[0001] Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur hochfrequent potentialgetrennten bidirektionalen Kopplung der Versorgungsspannungen des Antriebsstranges und der Hilfsbetriebe eines Hybridfahrzeuges wie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Stand der Technik
[0002] In Hybridfahrzeugen wird zur Erzeugung des Antriebsmomentes neben der Verbrennungskraftmaschine eine, i.a. über einen Dreiphasen-Pulswechselrichter aus einer hohen Gleichspannung (Zwischenkreisspannung) gespeiste elektrische Drehfeldmaschine eingesetzt. Weiters sind Hilfsbetriebe angeordnet, welche i.a. eine relativ geringe, batteriegepufferte Versorgungsgleichspannung (Batteriespannung) benötigen und einen im Vergleich zur Antriebsleistung geringen Leistungsbedarf aufweisen.
Aus betriebstechnischen Gründen ist eine hinsichtlich Leistungsfluss unidirektionale oder bidirektionale potentialgetrennte Kopplung beider Spannungsebenen vorzusehen, wofür nach dem derzeitigen Stand der Technik im einfachsten Fall ein expliziter potentialgetrennter DC/DC-Konverter, in bekannter Form gebildet aus einer eingangsseitig an der Zwischenkreisspannung liegenden Brückenschaltung elektronischer Schalter, welche über eine Koppeiimpedanz die Primärwicklung eines Hochfrequenztransformators, d.h. allgemein den Eingang eines hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles ansteuert, dessen Ausgang, im Falle eines Hochfrequenztransformators ausgeführt als Sekundärwicklung für unidirektionalen Leistungstransfer über eine Diodenbrückenschaltung die Batteriespannung speist.
Die Koppelimpedanz dient hierbei der Symmetrierung der an die Primärwicklung gelegten positiven und negativen Spannungszeitflächen oder der Erweiterung auf resonanten Betrieb. Für bidirektionalen Leistungstransfer wird sekundärseitig, ebenfalls eine Vollbrücke elektronischer Schalter angeordnet und die Sekundärwicklung über eine Koppelimpedanz an deren Eingänge gelegt; der Leistungstransfer dieser, auch als Dual-Active-Bridge bezeichneten Anordnung wird im einfachsten Fall bezüglich Betrag und Richtung über die Phasenverschiebung der an die Primär- und an die Sekundärwicklung gelegten Rechteckspannungen eingestellt. Alternativ zu den Vollbrückenschaltungen können primär- und/oder sekundärseitig auch Halbbrückenschaltungen Einsatz finden, hierbei wird ein Ende der Primär- und/oder Sekundärwicklung an den kapazitiv gebildeten Mittelpunkt der Primär- bzw.
Sekundärspannung gelegt und somit eine Reduktion des Realisierungsaufwandes durch Entfall eines Brückenzweiges erreicht.
[0003] Aus der Literatur sind bidirektionale DC/DC-Konverterschaltungen ohne Potentialtrennung bekannt, für welche die positive Klemme der Batterie direkt mit dem Sternpunkt der Drehfeldmaschine und der negative Pol mit der negativen Zwischenkreisspannungsschiene verbunden ist. Der Dreiphasen-Pulswechselrichter übernimmt dann in Kombination mit der Drehfeldmaschine die Funktion eines DC/DC-Konverters. Die ohne Verbindung mit einer Batterie am Maschinensternpunkt prinzipbedingt auftretende schaltfrequente Nullspannung ist dann als ansteuernde Spannung und die Nullimpedanz der Drehfeldmaschine als Ausgangsinduktivität des DC/DC-Konverters zu denken. Für die Nullspannung bzw. den Nullstrom stellt der Dreiphasen-Pulswechselrichter also einen Ersatz-Brückenzweig und die Drehfeldmaschine eine Längsinduktivität dar.
