignaleingang, einem Messsignaleingang, einem Signalausgang und einem Verstärker versehen ist und derart ausgestaltet ist, dass sie im Betrieb aus den am Referenzsignaleingang und am Messsignaleingang anliegenden Signalen eine verstärkte Differenz ermittelt. Weiter sind ein Referenzmultiplexer, der dem Referenzsignaleingang vorgeschaltet ist, und ein Messmultiplexer, der dem Messsignaleingang vorgeschaltet ist, vorgesehen, wobei von dem Referenzmultiplexer ein Referenzsignal und ein abgeschwächtes Referenzsignal und von dem Messmultiplexer ein Referenzsignal und ein Messsignal ausgebbar sind.
Dem Re-ferenzmultiplexer ist vorzugsweise ein Signalabschwächer vorgeschaltet, der ein abgeschwächtes Referenzsignal an den Referenzmultiplexer liefern kann, welches dann wiederum von diesem ausgebbar ist bzw. an dessen Ausgang anliegt.
[0014] Zur Ansteuerung der Berechnungseinheit, der Signalquelle, des Referenzmultiplexers und/oder Messmultiplexers ist vorzugsweise ein Mikrocontroller vorgesehen.
[0015] Durch das erfindungsgemässe Verfahren und das erfindungsgemässe Messsystem können beim Messen einer physikalischen Grösse Offsetfehler und Verstärkungsfehler eines Messsystem berücksichtigt und auskorrigiert werden. Hierdurch ist ein genaues Messen einer physikalischen Grösse möglich.
[0016] Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und den anhand der Zeichnungen nachfolgend dargestellten Ausführungsbeispielen. Es zeigen:
<tb>Fig. 1<sep>eine schematische Darstellung eines Messsystems ohne Fehlerkorrektur,
<tb>Fig. 2<sep>ein Blockdiagramm eines Messsystems ohne Fehlerkorrektur,
<tb>Fig. 3<sep>eine graphische Darstellung von zeitlichen Verläufen von in dem Messsystem nach Fig. 2auftretenden Signalen,
<tb>Fig. 4<sep>eine graphische Darstellung des in einer typischen Implementation gemessenen Offsetfehlers in Abhängigkeit von der Temperatur,
<tb>Fig. 5<sep>eine graphische Darstellung des in einer typischen Implementation gemessenen Verstärkungsfehlers in Abhängigkeit von der Temperatur,
<tb>Fig. 6<sep>eine schematische Darstellung eines erfindungsgemässen Messsystems,
<tb>Fig. 7<sep>ein Flussdiagramm zur Veranschaulichung des erfindungsgemässen Verfahrens,
<tb>Fig. 8<sep>ein Prinzipschaltbild der Regelung der Gesamtverstärkung und
<tb>Fig. 9<sep>eine graphische Darstellung des zeitlichen Verhaltens von in dem Prinzipschaltbild nach Fig. 8auftretenden Grössen.
[0017] In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen strukturell bzw. funktionell gleichwirkende Komponenten.
[0018] Fig. 1 ist bereits in der Beschreibungseinleitung beschrieben, auf welche hier verwiesen wird.
[0019] Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Messsystems 1 mit einem Messsensor 2, einem Referenzsensor 3 und einer Berechnungseinheit 4. Die Berechnungseinheit 4 weist eine Signalquelle 5 auf, die ein Wechselsignal Vs mit einer Frequenz fs abgibt. Die Signalquelle 5 versorgt über entsprechende, nicht näher bezeichnete Leitungen den Signalsensor 2 und den Referenzsensor 3 mit dem Wechselsignal Vs. Der Referenzsensor 3 ist einer konstanten physikalischen Referenzgrösse ausgesetzt und gibt an seinem Ausgang ein Referenzsignal Vrefmit der Frequenz fs an den Referenzsignaleingang 6 der Berechnungseinheit 4 ab. Der Messsensor 2 ist der zu messenden physikalischen Grösse ausgesetzt und liefert ein Messsignal Vmess mit der Frequenz fs an den Messsignaleingang 7 der Berechnungseinheit 4.
[0020] Die Berechnungseinheit 4 weist ferner einen ersten Multiplexer 19 und einen zweiten Multiplexer 20 auf. Die Multiplexer 19, 20 weisen jeweils drei Eingänge auf, wobei an zweien der Eingänge das Referenzsignal und das Messsignal anliegen, während an dem dritten Eingang ein Umschaltsignal Vtmit einer Umschaltfrequenz ft, die auch als Toggle-Frequenz bezeichnet wird, anliegt. Das Umschaltsignal wird von einem Signalgenerator 18 erzeugt. Die Multiplexer 19, 20 schalten mit der Umschaltfrequenz ft von dem Referenzsignal auf das Messsignal bzw. von dem Messsignal auf das Referenzsignal um, so dass an dem jeweils einen Ausgang der Multiplexer 19, 20 entweder das Referenzsignal oder das Messsignal anliegt.
Die Multiplexer 19, 20 sind derart ausgeführt bzw. werden derart über das Umschaltsignal Vtangesteuert, dass, wenn am Ausgang des ersten Multiplexers 19 das Referenzsignal anliegt, am Ausgang des zweiten Multiplexers 20 das Messsignal anliegt und umgekehrt. Die Umschaltfrequenz ft ist vorzugsweise wesentlich geringer gewählt als die Signalfrequenz fs. Beispielsweise beträgt die Signalfrequenz fs 300 kHz, während die Umschaltfrequenz ft 1 kHz beträgt.
[0021] Die Berechnungseinheit 4 weist ferner ein Subtraktionsglied 9 auf, welches die Differenz aus den Ausgangssignalen der Multiplexer 19, 20 bildet. D.h., das Ausgangssignal des Subtraktionsgliedes 9 entspricht der Differenz aus dem Referenzsignal und dem Messsignal bzw. dem Messsignal und dem Referenzsignal.
[0022] Das Ausgangsignal des Subtraktionsgliedes 9 wird in einem Multiplizierer 10 (sogenannter Multiplier) mit einem Rechtecksignal mit der Frequenz fs multipliziert. Das Rechtecksignal wird vorzugsweise über eine Amplitudenbegrenzerschaltung 11 (sogenannter Limiter) entweder aus dem von dem Referenzsensor 3 generierten Referenzsignal oder aus dem von der Signalquelle 5 gelieferten Signal gebildet. Es sind entsprechende, nicht näher bezeichnete Leitungen vorgesehen, die die Amplitudenbegrenzerschaltung 11 mit der Signalquelle 5, dem Ausgang des Referenzsensors 3 und dem Multiplizierer 10 verbinden.
In den nicht näher bezeichneten Leitungen zu der Signalquelle 5 und zu dem Ausgang des Referenzsensors 3 sind Schalter 12, 13 vorgesehen, von denen jeweils einer geschlossen und der andere geöffnet ist, so dass am Eingang der Amplitudenbegrenzerschaltung 11 entweder das Referenzsignal oder das Signal der Signalquelle 5 anliegt. Wird das Rechtecksignal aus dem Signal der Signalquelle 5 erzeugt, so wird vorzugsweise über einen Phasenschieber 14 gewährleistet, dass das Rechtecksignal dieselbe Phasenlage aufweist wie das Referenzsignal. Hierzu ist in der nicht näher bezeichneten Leitung von der Signalquelle 5 zu der Amplitudenbegrenzerschaltung 11 vorzugsweise ein Phasenschieber 14 (sogenannter Phase Shifter) vorgesehen.