[0004] Würde dieser Brückenzweig als Teil eines potentialgetrennten DC/DC-Konverters verwendet, wäre allerdings als grundsätzlicher Nachteil eine Abhängigkeit der Amplitude der schaltfrequenten Harmonischen der am Ausgang des Ersatz-Brückenzweiges gebildeten Nullspannung (schaltfrequente Nullspannungsgrundschwingung) von der Aussteuerung des Pulswechselrichters gegeben; wie von der Theorie dreiphasiger Pulswechselrichter bekannt, resultiert mit zunehmender Aussteuerung eine Abnahme der Amplitude der schaltfrequenten Nullspannungsgrundschwingung, weiters schwankt die Amplitude über eine Ausgangsperiode, vor allem wenn den Ausgangsphasenspannungen des Dreiphasen-Pulswechselrichters zur maximalen Nutzung des linearen Aussteuerbereiches in bekannter Weise eine Harmonische mit dreifacher Ausgangsfrequenz überlagert wird.
Darüber hinaus verschwindet für den bei hohen Drehzahlen der Drehfeldmaschine gegebenen Vollblockbetrieb des Pulswechselrichters die schaltfrequente Nullspannung vollständig, es liegt dann ein rechteckförmiger Verlauf der Nullspannung mit dreifacher Ausgangsfrequenz vor, welcher nicht in Verbindung mit einem auf Schaltfrequenz ausgelegten DC/DC genutzt werden kann. In Konsequenz wäre dann eine Übersteuerung oder der Vollblockbetrieb des Dreiphasenpulswechselrichters zu meiden, womit eine wesentliche Einschränkung des Betriebsbereichs des Pulswechselrichters und somit des Antriebs resultieren würde, welche aufgrund der im Vergleich zum DC/DC-Konverter hohen Bauleistung des Pulswechselrichters aus wirtschaftlicher Sicht nicht in Kauf genommen werden kann.
Detaillierte Darstellung der Erfindung
[0005] Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Vorrichtung zu schaffen, welche die Verwendung des Dreiphasenpulswechselrichters und der Drehfeldmaschine zur Realisierung der Teilfunktion eines unidirektionalen oder bidirektionalen DC/DC-Konverters zur Speisung der Hilfsbetriebe ohne Einschränkung des Spannungsaussteuerbereiches des Dreiphasenpulswechselrichters erlaubt.
[0006] Erfindungsgemäss wird dies durch die Vorrichtung nach Patentanspruch 1, 2 oder 4 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den abhängigen Patentansprüchen zu entnehmen.
Wie eingangs beschrieben, weist die an einem freien Maschinensternpunkt auftretende Nullspannung abhängig von der Aussteuerung des Pulswechselrichters einen unterschiedlichen Zeitverlauf bzw. eine unterschiedliche spektrale Zusammensetzung auf. Grundgedanke der Erfindung ist nun, diese Spannungsänderung durch eine elektronische Umschaltvorrichtung (Hilfsbrückenzweig) auszugleichen und so eine Speisung des hochfrequent potentialtrennenden Teiles des uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverters mit einer in der Amplitude einstellbaren, vom Aussteuerzustand des Pulswechselrichters unabhängigen schaltfrequenten Spannung zu ermöglichen.
Der Eingang des hochfrequent potentialtrennden Teils des DC/DC-Konverters wird hiefür über eine Koppelimpedanz zwischen den Stempunkt der Drehfeldmaschine und den Eingang des Hilfsbrückenzweiges gelegt, wobei der Hilfsbrückenzweig durch einen in Stromflussrichtung zwischen der positiven Zwischenkreisschiene und dem Hilfsbrückenzweigeingang angeordneten oberen Hilfs-Leistungstransistor mit antiparalleler Hilfs-Freilaufdiode und durch einen unteren, zwischen dem Hilfsbrückenzweigeingang und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene angeordneten unteren Hilfs-Leistungstransistor mit antiparalleler Hilfs-Freilaufdiode gebildet wird.
Für eine Verbindung des Hilfsbrückenzweigeingangs mit der positiven Zwischenkreisspannungsschiene wird der obere Hilfs-Leistungstransistor, für eine Verbindung mit der negativen Zwischenkreisschiene der untere Hilfs-Leistungstransistor durchgeschaltet. Anzumerken ist, dass die Serienimpedanz vorteilhaft so gewählt werden kann, dass in Verbindung mit der Nullimpedanz der Drehfeldmaschine ein Resonanzkreis gebildet wird, dessen Resonanzfrequenz gegenüber der Schaltfrequenz z.B. so gewählt ist, dass ein entlastetes Schalten des Hilfsbrückenzweiges resultiert.
[0007] Die Möglichkeit der Taktung der Spannung am Eingang des Hilfsbrückenzweiges erlaubt eine weitere, in Patentanspruch 2 beschriebene Ausgestaltung der erfindungsgemässen Vorrichtung. Hierbei wird ein Ende des hochfrequent potentialtrennenden Teils des uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverters nicht an den Sternpunkt der Drehfeldmaschine, sondern über eine Koppelimpedanz direkt an eine Phasenausgangsklemme des Dreiphasenpulswechselrichters gelegt, womit der Sternpunkt der Statorwicklung der Drehfeldmaschine nicht zugänglich sein muss und die Nullimpedanz der Maschine keinen Einfluss auf den Betrieb des DC/DC-Konverters nimmt.
Die Koppelimpedanz ist hierbei so gewählt, dass die in der zwischen Phasenausgangsklemme und Hilfsbrückenzweigeingang liegenden Spannung enthaltenen niederfrequenten Spektralanteile unterdrückt werden und nur schaltfrequente Spannungskomponenten an den Eingang des hochfrequent potentialtrennenden Teils des uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverters gelangen.
[0008] Für die Vorrichtung nach Patentanspruch 3 ist in sinngemäss dreiphasiger Erweiterung der Anordnung nach Anspruch 2 an jede Phasenklemme des Dreiphasenpulswechselrichters über eine Koppelimpedanz jeweils eine Eingangsklemme je eines hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles gelegt, wobei die zweiten Enden der hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteile in einem weiteren Sternpunkt vereint sind, der mit dem Eingang des Hilfsbrückenzweiges verbunden ist.
Die schaltfrequenten Ausgangswechselspannungen der hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteile sind dabei so gleichsinnig in Reihe geschaltet (Dreiphasenserienschaltung), dass eingangsseitige symmetrische dreiphasige Spannungsanteile sich im Zeitaugenblick zu Null ergänzen und so nicht in der hochfrequenten Ausgangswechselspannung auftreten, welche über eine Koppelimpedanz an eine uni- oder bidirektionale Gleichrichterschaltung gelegt wird, die ausgangsseitig an Batteriespannung liegt. Vorteilhaft erlaubt diese Ausführung einen von der Nullimpedanz der Drehfeldmaschine unabhängigen Betrieb und eine Aufteilung der Leistung der DC/DC-Konversion auf Teileinheiten, welche bei beengtem Bauraum ggf. konstruktiv einfacher als ein System unterzubringen sind.
[0009] Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Vorrichtung nach Anspruch 3 beschreibt der Patentanspruch 4. Hierbei werden die in Serie zu den einzelnen Primärwicklungen der Phasentransformatoren liegenden Koppelimpedanzen weggelassen und durch eine einzelne, in der Verbindung des Sternpunktes der hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteile mit dem Eingang des Hilfsbrückenzweiges liegende Koppelimpedanz ersetzt.
[0010] Gemäss Patentanspruch 5 ist eine Verbesserung der Steuerbarkeit der DC/DC-Konversion der Anordnungen nach Anspruch 1 bis 4 bei Verfügbarkeit eines weiteren Spannungsniveaus am Eingang des Hilfsbrückenzweiges, d.h. bei Realisierung des Hilfsbrückenzweiges durch einen elektronischen Dreipunktschalter möglich.
Hierbei wird der elektronische Dreipunktschalter durch Anordnung von zwei oberen Leistungstransistoren in Stromflussrichtung zwischen der positiven Zwischenkreisspannungsschiene und dem Hilfsbrückenzweigeingang und einer weiteren Serienschaltung von zwei unteren Leistungstransistoren in Stromflussrichtung zwischen Hilfsbrückenzweigeingang und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene realisiert, wobei antiparallel zu jedem Leistungstransistor eine Freilaufdiode liegt und vom Mittelpunkt eines kapazitiven Teilers der Zwischenkreisspannung eine obere Klemmdiode in Stromflussrichtung gegen den beiden oberen Transistoren gemeinsamen Schaltungspunkt und eine weitere, untere Klemmdiode von dem beiden unteren Transistoren gemeinsamen Schaltungspunkt gegen den Mittelpunkt des kapazitiven Teilers geschaltet wird.