[0023] Die Berechnungseinheit 4 weist ferner einen Tiefpassfilter 15, einen Hochpassfilter 16 und einen Verstärker 17 auf. Das Ausgangssignal VMPY des Multiplizierers 10 wird in dem Tiefpassfilter 15 gefiltert, so dass hochfrequente Signalkomponenten, auch Signalkomponenten mit der Frequenz 2 fs, unterdrückt werden können. Der Tiefpassfilter 15 ist vorzugsweise derart ausgelegt, dass seine Ausgangsgrösse VLP nur noch Signalkomponenten enthält, deren Frequenz kleiner oder gleich der fünffachen Umschaltfrequenz ft ist, so dass ein Rechtecksignal der Frequenz ftim Wesentlichen unverzerrt wiedergegeben werden kann.
[0024] Das Ausgangssignal VLP des Tiefpassfilters 15 wird dann in dem Hochpassfilter 16 gefiltert, um Gleichspannungskomponenten zu unterdrücken und DC-Offsetprobleme (Gleichspannungsoffsetprobleme) bei dem dem Hochpassfilter 16 nachgestalteten Verstärker 17 zu vermeiden. Mit dem Verstärker 17 wird das Ausgangssignal des Hochpassfilters 16 verstärkt. Das Ausgangssignal Vout des Verstärkers 17 bildet das Ausgangssignal des Messsystems 1 bzw. das am Signalausgang 8 der Berechnungseinheit 4 abgegebene Signal.
[0025] Der Verstärker 17 kann auch zwischen dem Subtraktionsglied 9 und dem Multiplizierer 10 angeordnet sein. Dies würde jedoch dazu führen, dass der Verstärker 17 breitbandiger ausgelegt werden müsste, als wenn er dem Tiefpassfilter 15 nachgeschaltet ist, da das Ausgangssignal des Subtraktionsgliedes 9 noch Signalkomponenten mit der Frequenz fs enthält, die erst durch die Wirkung des Multiplizieres 10 und des Tiefpassfilters 15 unterdrückt werden.
[0026] Der Multiplizierer 10 hat die Wirkung eines Synchrongleichrichters, so dass eine gute Linearität des Gleichrichtvorgangs gewährleistet ist. Das in der Fig. 2dargestellte Messsystem 1 stellt einen sogenannten Lock-in-Verstärker dar, der sich dadurch auszeichnet, dass seine Filtercharakteristik derart ist, dass Störsignale, die eine andere Frequenz als die Signalfrequenz fsund deren ungeradzahligen Vielfachen aufweisen, gut unterdrückt werden. Auch Störsignale der Frequenz fsund deren ungeradzahligen Vielfachen können vorteilhafterweise unterdrückt werden, falls ihre Phasenlage von der Phasenlage des Rechtecksignals abweicht, welches von der Amplitudenbegrenzerschaltung 11 erzeugt wird. Selbst stark verrauschte, von dem Messsensor 2 gelieferte Messsignale können somit in im Wesentlichen rauschfreie Ausgangssignale Voutumgesetzt werden.
[0027] Fig. 3 zeigt beispielhafte Signalverläufe von Signalen, welche in dem in der Fig. 2 dargestellten Messsystem. Der Messsensor 2 und der Referenzsensor 3 liefern als Ausgangssignal vorzugsweise Spannungen, so dass es sich bei den in der Fig. 3dargestellten Signalverläufen vorzugsweise um Spannungsverläufe handelt. Auf der Abszisse der in der Fig. 3 dargestellten Koordinatensysteme a) bis f) ist die Zeit angegeben.
[0028] In dem Koordinatensystem a) ist das Umschaltsignal Vtdargestellt. Bei dem Umschaltsignal handelt es sich um ein Rechtecksignal mit der Umschaltfrequenz ft. In den Koordinatensystemen b) und c) sind die Multiplexerausgangssignale Vmux1, Vmux2 der Multiplexer 19, 20 dargestellt. Die Multiplexerausgangssignale Vmux1, Vmux2 schalten jeweils nach einer halben Periodendauer des Umschaltsignals Vtvon dem Referenzsignal auf das Messsignal bzw. von dem Messsignal auf das Referenzsignal um, wobei der Einfachheit der Darstellung halber die Frequenz fs des Messsignals bzw. des Referenzsignals gleich der vierfachen Umschaltfrequenz ft gewählt ist, während sie in der Praxis vorzugsweise gleich dem 300-Fachen der Umschaltfrequenz ft gewählt wird.
In dem Koordinatensystem d) ist das Ausgangssignal des Subtraktionsgliedes 9 dargestellt, welches durch die Differenz Vmux1-Vmux2gebildet wird. In dem Koordinatensystem e) sind das Ausgangssignal VMPY des Multiplizierers 10 und das Ausgangssignal VLP des Tiefpassfilters 15 dargestellt. Das Ausgangssignal VLP des Tiefpassfilters 15 ist das mit dem Tiefpassfilter 15 gefilterte Ausgangssignal VMPY des Multiplizierers 10. Die Parameter des Tiefpassfilters 15 sind derart gewählt, dass das Ausgangssignal VLP des Tiefpassfilters 15 ein im Wesentlichen rechteckförmiges Signal mit der Frequenz ft ist. In dem Koordinatensystem f) ist das mit dem Verstärker 17 verstärkte Ausgangssignal VLP des Tiefpassfilters 15, welches vorzugsweise zusätzlich von dem Hochpassfilter 16 gefiltert wurde, dargestellt.
Bei dem Ausgangssignal Voutdes Verstärkers 17 handelt es sich ebenfalls um ein im Wesentlichen rechteckförmiges Signal der Frequenz ftmit einer gegenüber dem Tiefpassfilterausgangssignal VLP grösseren Amplitude.
[0029] Die Spitzen-Spitzen-Amplitude Voutpp des Ausgangssignals Vout des Verstärkers 17 ist definiert als die zweifache Amplitude des Ausgangssignals Voutund ist proportional zu der Differenz aus der Amplitude Vmess_ampl des Messsignals und der Amplitude Vref_ampldes Referenzsignals, d.h.
<tb><sep>Voutpp = 2G (Vmess_ampl - Vref_ampl),<sep>wobei G die Verstärkung des Verstärkers 17 darstellt. Die Spitzen-Spitzen-Amplitude Voutpp wird vorzugsweise über einen Analog/Digital-Wandler digitalisiert und mit einem Mikrocontroller numerisch ermittelt. Der Analog/Digital-Wandler kann in den Mikrocontroller integriert sein.
[0030] Bei einem realen Messsystem entstehen typischerweise temperaturabhängige AC-Offsetfehler und Verstärkungsfehler, die bei einer hohen Gesamtverstärkung des Messsystems stärker ins Gewicht fallen und zu einer Verfälschung des Ausgangssignals Voutführen können. Bei einem idealen Messsystem sollte die Spitzen-Spitzen-Amplitude Voutpp den Wert 0 haben, wenn die Amplitude Vmess_ampldes Messsignals gleich der Amplitude Vref_ampl des Referenzsignals ist. Bei einem realen Messsystem treten jedoch typischerweise temperaturabhängige AC-Offsetfehler Vacos(auch Voffset genannt) auf, so dass
<tb><sep>Voutpp = Vacos
<sep>ist. Fig. 4 zeigt den typischen Verlauf eines Offsetfehlers Vacos in Abhängigkeit von der Temperatur T, wobei die Temperatur T auf der Abszisse und der Offsetfehler Vacosauf der Ordinate angegeben sind.
[0031] Bei einem idealen Messsystem ist ferner bei einer konstanten Differenz der Amplitude Vmess_ampldes Messsignals und der Amplitude Vref_ampldes Referenzsignals das Ausgangssignai Vout ebenfalls ein bestimmter, konstanter Wert.
[0032] Bei einem realen Messsystem ergeben sich jedoch Verstärkungsfehler, die dazu führen, dass das Ausgangssignal Voutbei konstanter Differenz der Amplitude Vmess_amplund. der Amplitude Vref_amplnicht konstant ist, sondern sich insbesondere mit der Temperatur ändert. Fig. 5 zeigt einen typischen Verlauf des Verstärkungsfehlers in Abhängigkeit von der Temperatur, wobei die Temperatur T auf der Abszisse und der prozentuale Verstärkungsfehlerfaktor GFehler auf der Ordinate angegeben sind. In der Fig. 5sind zwei Kurvenverläufe angegeben, wobei der Kurvenverlauf mit dem niedrigerfrequenten Signalanteil den Mittelwert des Kurvenverlaufs mit dem höherfrequenten Signalanteil entspricht.
[0033] Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemässen Messsystems 21, das einen Messsensor 3, einen Referenzsensor 2 und eine Berechnungseinheit 22 umfasst. Die Berechnungseinheit 22 ist vorzugsweise entsprechend der Berechnungseinheit 4 (vergleiche Fig. 2) ausgestaltet.
[0034] Die Berechnungseinheit 22 weist eine Signalquelle 5 zum Abgeben eines Signals Vs mit einer Frequenz fs, einen Referenzsignaleingang 6, einen Messsignaleingang 7 und einen Signalausgang 8 auf. Die Signalquelle 5 kann auch ausserhalb der Berechnungseinheit 22 vorgesehen sein. Dem Referenzsignaleingang 6 ist ein Referenzmultiplexer 23 vorgeschaltet und dem Messsignaleingang 7 ist ein Messmultiplexer 24 vorgeschaltet. Die Multiplexer 23, 24 verfügen jeweils über drei Signaleingänge und einen Signalausgang, die nicht näher bezeichnet sind.
Zwei Signaleingänge des Referenzmultiplexers 23 sind mit dem Ausgang des Referenzsensors 2 verbunden, wobei zwischen den Referenzsensor 2 und einen der Signaleingänge des Referenzmultiplexers 23 ein Signalabschwächer 25 geschaltet ist, so dass an dem mit dem Signalabschwächer 25 verbundenen Signaleingang des Referenzmultiplexers 23 ein abgeschwächtes Referenzsignal anliegt.
[0035] Einer der Eingänge des Messmultiplexers 24 ist mit dem Ausgang des Messsensors 3 verbunden, während ein anderer Eingang des Messmultiplexers 24 mit dem Ausgang des Referenzsensors 2 verbunden ist. Die Multiplexer 23, 24 und/oder der Signalabschwächer 25 können auch innerhalb der Berechnungseinheit 22 angeordnet sein.
[0036] Es ist ein Mikrocontroller 26 vorgesehen, der über Steuersignale s0 und s1 die Multiplexer 23, 24 ansteuert. Mit dem Steuersignal s1 gibt der Mikrocontroller 26 dem Referenzmultiplexer 23 vor, ob an dessen Ausgang das Referenzsignal oder das abgeschwächte Referenzsignal anliegen. Mit dem Steuersignal s0 gibt der Mikrocontroller 26 dem Messmultiplexer 24 an, ob an dessen Ausgang das Referenzsignal oder das Messsignal anliegen soll. Ferner kann über den Mikrocontroller 26 die Verstärkung der Berechnungseinheit 22 vorgegeben werden.
[0037] Die Berechnungseinheit 22 entspricht vorzugsweise der in der Fig. 2 dargestellten Berechnungseinheit 4, in der zwei weitere Multiplexer 19, 20 vorgesehen sind (vergleiche Fig. 2). Der Mikrocontroller 26 erzeugt vorzugsweise ein Steuersignal st, welches dem Umschaltsignal Vt mit der Frequenz ft zum Ansteuern der gemäss Fig. 2 ausgestalteten in der Berechnungseinheit 22 bzw. 4 vorgesehenen Multiplexer 19, 20 dient.
[0038] Es ist bevorzugt ein Analog/Digital-Wandler 27 vorgesehen, der das Ausgangssignal Vout der Berechnungseinheit 22 bzw. des Messsystems 21 digitalisiert. Der numerische Wert der Spitzen-Spitzen-Amplitude Voutpp des Ausgangssignals Vout kann im Mikrocontroller 26 berechnet und in einem Register des Mikrocontrollers 26 abgelegt werden. Der Analog/Digital-Wandler 27 ist vorzugsweise in den Mikrocontroller 26 integriert.
[0039] Der Mikrocontroller 26 führt vorzugsweise das im Folgenden in Bezug auf Fig. 7 beschriebene erfindungsgemässe Verfahren durch, korrigiert dabei das Ausgangssignal Vout von Offset- und Verstärkungsfehlern und stellt das korrigierte Ausgangssignal dann vorzugsweise digital, beispielsweise über eine serielle Schnittstelle, zur Verfügung.
[0040] Fig. 7 zeigt ein Flussdiagramm des erfindungsgemässen Verfahrens. Nach dem Start des erfindungsgemässen Verfahrens werden in einem ersten Verfahrensschritt 30, der der Bestimmung des Offsetfehlers dient, der Referenzmultiplexer 23 und der Messmultiplexer 24 (vergleiche Fig. 6) derart durch die Steuersignale s0 und s1von dem Mikrocontroller 26 angesteuert, dass sowohl an dem Ausgang des Referenzmultiplexers 23 als auch an dem Ausgang des Messmultiplexers 24 das Referenzsignal anliegt. Die Steuersignale s1 und s0 des Mikrocontrollers 26 haben hierbei den Wert 1. Der Ausgang des Referenzmultiplexers 23 ist mit dem Referenzsignaleingang 6 und der Ausgang des Messmultiplexers 24 ist mit dem Messsignaleingang 7 der Berechnungseinheit 22 verbunden.
Sowohl am Referenzsignaleingang 6 als auch am Messsignaleingang 7 der Berechnungseinheit 22 liegt somit das Referenzsignal an und am Signalausgang 8 der Berechnungseinheit 22 ergibt sich das Ausgangssignal zu
<tb><sep>Vout = gGVacos = gG (Vref + Vacos - Vref)<sep>wobei Vref dem Referenzsignal, Vacos dem Offsetfehler, g dem Verstärkungsfehlerfaktor und G der Verstärkung der Berechnungseinheit 22 entsprechen. Das sich ergebende Ausgangssignal Vout ist proportional zum Offsetfehler Vacos und wird als Offsetsignal bezeichnet. Bei einem idealen Messsystem 21 hätte das Offsetsignal den Wert 0. Der für das Offsetsignal ermittelte Wert wird vorzugsweise in einem Register D0 des Mikrocontrollers 26 hinterlegt.