Für eine Verbindung des Hilfsbrückenzweigeingangs mit der positiven Zwischenkreisspannungsschiene werden dann die beiden oberen, für eine Verbindung mit der negativen Zwischenkreisspannungsschiene die beiden unteren Transistoren durchgeschaltet. Eine bidirektionale Verbindung des Hilfsbrückenzweigeingangs mit dem kapazitiven Zwischenkreisspannungsmittelpunkt wird durch Einschalten der beiden, direkt mit dem Hilfsbrückenzweigeingang verbundenen Transistoren erreicht. Anzumerken ist, dass neben dieser Realisierung des elektronischen Dreipunktschalters noch weitere Realisierungsformen, beispielsweise in Flying-Capacitor-Topologie, möglich sind und darüber hinaus auch eine höhere Zahl von Spannungsniveaus vorgesehen werden könnte, wobei jedoch kein grundsätzlicher Unterschied in der Funktion, sondern nur eine höhere Zahl von Freiheitsgraden zur Spannungssteuerung resultiert.
[0011] Bezüglich der Ausführung der Ausgangsseite des DC/DC-Konverters ist anzumerken, dass zur Gleichrichtung der am Ausgang des potentialtrennenden Schaltungsteiles auftretenden schaltfrequenten Spannung alle, von DC/DC-Konvertern bekannten Gleichrichterschaltungen, d.h. Dioden-Vollbrückenschaltungen und insbesondere auch Gleichrichterschaltungen mit nur zwei Dioden (Mittelpunktsschaltungen, Current-Doubler), eingesetzt werden können.
Im einfachsten Fall werden die Ausgänge des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles an die Eingänge einer Diodenbrücke mit ausgangsseitigen magnetischen und elektrischen Speicherelementen zur Filterung pulsfrequenter Anteile der Sekundärspannung geführt,
wobei die Batteriespannung über einem elektrischen Speicher abgegriffen wird.
Um einen weiteren Freiheitsgrad der Steuerung des Leistungstransfers des DC/DC-Konverters zu erreichen, kann die Gleichrichterschaltung durch elektronische Schalter auch so erweitert werden, dass neben der durch die Funktion der Diodenbrückenschaltung resultierenden Spannung unabhängig von der Richtung des Sekundärstromes auch Spannung Null eingestellt werden kann. Dies ist beispielsweise durch zwei in Gegen-Serienschaltung verbundene und zwischen die Klemmen der Sekundärwicklung gelegte Transistoren mit Seriendioden in Stromflussrichtung erreichbar; für Einschalten beider Transistoren tritt dann Sekundärspannung Null auf.
Alternativ wäre anstelle der Gegenserienschaltung auch eine Realisierung des Kurzschlussschalters mit einer Diodenbrücke und nur einem, zwischen deren Ausgangsklemmen liegenden Leistungstransistor möglich. Alternativ können antiparallel zu den mit der negativen Spannungsschiene verbundenen Dioden der Diodenbrückenschaltung Leistungstransistoren angeordnet werden; werden beide Transistoren eingeschaltet, liegt für beide Richtungen des Stromes am Eingang der Diodenbrücke eine, jeweils über einen Transistor und eine Diode führende Verbindung der Eingangsklemmen der Diodenbrücke vor. Analog können die Leistungstransistoren bei gleicher Funktion auch antiparallel zu den mit der positiven Spannungsschiene verbundenen Dioden der Diodenbrückenschaltung angeordnet werden.
Eine weitere Realisierungsform wäre ein am Ausgang der Diodenbrückenschaltung angeordneter Kurzschlussschalter, wobei dann eine Entkopplungsdiode zur Batteriespannung vorzusehen ist.
[0012] Weiters sei darauf hingewiesen, dass die erfindungsgemässen Vorrichtungen auch bei Ausführung des Dreiphasen-Pulswechselrichters in Mehrpunkt-, also z.B. in Dreipunkt-Topologie eingesetzt werden können.
Aufzählung der Zeichnungen
[0013] Die Erfindung wird im Weiteren anhand einer Zeichnung näher beschrieben.
<tb>Fig. 1<sep>zeigt ein Prinzipschaltbild der erfindungsgemässen Vorrichtung nach Anspruch 1.
Ausführung der Erfindung
[0014] In Fig. 1 sind die in Stern geschalteten Statorphasenwicklungen 1, 2, 3 einer elektrischen Drehfeldmaschine 4 an die Phasenausgänge 5, 6, 7 eines Dreiphasenpulswechselrichters 8 bekannter Struktur gelegt. Die Ausgänge 5, 6, 7 werden durch drei elektronische Umschalter in Form von zwischen der positiven Zwischenkreisspannungsschiene 9 und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene 10 angeordneten Halbbrückenzweigen 11, 12, 13 gebildet, wobei jeder Brückenzweig 11, 12, 13 einen zwischen der positiven Zwischenkreisspannungsschiene 9 und dem Phasenausgang 5 oder 6 oder 7 liegenden oberen Leistungstransistor 14 und einen zwischen dem Phasenausgang 5 oder 6 oder 7 und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene 10 liegenden unteren Leistungstransistor 15 aufweist und antiparallel zu den Leistungstransistoren obere und untere Freilaufdioden 16 und 17 angeordnet sind.
Der Sternpunkt 18 der Statorphasenwicklung wird über eine Koppelimpedanz 19 an das erste Ende 20 der Eingangsseite 21 des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles 22 eines uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverters 23 gelegt und das zweite Ende 24 der Eingangsseite 21 des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles 22 erfindungsgemäss mit dem Eingang 25 eines zwischen der positiven und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene 9, 10 angeordneten Hilfsbrückenzweiges 26 verschaltet, wobei der Hilfsbrückenzweig 26 gleiche Struktur wie ein Brückenzweig 11, 12, 13 des Dreiphasenpulswechselrichters 8, d.h.
einen zwischen der positiven Zwischenkreisspannungsschiene 9 und dem Hilfsbrückenzweigeingang 25 liegenden oberen Hilfs-Leistungstransistor 14a und einen zwischen dem Hilfsbrückenzweigeingang 25 und der negativen Zwischenkreisspannungsschiene 10 liegenden unteren Hilfs-Leistungstransistor 15a aufweist, wobei antiparallel zu den Leistungstransistoren obere und untere Hilfs-Freilaufdioden 16a und 17a angeordnet sind, und der Hilfsbrückenzweig 26 die Funktion eines elektronischen Umschalters zwischen positiver und negativer Zwischenkreisspannungsschiene 9, 10 aufweist, d.h. bei entsprechender Ansteuerung der Hilfs-Leistungstransistoren 14a, 15a eine Verbindung des Hilfsbrückenzweigeingangs 25 mit der positiven oder negativen Zwischenkreisspannungsschiene 9,10 hergestellt wird.
Die Ausgangsseite 27 des uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverter 23 wird durch den ausgangsseitigen Teil des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles 22 und eine uni- oder bidirektionale Gleichrichterschaltung gebildet, zwischen deren positiver Ausgangsspannungsschiene 28, und negativen Ausgangsspannungsschiene 29 die, die Spannung der Hilfsbetriebe puffernde Batterie 30 angeordnet ist.
Durch den Hilfsbrückenzweig 26 kann eine,
unabhängig von der Aussteuerung des Dreiphasen-Pulswechselrichters 8 auftretende Änderung der am ersten Ende 20 des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles 22 des uni- oder bidirektionalen DC/DC-Konverter 23 angelegten Spannung ausgeglichen und so unabhängig vom Arbeitspunkt des Dreiphasenpulswechselrichters 8 eine definierte Amplitude der schaltfrequenten Eingangsspannung des hochfrequent potentialtrennenden Schaltungsteiles 22 eingestellt bzw. der Leistungsfluss an die Sekundärseite geregelt werden.
The invention relates to a device for high-frequency isolated bidirectional coupling of the supply voltages of the drive train and the auxiliary operations of a hybrid vehicle as described in the preamble of claim 1.
State of the art
In hybrid vehicles for generating the drive torque in addition to the internal combustion engine, i.a. Using a three-phase pulse inverter from a high DC voltage (DC link voltage) fed electric induction machine used. Furthermore auxiliary plants are arranged, which i.a. require a relatively low, battery-backed DC supply voltage (battery voltage) and have a low power consumption compared to the drive power.