[0041] In einem zweiten Verfahrensschritt 31, der der Ermittlung einer Istverstärkung des Messsystems dient, steuert der Mikrocontroller 26 den Referenzmultiplexer 23 derart an, dass an seinem Ausgang das abgeschwächte Referenzsignal aVrefanliegt. Hierfür hat das Steuersignal s1den Wert 0. Den Messmultiplexer 24 steuert der Mikrocontroller 26 weiterhin derart an, dass an seinem Ausgang das Referenzsignal Vref anliegt. Das Steuersignal s0 hat hierfür den Wert 1. Am Signalausgang 8 der Berechnungseinheit 22 bzw. des Messsystems 21 ergibt sich folgendes Ausgangssignal
<tb><sep>Vout = gG(Vref - aVref) + gGVacos = gGVref(1 - a) + gGVacos,<sep>wobei a dem Abschwächungsfaktor des Signalabschwächers 25 entspricht und vorzugsweise kleiner als 1 ist. Der ermittelte Wert für das Ausgangssignal Vout wird vorzugsweise in einem Register D1 des Mikrocontrollers 26 gespeichert.
[0042] In einem dritten Verfahrensschritt 32, der der Offsetkorrektur des im zweiten Verfahrensschritt 31 ermittelten Ausgangssignal und der Ermittlung der Istverstärkung des Messsystems dient, wird die Differenz aus den in den Registern D1und D0 gespeicherten Werten gebildet, d.h. von dem im Verfahrensschritt 31 gebildeten Ausgangssignal Vout= gGVref(1 - a) + gGVacoswird das Offsetsignal gGVacos abgezogen. Als Istverstärkungsgrösse ergibt sich der Wert
<tb><sep>gGVref (1 - a),der vorgzugsweise in einem Register Distdes Mikrocontrollers 26 gespeichert wird. Auf diese Weise ist eine Korrektur der im Verfahrensschritt 32 ermittelten Ausgangsgrösse um den Offsetfehler bzw. um das Offsetsignal erfolgt.
[0043] Schliesslich erfolgt in einem vierten Verfahrensschritt 33 die Messsensormessung, bei der der Mikrocontroller 26 den Referenzmultiplexer 23 derart ansteuert, dass an seinem Ausgang das Referenzsignal Vref anliegt, und den Messmultiplexer 24 so ansteuert, dass an seinem Ausgang das Messsignal Vmess anliegt. Somit liegen am Referenzsignaleingang 6 das Referenzsignal Vrefund am Messsignaleingang 7 das Messsignal Vmessan. Am Signalausgang 8 ergibt sich das Ausgangssignal
<tb><sep>Vout = gG (Vmess- Vref + Vacos),dessen Wert vorzugsweise in dem Register D1 des Mikrocontrollers 26 gespeichert wird.
[0044] Dieser Wert wird nun in einem fünften Verfahrensschritt 34 um einen Offsetfehler korrigiert, indem der in dem Register D0hinterlegte Wert für das Offsetsignal von ihm subtrahiert wird. Das derart korrigierte Ausgangssignal Voutkorrergibt sich zu
<tb><sep>Voutkorr = gG (Vmess - Vref+ Vacos) - gGVacos = gG (Vmess- Vref).
[0045] Der für das korrigierte Ausgangssignal Voutkorr ermittelte Wert wird vorzugsweise in einem Register Dmessdes Mikrocontrollers 26 abgelegt und ist von dort, beispielsweise über eine serielle Schnittstelle, abrufbar.
[0046] Das korrigierte Ausgangssignal Voutkorr ist zunächst noch einem Verstärkungsfehler (in den Gleichungen berücksichtigt durch den Verstärkungsfehlerfaktor g) behaftet. Dieser wird im Folgenden iterativ beseitigt. Hierzu wird in einem sechsten Verfahrensschritt 35 die in dem Register Disthinterlegte Istverstärkungsgrösse mit einer vorgegebenen Sollverstärkungsgrösse verglichen, die beispielsweise in einem Register Dsoll des Mikrocontrollers 26 hinterlegt ist. Ist kein Verstärkungsfehler vorhanden, d.h. der Verstärkungsfehlerfaktor g hat den Wert 1, so entspricht die Istverstärkungsgrösse der Sollverstärkungsgrösse. Wird in dem Verfahrensschritt 35 dagegen festgestellt, dass die Istverstärkungsgrösse grösser ist als die Sollverstärkungsgrösse, so wird in einem Verfahrensschritt 36 die Gesamtverstärkung des Messsystems 21 reduziert.
Wird in dem Verfahrensschritt 35 festgestellt, dass die Istverstärkungsgrösse kleiner ist als die Sollverstärkungsgrösse, so wird in einem Verfahrensschritt 37 die Gesamtverstärkung des Messsystems 21 erhöht. Nach Erhöhen bzw. nach Reduzieren der Gesamtverstärkung des Messsystems 21 werden die Verfahrensschritte 30 bis 35 und 36 bzw. 37 wiederholt.
[0047] Das wiederholte Durchlaufen der Verfahrensschritte kann so lange erfolgen, bis die Istverstärkungsgrösse der Sollverstärkungsgrösse entspricht. Dann kann die Gesamtverstärkung des Messsystems 21 konstant gehalten werden. Um jedoch Verstärkungsfehler, die durch zeitlich veränderliche Temperaturbedingungen auftreten können, laufend auskorrigieren zu können, werden die Verfahrensschritte 30 bis 35 und 36 bzw. 37 vorzugsweise wiederholt durchgeführt.
[0048] Die Gesamtverstärkung des Messsystems 21 kann vorzugsweise dadurch verändert, d.h. reduziert oder erhöht, werden, dass, insbesondere mittels des Mikrocontrollers 26, die Verstärkung G der Berechnungseinheit 22 reduziert bzw. erhöht wird. Alternativ oder zusätzlich kann die Amplitude des von der Signalquelle 5 gelieferten Signals Vs, beispielsweise ebenfalls mittels des Mikrocontrollers 26, verändert werden. Ferner kann alternativ oder zusätzlich eine Verstärkung des Multiplizierers 10 der Berechnungseinheit 22 bzw. 4 (vgl. Fig. 6 und 2) erhöht oder reduziert werden. Auch dies kann mittels des Mikrocontrollers 26 erfolgen. Ferner können zusätzlich einstellbare Verstärker bzw. Abschwächer an entsprechenden Stellen im Messsystem 21 vorgesehen sein, beispielsweise innerhalb einer dem Messsensor 3 zugeordneten Elektronik.
Auch kann die Gesamtverstärkung des Messsystems 21 über eine Veränderung einer Referenzspannung des Analog/Digital-Wandlers 27 beeinflusst werden.
[0049] Fig. 8 zeigt ein Prinzipschaltbild einer Regelung zur Korrektur des Verstärkungsfehlers. Die Regelstrecke wird durch das Messsystem 21 (vergleiche Fig. 6) gebildet. Auf die Regelstrecke 21 wirkt eine Störgrösse, beispielsweise eine sprunghafte Temperaturänderung, ein. Die Ausgangsgrösse des Messsystems 21 wird durch die Istverstärkungsgrösse gebildet und an einem Verknüpfungspunkt 40 findet ein Sollwert-Istwert-Vergleich statt, wobei der Sollwert durch die Sollverstärkungsgrösse und der Istwert durch die Istverstärkungsgrösse gebildet werden. Die an dem Verknüpfungspunkt 40 ermittelte Differenz aus Sollwert und Istwert wird auf einen Quantisierer 41 gegeben, mittels welchem als Ausgangswert der Wert der Verstärkungsstellgrösse beim Übergang von Schritt 35 zu Schritt 30 über Schritt 36 oder 37 (vgl. Fig. 7) ermittelt wird.