For operational reasons, a power-unidirectional or bidirectional potential-isolated coupling of both voltage levels is provided for what the current state of the art in the simplest case, an explicit potential-separated DC / DC converter, formed in a known form from an input side of the intermediate circuit voltage bridge circuit electronic switch, which via a Koppeiimpedanz the primary winding of a high-frequency transformer, ie generally drives the input of a high-frequency potential-separating circuit part whose output, in the case of a high-frequency transformer designed as a secondary winding for unidirectional power transfer via a diode bridge circuit feeds the battery voltage.
The coupling impedance serves to balance the positive and negative voltage time surfaces applied to the primary winding or the expansion to resonant operation. For bidirectional power transfer, a full-bridge electronic switch is also arranged on the secondary side, and the secondary winding is connected to its inputs via a coupling impedance; The power transfer of this arrangement, also referred to as a dual-active bridge, is set in the simplest case with respect to magnitude and direction via the phase shift of the square-wave voltages applied to the primary and to the secondary winding. As an alternative to the full-bridge circuits, half-bridge circuits can also be used on the primary side and / or secondary side, in which case one end of the primary and / or secondary winding is connected to the capacitively formed center of the primary or secondary winding.
Secondary voltage and thus achieved a reduction of the implementation effort by eliminating a bridge branch.
From the literature bidirectional DC / DC converter circuits are known without electrical isolation, for which the positive terminal of the battery is connected directly to the neutral point of the induction machine and the negative pole to the negative DC link voltage rail. The three-phase pulse inverter then takes over the function of a DC / DC converter in combination with the induction machine. The switching-frequency zero voltage occurring in principle without connection to a battery at the machine star point is then to be considered as the driving voltage and the zero impedance of the induction machine as output inductance of the DC / DC converter. For the zero voltage or the zero current of the three-phase pulse inverter thus represents a replacement bridge branch and the induction machine is a longitudinal inductance.
If this bridge branch used as part of a potential-separated DC / DC converter, however, a fundamental disadvantage would be a dependence of the amplitude of the switching-frequency harmonics formed at the output of the spare bridge branch zero voltage (switching frequency zero voltage fundamental) of the modulation of the pulse inverter; As known from the theory of three-phase pulse inverters, with increasing modulation results in a decrease in the amplitude of the switching frequency zero-voltage fundamental, further the amplitude varies over an output period, especially if the output phase voltages of the three-phase inverter for maximum utilization of the linear modulation range in a known manner a harmonic with triple Output frequency is superimposed.
In addition, disappears for the given at high speeds of the induction machine full block operation of the pulse inverter, the switching frequency zero voltage completely, then there is a rectangular course of zero voltage with triple output frequency, which can not be used in conjunction with a designed for switching frequency DC / DC. As a consequence, an overload or full-block operation of the three-phase pulse inverter would have to be avoided, which would result in a substantial restriction of the operating range of the pulse inverter and thus of the drive, which would not be economically viable due to the high construction output of the pulse-controlled inverter compared to the DC / DC converter can be taken.
Detailed illustration of the invention
The object of the invention is therefore to provide a device which allows the use of the three-phase pulse inverter and the induction machine for realizing the partial function of a unidirectional or bidirectional DC / DC converter for feeding the auxiliary operations without limiting the Spannungsaussteuerbereiches of the three-phase pulse inverter.
This is achieved by the device according to claim 1, 2 or 4 according to the invention. Further advantageous embodiments of the invention can be found in the dependent claims.
As described at the outset, the zero voltage occurring at a free machine star point has a different time profile or a different spectral composition, depending on the modulation of the pulse-controlled inverter. The basic idea of the invention is now to compensate for this voltage change by means of an electronic switching device (auxiliary bridge branch) and thus to enable a supply of the high-frequency potential-separating part of the unidirectional or bidirectional DC / DC converter with an amplitude-adjustable switching frequency independent of the control state of the pulse inverter ,
The input of the high-frequency potential-separating part of the DC / DC converter is placed over a coupling impedance between the Stempunkt the induction machine and the input of the auxiliary bridge branch, wherein the auxiliary bridge branch by a arranged in the current flow direction between the positive DC bus bar and the auxiliary bridge branch input upper auxiliary power transistor with antiparallel Auxiliary freewheeling diode and by a lower, arranged between the auxiliary bridge branch input and the negative intermediate circuit voltage rail lower auxiliary power transistor with antiparallel auxiliary freewheeling diode is formed.