Der Ausgangswert des Quantisierers 41 wird auf einen Integrator 42 gegeben, dessen Ausgangsgrösse die Verstärkungsstellgrösse zur Einstellung der Gesamtverstärkung der Regelstrecke bzw. des Messsystems 21 darstellt. Durch das Vorsehen des Integrators 42 können stationäre Abweichungen von Sollwert und Istwert, d.h. von Istverstärkungsgrösse und Sollverstärkungsgrösse vermieden werden.
[0050] Fig. 9 stellt die Kurvenverläufe von in dem Prinzipschaltbild der Fig. 8 vorkommenden Signalen bzw. Grössen dar. Das Koordinatensystem g) zeigt den zeitlichen Verlauf einer Störgrösse, bei der im Zeitpunkt t1 ein Störgrössensprung, beispielsweise ein Temperatursprung, erfolgt. Koordinatensystem h) zeigt den Verlauf der Istverstärkungsgrösse, die auf eine Sollverstärkungsgrösse (Sollwert) eingeregelt wird. Nach der sprunghaften Veränderung der Störgrösse im Zeitpunkt t1 erfolgt nach einem kurzen Einbruch der Istverstärkungsgrösse wiederum eine Einregelung der Istverstärkungsgrösse auf die Sollverstärkungsgrösse, d.h. die Störgrösse wird ausgeregelt. Im Koordinatensystem i) ist der zeitliche Verlauf der Verstärkungsstellgrösse dargestellt.
Bei der Einregelung der Istverstärkungsgrösse auf den Sollwert bzw. die Sollverstärkungsgrösse verändert sich die Verstärkungsstellgrösse so lange, bis die Sollverstärkung erreicht ist. Danach pendelt sie um einen konstanten Mittelwert, sofern der Regelvorgang nicht angehalten und die Verstärkungsgrösse eingefroren wird. Zum Zeitpunkt t1des Störgrössensprungs beginnt die Verstärkungsstellgrösse erneut zu wandern, bis die Verstärkungsstellgrösse erneut ihren Sollwert erreicht hat.
The invention relates to a method for detecting and processing a physical quantity according to the preamble of claim 1 and a measuring system for carrying out such a method according to the preamble of claim 7.
Known measuring systems, with which even small amplitude changes of physical quantities can be detected, typically have high amplification factors of the order of 10,000 or more. Such measuring systems are typically used when the absolute change in the amplitude of a measurement signal, which is an alternating signal, is to be determined with respect to a known amplitude of a reference signal of the same frequency. With such large gain factors, the smallest component tolerances of components contained in the measurement systems often produce significant offset and gain errors, the offset and gain errors typically being temperature dependent.
The measuring systems include resistive, inductive or capacitive sensors, which are operated with alternating current, whereby typically two identical sensors are used, one of which serves as a measuring sensor and one as a reference sensor.
Such a measuring system is shown in FIG. 1. The measuring system 1 comprises a measuring sensor 2, a reference sensor 3 and a calculating unit 4. The calculating unit 4 has a signal source 5 which supplies the measuring sensor 2 and the reference sensor 3 with an alternating voltage Vs of the frequency fs. The reference sensor 3 is exposed to a constant physical reference variable, for example a constant pressure, a constant path or a material with a constant dielectric, and a reference signal Vrefan outputs a reference signal input 6 of the calculation unit 4. The measuring sensor 2 is exposed to the physical quantity to be measured and outputs a measuring signal Vmessan to a measuring signal input 7 of the calculating unit 4.
The amplitude Vmess_ampldes measurement signal Vmess, which is supplied by the measuring sensor 2, depends on the physical quantity to be measured. The amplitude Vref_ampldes reference signal Vref, which is output from the reference sensor 3, is constant.
In an error-free measuring system 1, the calculation unit 4 forms an amplified difference from the amplitude values of the measurement signal and the reference signal according to FIG
<Tb> <Sep> Vout <=> G (Vmess_ampl - Vref_ampl), where G is the gain of the error-free computing unit 4, Vmess_ampl is the amplitude, the measurement signal is Vref_ampl the amplitude of the reference signal, and Vout is the output signal applied to a signal output 8 of the calculation unit 4. Environmental influences such as temperature and humidity, which act equally on the measuring sensor 2 and the reference sensor 3, are typically eliminated by the difference formation in the measuring system 1 or in the calculation unit 4.
The equation given above for calculating the output signal Vout of the measuring system 1 applies to an ideal, error-free measuring system 1. However, in a real measuring system an offset error typically occurs, which is in particular an AC offset error (also AC offset error or AC Called OS error). This is typically expressed in that either an error signal in the form of an error change voltage with an amplitude Vacos_ampladded to the measurement signal or to the reference signal. The error signal typically has the same frequency as the measurement signal or the reference signal.
The offset error can be based, for example, on the fact that the partial amplifications in the channels of the measuring system 1 or of the calculation unit 4 assigned to the reference signal and the measurement signal are different or that a crosstalk from the one channel to the other channel takes place. Furthermore, the offset error can also be attributed to the temperature dependence of components or component parameters of the measuring system 1 or the calculation unit 4.
Usually, in real measuring systems, the gain or the gain G is not an absolute constant, but also dependent on parameter variations of the components used in the measuring system 1 or by the temperature dependencies of these parameters. The variations in the amplification caused by these dependencies are referred to below as gain errors.
For a real measuring system 1, i. for a measuring system 1 which is subject to an offset error and a gain error, the output signal of the measuring system 1 or of the calculation unit 4 results according to the following equation:
<Tb> <sep> Vout = gG (Vmess_ampl - Vref_ampl + Vacos_ampl), where g represents the gain error factor, which is typically between 0.95 and 1.05, and Vacos_ampling indicates offset error, which is formed by the amplitude of the error AC voltage caused by the offset.
It is an object of the present invention to provide a method for measuring a physical quantity and a measuring system for carrying out a method for measuring a physical quantity, with which the influence of offset errors and gain errors on the measurement result can be reduced.
This object is achieved by a method for measuring a physical quantity with the features of claim 1 and by a measuring system having the features of claim 7.
The inventive method for detecting and processing a physical quantity by means of a measuring system comprising a measuring sensor, a signal source and a calculation unit, wherein the measuring sensor is exposed to the physical quantities to be measured and the calculation unit has a reference signal input, a measuring signal input and a signal output and as the output signal generates an amplified difference between a measurement signal of the measurement sensor and a reference signal of a reference sensor, characterized by the steps of a reference signal of the reference sensor is applied to both the reference signal input and the measurement signal input of the calculation unit that an offset error than that resulting output signal of the calculation unit of the measuring system <> is determined by the calculation unit,
in that an attenuated reference signal of the reference sensor is applied to the reference signal input and the reference signal of the reference sensor is determined from the difference between the now resulting output signal of the calculation unit and the previously calculated offset error by means of the measuring system, that now the reference signal of the reference sensor is applied to the reference signal input and a measurement signal of the measurement sensor to the measurement signal input and a corrected output signal is determined by forming the difference between the resulting output signal of the calculation unit and the offset error by means of the measurement system, that now that the actual amplification variable is determined,
by means of the measuring system, this is compared with a predetermined setpoint gain variable and an overall gain of the measuring system is reduced if the actual gain variable is greater than the setpoint gain variable, or increased if the setpoint gain variable is greater than the actual gain variable.