For a connection of the auxiliary bridge branch input to the positive intermediate circuit voltage rail, the upper auxiliary power transistor is switched through, for a connection to the negative intermediate circuit rail the lower auxiliary power transistor. It should be noted that the series impedance can advantageously be chosen such that in conjunction with the zero impedance of the induction machine, a resonant circuit is formed whose resonant frequency is opposite to the switching frequency, e.g. is selected so that a relieved switching of the auxiliary bridge branch results.
The possibility of clocking the voltage at the input of the auxiliary bridge branch allows a further, described in claim 2 embodiment of the inventive device. In this case, one end of the high-frequency potential-separating part of the unidirectional or bidirectional DC / DC converter is not connected to the star point of the induction machine but via a coupling impedance directly to a phase output terminal of the three-phase pulse inverter, whereby the neutral point of the stator winding of the induction machine must not be accessible and the Zero impedance of the machine does not affect the operation of the DC / DC converter.
The coupling impedance is in this case selected such that the low-frequency spectral components contained in the voltage lying between the phase output terminal and the auxiliary bridge branch input are suppressed and only switching-frequency voltage components reach the input of the high-frequency potential-separating part of the unidirectional or bidirectional DC / DC converter.
For the device according to claim 3, a respective input terminal of a high-frequency potential-separating circuit part is placed in analogous three-phase extension of the arrangement according to claim 2 to each phase terminal of the three-phase pulse inverter via a coupling impedance, the second ends of the high-frequency potential-separating circuit parts united in another star point are connected to the input of the auxiliary bridge branch.
The switching-frequency AC output voltages of the high-frequency potential-separating circuit components are connected in series in the same direction (three-phase series) that the input side symmetrical three-phase voltage components complement each other at zero time and so do not occur in the high-frequency output AC voltage, which applied via a coupling impedance to a unidirectional or bidirectional rectifier circuit which is the output side of battery voltage. Advantageously, this embodiment allows independent of the zero impedance of the induction machine operation and a breakdown of the power of the DC / DC conversion to subunits, which may be structurally easier to accommodate in a confined space than a system.
An advantageous embodiment of the device according to claim 3 describes the claim 4. Here, the lying in series with the individual primary windings of the phase transformers coupling impedances are omitted and by a single, in the connection of the neutral point of the high-frequency potential-separating circuit parts with the input of the auxiliary bridge branch Coupling impedance replaced.
According to claim 5 is an improvement in the controllability of the DC / DC conversion of the arrangements according to claim 1 to 4 with availability of a further voltage level at the input of the auxiliary bridge branch, i. in realization of the auxiliary bridge branch by an electronic three-point switch possible.
Here, the electronic three-point switch is realized by arranging two upper power transistors in the current flow direction between the positive DC bus voltage rail and the auxiliary bridge branch input and another series connection of two lower power transistors in the current flow direction between the auxiliary bridge branch input and the negative DC link voltage rail, wherein a freewheeling diode is in anti-parallel to each power transistor and from the center of a capacitive divider of the intermediate circuit voltage an upper clamping diode in the current flow direction against the two upper transistors common circuit point and another, lower clamping diode of the two lower transistors common circuit point is switched to the center of the capacitive divider.
For a connection of the auxiliary bridge branch input to the positive intermediate circuit voltage rail, the two upper transistors are then connected through, for a connection to the negative intermediate circuit voltage rail, the two lower transistors. A bidirectional connection of the auxiliary bridge branch input to the capacitive intermediate circuit voltage center is achieved by switching on the two transistors connected directly to the auxiliary bridge branch input. It should be noted that in addition to this realization of the electronic three-point switch even more implementation forms, for example in Flying Capacitor topology, possible and beyond a higher number of voltage levels could be provided, but with no fundamental difference in the function, but only a higher Number of degrees of freedom for voltage control results.
With regard to the design of the output side of the DC / DC converter, it should be noted that, to rectify the switching-frequency voltage occurring at the output of the potential-separating circuit part, all the rectifier circuits known from DC / DC converters, i. Diode full bridge circuits and in particular also rectifier circuits with only two diodes (center-point circuits, current doubler), can be used.
In the simplest case, the outputs of the high-frequency potential-separating circuit part are fed to the inputs of a diode bridge with output-side magnetic and electrical memory elements for filtering pulse-frequency components of the secondary voltage,
wherein the battery voltage is tapped via an electrical storage.