The predetermined setpoint gain variable can be stored, for example, in the measuring system, in particular in the calculation unit, by the manufacturer or by the user. The aforementioned steps are repeated by means of the measuring system, which advantageously leads to a minimization or elimination of a gain error of the measuring system. When the gain error is eliminated, the overall gain can be kept constant, i. be "frozen". Preferably, however, the aforementioned steps continue to run through all, so that temporally variable temperature influences can be taken into account in the adjustment of the overall gain and continuously corrected.
The comparison of the actual amplification variable with the predefined setpoint amplification variable can already be carried out before the measurement signal is applied to the measurement signal input in the method according to the invention.
The overall gain can be reduced or increased by changing the amplitude of the signal source, by varying gains of a measurement sensor and a reference sensor with the same factor, and / or by changing a gain of the calculation unit. This list is not exhaustive.
The measuring system according to the invention comprises a measuring sensor, a signal source for supplying power to the measuring sensor, a calculating unit which is provided with a reference signal input, a measuring signal input, a signal output and an amplifier and is designed such that it is in operation from the reference signal input at the Measurement signal input applied signals an increased difference determined. Furthermore, a reference multiplexer, which is connected upstream of the reference signal input, and a measuring multiplexer which is connected upstream of the measuring signal input, are provided, wherein a reference signal and an attenuated reference signal can be output by the reference multiplexer and a reference signal and a measuring signal can be output by the measuring multiplexer.
The reference multiplexer is preferably preceded by a signal attenuator, which can supply an attenuated reference signal to the reference multiplexer, which in turn can be output from this or applied to its output.
For controlling the calculation unit, the signal source, the reference multiplexer and / or measuring multiplexer, a microcontroller is preferably provided.
By the method according to the invention and the measuring system according to the invention offset errors and gain errors of a measuring system can be taken into account and corrected when measuring a physical quantity. As a result, an accurate measurement of a physical size is possible.
Further advantageous embodiments of the invention will become apparent from the dependent claims and the embodiments illustrated below with reference to the drawings. Show it:
<Tb> FIG. 1 <sep> is a schematic representation of a measuring system without error correction,
<Tb> FIG. 2 <sep> is a block diagram of a measuring system without error correction,
<Tb> FIG. 3 <sep> is a graphical representation of time histories of signals occurring in the measurement system of Fig. 2,
<Tb> FIG. 4 <sep> is a graphical representation of the offset error measured in a typical implementation as a function of temperature,
<Tb> FIG. 5 <sep> is a graphical representation of the gain error as a function of temperature measured in a typical implementation;
<Tb> FIG. 6 <sep> is a schematic representation of a measuring system according to the invention,
<Tb> FIG. 7 <sep> is a flowchart for illustrating the method according to the invention,
<Tb> FIG. 8th <sep> is a block diagram of the control of the overall gain and
<Tb> FIG. 9 <sep> is a graphic representation of the temporal behavior of quantities occurring in the block diagram of FIG. 8.
In the figures, like reference numerals designate structurally or functionally equivalent components.
Fig. 1 is already described in the introduction to which reference is hereby made.
2 shows a block diagram of a measuring system 1 with a measuring sensor 2, a reference sensor 3 and a calculating unit 4. The calculating unit 4 has a signal source 5 which emits an alternating signal Vs with a frequency fs. The signal source 5 supplies via corresponding unspecified lines the signal sensor 2 and the reference sensor 3 with the alternating signal Vs. The reference sensor 3 is exposed to a constant physical reference variable and outputs at its output a reference signal Vref with the frequency fs to the reference signal input 6 of the calculation unit 4. The measuring sensor 2 is exposed to the physical quantity to be measured and supplies a measuring signal Vmess having the frequency fs to the measuring signal input 7 of the calculating unit 4.
The calculation unit 4 also has a first multiplexer 19 and a second multiplexer 20. The multiplexers 19, 20 each have three inputs, with the reference signal and the measurement signal being present at two of the inputs, while a switching signal Vt having a switching frequency ft, which is also referred to as a toggle frequency, is present at the third input. The switching signal is generated by a signal generator 18. The multiplexers 19, 20 switch at the switching frequency ft from the reference signal to the measurement signal or from the measurement signal to the reference signal, so that either the reference signal or the measurement signal is present at the respective one output of the multiplexers 19, 20.
The multiplexers 19, 20 are designed in such a way or are controlled in such a way via the switching signal Vt that, when the reference signal is present at the output of the first multiplexer 19, the measuring signal is present at the output of the second multiplexer 20 and vice versa. The switching frequency ft is preferably chosen to be much lower than the signal frequency fs. For example, the signal frequency fs is 300 kHz while the switching frequency ft is 1 kHz.
The calculation unit 4 also has a subtraction element 9, which forms the difference between the output signals of the multiplexers 19, 20. That is, the output signal of the subtraction element 9 corresponds to the difference between the reference signal and the measurement signal or the measurement signal and the reference signal.
The output signal of the subtraction element 9 is multiplied in a multiplier 10 (so-called multiplier) with a square wave signal with the frequency fs. The rectangular signal is preferably formed via an amplitude limiter circuit 11 (so-called limiter) either from the reference signal generated by the reference sensor 3 or from the signal supplied by the signal source 5. There are corresponding, unspecified lines are provided which connect the Amplitudenbegrenzerschaltung 11 with the signal source 5, the output of the reference sensor 3 and the multiplier 10.
In the unspecified lines to the signal source 5 and to the output of the reference sensor 3 switches 12, 13 are provided, one of which is closed and the other is open, so that at the input of the Amplitudenbegrenzerschaltung 11 either the reference signal or the signal source signal 5 is present. If the square-wave signal is generated from the signal of the signal source 5, it is preferably ensured via a phase shifter 14 that the square-wave signal has the same phase position as the reference signal. For this purpose, a phase shifter 14 (so-called phase shifter) is preferably provided in the unspecified line from the signal source 5 to the amplitude limiter circuit 11.
The calculation unit 4 also has a low-pass filter 15, a high-pass filter 16 and an amplifier 17. The output signal VMPY of the multiplier 10 is filtered in the low-pass filter 15, so that high-frequency signal components, including signal components with the frequency 2 fs, can be suppressed. The low-pass filter 15 is preferably designed such that its output variable VLP contains only signal components whose frequency is less than or equal to five times the switching frequency ft, so that a square wave signal of the frequency can essentially be reproduced essentially undistorted.
The output signal VLP of the low pass filter 15 is then filtered in the high pass filter 16 to suppress DC components and to avoid DC offset problems (DC offset problems) in the high pass filter 16 reshaped amplifier 17. With the amplifier 17, the output signal of the high-pass filter 16 is amplified. The output signal Vout of the amplifier 17 forms the output signal of the measuring system 1 or the signal output at the signal output 8 of the calculation unit 4.