In order to achieve a further degree of freedom of the control of the power transfer of the DC / DC converter, the rectifier circuit can also be extended by electronic switches so that in addition to the voltage resulting from the function of the diode bridge circuit voltage zero can be set regardless of the direction of the secondary current , This can be achieved, for example, by means of two transistors connected in counter-series connection and placed between the terminals of the secondary winding with series diodes in the direction of current flow; for switching on both transistors then secondary voltage zero occurs.
Alternatively, a realization of the short-circuit switch with a diode bridge and only one, lying between the output terminals power transistor would be possible instead of the counter-series circuit. Alternatively, power transistors may be arranged in anti-parallel to the diodes of the diode bridge circuit connected to the negative voltage rail; If both transistors are switched on, there is a connection of the input terminals of the diode bridge leading in both directions of the current at the input of the diode bridge, in each case via a transistor and a diode. Similarly, the power transistors can be arranged in the same function and anti-parallel to the connected to the positive voltage rail diodes of the diode bridge circuit.
Another embodiment would be a arranged at the output of the diode bridge circuit shorting switch, in which case a decoupling diode is provided for battery voltage.
It should also be noted that the inventive devices in multipoint, so for example in execution of the three-phase pulse inverter. can be used in three-point topology.
List of drawings
The invention will be described in more detail with reference to a drawing.
<Tb> FIG. 1 <sep> shows a block diagram of the device according to the invention according to claim 1.
Embodiment of the invention
In Fig. 1, the star-connected stator windings 1, 2, 3 of a rotary electric machine 4 are applied to the phase outputs 5, 6, 7 of a three-phase pulse inverter 8 of known structure. The outputs 5, 6, 7 are formed by three electronic switches in the form of arranged between the positive DC bus voltage rail 9 and the negative DC link bus 10 half bridge branches 11, 12, 13, wherein each bridge branch 11, 12, 13 a between the positive DC bus voltage rail 9 and the Phase output 5 or 6 or 7 lying upper power transistor 14 and a lying between the phase output 5 or 6 or 7 and the negative DC link voltage rail 10 lower power transistor 15 and antiparallel to the power transistors upper and lower free-wheeling diodes 16 and 17 are arranged.
The neutral point 18 of the stator phase winding is applied via a coupling impedance 19 to the first end 20 of the input side 21 of the high-frequency potential-separating circuit part 22 of a unidirectional or bidirectional DC / DC converter 23 and the second end 24 of the input side 21 of the high-frequency potential-separating circuit part 22 according to the invention the input 25 of a arranged between the positive and negative DC bus voltage rail 9, 10 auxiliary bridge branch 26, wherein the auxiliary bridge branch 26 has the same structure as a bridge branch 11, 12, 13 of the three-phase pulse inverter 8, ie
an upper auxiliary power transistor 14a located between the positive intermediate circuit voltage rail 9 and the auxiliary bridge branch input 25 and a lower auxiliary power transistor 15a located between the auxiliary bridge branch input 25 and the negative intermediate circuit voltage rail 10, with upper and lower auxiliary flywheel diodes 16a and 17a arranged in antiparallel to the power transistors are, and the auxiliary bridge branch 26 has the function of an electronic switch between positive and negative DC link voltage rail 9, 10, ie upon appropriate activation of the auxiliary power transistors 14a, 15a, a connection of the auxiliary bridge branch input 25 to the positive or negative intermediate circuit voltage rail 9, 10 is produced.
The output side 27 of the unidirectional or bidirectional DC / DC converter 23 is formed by the output part of the high-frequency potential-separating circuit part 22 and a unidirectional or bidirectional rectifier circuit, between whose positive output voltage rail 28 and negative output voltage rail 29, the voltage of the auxiliary operations buffering Battery 30 is arranged.
By the auxiliary bridge branch 26 can one,
regardless of the modulation of the three-phase pulse inverter 8 occurring change compensated at the first end 20 of the high-frequency floating part circuit 22 of the unidirectional or bidirectional DC / DC converter 23 voltage applied and so independent of the operating point of the three-phase pulse 8 a defined amplitude of the switching frequency input voltage of set high-frequency potential-separating circuit part 22 and the power flow to the secondary side are regulated.