The amplifier 17 may also be arranged between the subtraction element 9 and the multiplier 10. However, this would mean that the amplifier 17 would have to be designed with a broader band than when it is connected downstream of the low-pass filter 15, since the output signal of the subtraction element 9 still contains signal components with the frequency fs, which are only amplified by the multiplier 10 and the low-pass filter 15 be suppressed.
The multiplier 10 has the effect of a synchronous rectifier, so that a good linearity of the rectification process is ensured. The measuring system 1 shown in FIG. 2 represents a so-called lock-in amplifier, which is characterized in that its filter characteristic is such that interference signals having a frequency other than the signal frequency fs and their odd-numbered multiples are well suppressed. Interference signals of the frequency fs and their odd multiples can be advantageously suppressed if their phase position deviates from the phase position of the square wave signal which is generated by the amplitude limiter circuit 11. Even very noisy measurement signals supplied by the measuring sensor 2 can thus be converted into essentially noise-free output signals Vout.
FIG. 3 shows exemplary signal waveforms of signals which are used in the measuring system shown in FIG. 2. The measuring sensor 2 and the reference sensor 3 preferably deliver voltages as output signals, so that the waveforms shown in FIG. 3 d are preferably voltage profiles. The time is indicated on the abscissa of the coordinate systems a) to f) shown in FIG.
In the coordinate system a), the switching signal Vtdargestellt. The switching signal is a square wave signal with the switching frequency ft. The coordinate systems b) and c) show the multiplexer output signals Vmux1, Vmux2 of the multiplexers 19, 20. The multiplexer output signals Vmux1, Vmux2 switch after each half a period of the switching signal Vt from the reference signal to the measurement signal or from the measurement signal to the reference signal, wherein the sake of simplicity, the frequency fs of the measurement signal or the reference signal equal to four times the switching frequency ft selected while in practice it is preferably selected equal to 300 times the switching frequency ft.
In the coordinate system d), the output signal of the subtraction element 9 is shown, which is formed by the difference Vmux1-Vmux2. In the coordinate system e), the output signal VMPY of the multiplier 10 and the output signal VLP of the low-pass filter 15 are shown. The output signal VLP of the low-pass filter 15 is the output signal VMPY of the multiplier 10 filtered with the low-pass filter 15. The parameters of the low-pass filter 15 are chosen so that the output signal VLP of the low-pass filter 15 is a substantially rectangular signal with the frequency ft. In the coordinate system f) is amplified with the amplifier 17 output signal VLP of the low-pass filter 15, which was preferably additionally filtered by the high-pass filter 16 is shown.
The output signal Vout of the amplifier 17 is likewise a substantially rectangular signal of frequency ft having a greater amplitude than the low-pass filter output signal VLP.
The peak-to-peak amplitude Voutpp of the output signal Vout of the amplifier 17 is defined as twice the amplitude of the output signal Vout and is proportional to the difference between the amplitude Vmess_ampl of the measurement signal and the amplitude Vref_ampl of the reference signal, i.
<Tb> <sep> Voutpp = 2G (Vmess_ampl - Vref_ampl), <sep> where G represents the gain of the amplifier 17. The peak-peak amplitude Voutpp is preferably digitized via an analog-to-digital converter and determined numerically using a microcontroller. The analog / digital converter can be integrated in the microcontroller.
In a real measuring system typically arise temperature-dependent AC offset error and gain errors, which are more significant at a high overall gain of the measuring system and can lead to a distortion of the output signal Vout. In an ideal measuring system, the peak peak amplitude Voutpp should have the value 0 when the amplitude Vmess_ampl of the measuring signal is equal to the amplitude Vref_ampl of the reference signal. In a real measuring system, however, typically occur temperature-dependent AC offset error Vacos (also called Voffset), so that
<Tb> <sep> Voutpp = Vacos
<Sep> is. Fig. 4 shows the typical course of an offset error Vacos as a function of the temperature T, the temperature T being indicated on the abscissa and the offset error Vacos being indicated on the ordinate.
In an ideal measuring system is also at a constant difference of the amplitude Vmess_ampldes measurement signal and the amplitude Vref_ampldes reference signal, the Ausgangssignai Vout also a certain, constant value.
In a real measuring system, however, gain errors result that cause the output signal Voutbei constant amplitude of the amplitude Vmess_amplund. the amplitude Vref_ampl is not constant, but changes in particular with the temperature. FIG. 5 shows a typical progression of the gain error as a function of the temperature, wherein the temperature T on the abscissa and the percentage gain error factor GFehler on the ordinate are indicated. In FIG. 5, two curves are indicated, wherein the curve with the lower-frequency signal component corresponds to the mean value of the curve with the higher-frequency signal component.
FIG. 6 shows a block diagram of a measuring system 21 according to the invention, which comprises a measuring sensor 3, a reference sensor 2 and a calculating unit 22. The calculation unit 22 is preferably designed in accordance with the calculation unit 4 (see FIG. 2).
The calculation unit 22 has a signal source 5 for outputting a signal Vs having a frequency fs, a reference signal input 6, a measurement signal input 7 and a signal output 8. The signal source 5 can also be provided outside the calculation unit 22. The reference signal input 6 is preceded by a reference multiplexer 23 and the measuring signal input 7 is preceded by a measuring multiplexer 24. The multiplexers 23, 24 each have three signal inputs and a signal output, which are not specified.
Two signal inputs of the reference multiplexer 23 are connected to the output of the reference sensor 2, wherein between the reference sensor 2 and one of the signal inputs of the reference multiplexer 23, a signal attenuator 25 is connected, so that at the connected to the signal attenuator 25 signal input of the reference multiplexer 23, an attenuated reference signal is applied.
One of the inputs of the measuring multiplexer 24 is connected to the output of the measuring sensor 3, while another input of the measuring multiplexer 24 is connected to the output of the reference sensor 2. The multiplexers 23, 24 and / or the signal attenuator 25 can also be arranged within the calculation unit 22.
It is a microcontroller 26 is provided which controls the multiplexer 23, 24 via control signals s0 and s1. With the control signal s1, the microcontroller 26 specifies to the reference multiplexer 23 whether the reference signal or the attenuated reference signal is present at its output. With the control signal s0, the microcontroller 26 indicates to the measuring multiplexer 24 whether the reference signal or the measuring signal should be present at its output. Furthermore, the gain of the calculation unit 22 can be predetermined via the microcontroller 26.
The calculation unit 22 preferably corresponds to the calculation unit 4 shown in FIG. 2, in which two further multiplexers 19, 20 are provided (see FIG. 2). The microcontroller 26 preferably generates a control signal st which serves the switching signal Vt with the frequency ft for driving the multiplexer 19, 20 provided in the calculation unit 22 or 4, as shown in FIG.
It is preferably an analog / digital converter 27 is provided which digitizes the output signal Vout of the calculation unit 22 and the measuring system 21. The numerical value of the peak-to-peak amplitude Voutpp of the output signal Vout can be calculated in the microcontroller 26 and stored in a register of the microcontroller 26. The analog / digital converter 27 is preferably integrated in the microcontroller 26.
The microcontroller 26 preferably carries out the method according to the invention described below with reference to FIG. 7, corrects the output signal Vout from offset and amplification errors and then preferably makes the corrected output signal available digitally, for example via a serial interface.
FIG. 7 shows a flow chart of the method according to the invention. After the start of the method according to the invention, in a first method step 30, which is used to determine the offset error, the reference multiplexer 23 and the measuring multiplexer 24 (see FIG. 6) are controlled by the microcontroller 26 by the control signals s0 and s1 in such a way that both at the output of the reference multiplexer 23 as well as at the output of the measuring multiplexer 24, the reference signal is applied. The control signals s1 and s0 of the microcontroller 26 have the value 1. The output of the reference multiplexer 23 is connected to the reference signal input 6 and the output of the measuring multiplexer 24 is connected to the measuring signal input 7 of the calculation unit 22.
Both at the reference signal input 6 and at the measurement signal input 7 of the calculation unit 22 thus the reference signal is present and at the signal output 8 of the calculation unit 22 results in the output signal
<Tb> <sep> Vout = gGVacos = gG (Vref + Vacos - Vref) where Vref is the reference signal, Vacos is the offset error, g is the gain error factor, and G is the gain of the computing unit 22. The resulting output signal Vout is proportional to the offset error Vacos and is referred to as the offset signal. In the case of an ideal measuring system 21, the offset signal would have the value 0. The value determined for the offset signal is preferably stored in a register D0 of the microcontroller 26.
In a second method step 31, which serves to determine an actual gain of the measuring system, the microcontroller 26 controls the reference multiplexer 23 such that the attenuated reference signal aVrefanliegt at its output. For this purpose, the control signal s1 has the value 0. The measuring multiplexer 24 continues to control the microcontroller 26 in such a way that the reference signal Vref is present at its output. For this purpose, the control signal s0 has the value 1. At the signal output 8 of the calculation unit 22 or the measuring system 21, the following output signal results
<Tb> <sep> Vout = gG (Vref-aVref) + gGVacos = gGVref (1-a) + gGVacos, <sep> where a corresponds to the attenuation factor of the signal attenuator 25, and is preferably less than one. The determined value for the output signal Vout is preferably stored in a register D1 of the microcontroller 26.
In a third method step 32, which serves for the offset correction of the output signal determined in the second method step 31 and the determination of the actual amplification of the measuring system, the difference is formed from the values stored in the registers D1 and D0, i. from the output signal Vout = gGVref (1-a) + gGVacos formed in step 31, the offset signal gGVacos is subtracted. The actual gain value is the value
<Tb> <sep> gGVref (1-a), which is preferably stored in a register of the microcontroller 26. In this way, the output variable determined in method step 32 is corrected by the offset error or by the offset signal.
Finally, in a fourth method step 33, the measuring sensor measurement is carried out, in which the microcontroller 26 controls the reference multiplexer 23 in such a way that the reference signal Vref is present at its output, and controls the measuring multiplexer 24 in such a way that the measuring signal Vmess is present at its output. Thus, the reference signal Vref is present at the reference signal input 6 and the measurement signal Vmessan is present at the measurement signal input 7. At the signal output 8 results in the output signal
<Tb> <sep> Vout = gG (Vmeas Vref + Vacos), the value of which is preferably stored in the register D1 of the microcontroller 26.
This value is then corrected by an offset error in a fifth method step 34 by subtracting from it the value for the offset signal stored in the register D0. The thus corrected output signal Voutkorr becomes larger
<Tb> <sep> Voutkorr = gG (Vmeas - Vref + Vacos) - gGVacos = gG (Vmeas Vref).
The value determined for the corrected output signal Voutkorr is preferably stored in a register Dmessdes microcontroller 26 and is from there, for example via a serial interface, retrievable.
The corrected output signal Voutkorr is initially still a gain error (in the equations considered by the gain error factor g) afflicted. This is eliminated iteratively in the following. For this purpose, in a sixth method step 35, the actual amplification variable stored in the register Dist is compared with a predetermined desired amplification variable, which is stored, for example, in a register Dset of the microcontroller 26. If there is no gain error, i. the amplification error factor g has the value 1, so the actual amplification quantity corresponds to the desired amplification quantity. If, however, it is determined in method step 35 that the actual gain variable is greater than the setpoint gain variable, the overall gain of the measuring system 21 is reduced in a method step.
If it is determined in the method step 35 that the actual amplification variable is smaller than the setpoint amplification variable, the total amplification of the measuring system 21 is increased in a method step 37. After increasing or reducing the overall gain of the measuring system 21, the method steps 30 to 35 and 36 or 37 are repeated.
The repeated execution of the method steps can be carried out until the actual amplification variable corresponds to the desired amplification variable. Then, the overall gain of the measuring system 21 can be kept constant. However, in order to be able to correct continuously amplification errors that may occur due to time-varying temperature conditions, the method steps 30 to 35 and 36 or 37 are preferably carried out repeatedly.
The overall gain of the measurement system 21 may preferably be altered thereby, i. E. reduced or increased, that, in particular by means of the microcontroller 26, the gain G of the calculation unit 22 is reduced or increased. Alternatively or additionally, the amplitude of the signal supplied by the signal source 5 Vs, for example, also by means of the microcontroller 26, be changed. Furthermore, alternatively or additionally, a gain of the multiplier 10 of the calculation unit 22 or 4 (see FIGS. 6 and 2) can be increased or reduced. This can also be done by means of the microcontroller 26. Furthermore, additional adjustable amplifiers or attenuators can be provided at corresponding points in the measuring system 21, for example within an electronics associated with the measuring sensor 3.
Also, the overall gain of the measurement system 21 can be influenced via a change in a reference voltage of the analog / digital converter 27.
FIG. 8 shows a block diagram of a control for correcting the gain error. The controlled system is formed by the measuring system 21 (cf. FIG. 6). On the controlled system 21 is a disturbance, for example, a sudden change in temperature, a. The output variable of the measuring system 21 is formed by the actual amplification variable, and a reference value-actual value comparison takes place at a connection point 40, wherein the desired value is formed by the desired amplification variable and the actual value by the actual amplification variable. The difference between the desired value and the actual value determined at the connection point 40 is applied to a quantizer 41, by means of which the value of the gain manipulated variable is determined as the output value during the transition from step 35 to step 30 via step 36 or 37 (see FIG.
The output value of the quantizer 41 is applied to an integrator 42 whose output variable represents the gain control variable for setting the overall gain of the controlled system or of the measuring system 21. By providing the integrator 42, steady state deviations from set point and actual value, i. of Istverstärkungsgrösse and Sollverstärkungsgrösse be avoided.
FIG. 9 shows the curves of signals or quantities occurring in the block diagram of FIG. 8. The coordinate system g) shows the time profile of a disturbance variable at which an interference quantity jump, for example a temperature jump, takes place at the instant t1. Coordinate system h) shows the course of the Istverstärkungsgrösse, which is adjusted to a target gain value (setpoint). After the abrupt change in the disturbance variable at time t1, after a brief drop in the actual amplification value, once again the actual amplification variable is adjusted to the desired amplification variable, i. the disturbance variable is corrected. In the coordinate system i) the temporal course of the gain control variable is shown.
When adjusting the Istverstärkungsgrösse to the target value or the target gain variable, the gain variable changes so long until the target gain is reached. After that, it oscillates around a constant mean, unless the control process is stopped and the gain is frozen. At time t1 of the disturbance step jump, the gain manipulated variable starts to wander again until the gain manipulated variable has again reached its nominal value.