Die Erfindung betrifft einen Gaszähler und eine Verwendung dieses Gaszählers gemäss Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche.
Gaszähler sind Geräte, mit denen der Gasverbrauch eines Konsumenten gemessen wird, so dass die verbrauchte Gasmenge dem Konsumenten in Rechnung gestellt werden kann. Normale volumetrische Gaszähler haben den Nachteil, dass ihre Messwerte abhängig von Druck und Temperatur sind. Dies führt zu einer ungerechten Berechnung der Gaskosten.
Es stellt sich deshalb die Aufgabe, einen Gaszähler der eingangs genannten Art bereitzustellen, der möglichst genaue Verbrauchswerte bestimmt, um eine gerechtere Berechnung der Gaskosten zu ermöglichen.
Gemäss Anspruch 1 wird diese Aufgabe gelöst, indem der Massenfluss des Gases bestimmt und über die Zeit integriert wird. Somit wird also nicht das Volumen, sondern die Masse des konsumierten Gases ermittelt. Da die Masse auch dem Brennwert des Gases entspricht, erlaubt dies eine gerechtere Gebührenberechnung.
Vorzugsweise weist der Gaszähler einen integrierten Massenflussdetektor auf mit einem Sensorelement, einem Analogteil und einem Digitalteil. Im Digitalteil werden die Messdaten linearisiert. Getrennt davon ist ein Mikrocontroller vorgesehen, der den Massenfluss über die Zeit integriert.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor auf einem Halbleitersubstrat bereitzustellen, der eine möglichst hohe Genauigkeit bei geringen Herstellungskosten besitzt.
Diese Aufgabe wird gelöst, indem auf dem Halbleitersubstrat gleichzeitig noch ein Analogteil und ein Digitalteil integriert werden. Im Analogteil werden die Signale vorverarbeitet, d.h. zum Beispiel verstärkt, und sodann digitalisiert. Im Digitalteil werden die digitalisierten Daten linearisiert. Indem die Teile alle auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat integriert werden, ergibt sich eine Reduktion der Herstellungskosten. Dennoch kann dank der Linearisierung eine hohe Genauigkeit, selbst über einen grossen Bereich der Gasströmung, erzielt werden.
Um Störungen der schwachen Signale vom Sensor möglichst zu vermeiden, wird der Analogteil zwischen dem Digitalteil, der für die meisten Störungen verantwortlich ist, und dem Sensorelement angeordnet.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor auf einer Membran bereitzustellen, welcher mechanisch möglichst robust ist.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass über der Membran eine tensile Passivierungsschicht aufgebracht wird. Eine derartige Passivierungsschicht vermag die Membran unter einen tensilen Gesamtstress zu setzen. Dadurch wird ein Durchbiegen, welches z.B. eine Herabsetzung der mechanischen Stabilität verursachen würde, verhindert.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor auf einer Membran bereitzustellen, welcher eine schaltungstechnisch einfach aufgebaute Heizung besitzt.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass die Heizung aus mehreren Widerständen besteht, welche sich parallel zueinander als Leiterbahnen über die öffnung erstrecken und auf einer Seite miteinander verbunden sind. Dies erlaubt es, die stromführenden Versorgungsleitungen beide von nur einer Seite des Sensors zuzuführen. Vorzugsweise wird die Heizung so angesteuert, dass die Leiterbahnen in zwei Gruppen aufgeteilt werden, die in Serie liegen. Ein Strom wird durch beide Gruppen geführt und so geregelt, dass die Spannung über einer der Gruppen konstant ist. Dies erlaubt es, bei gegebener Referenzspannung in eleganter Weise die Heizung in einem gewünschten Leistungsbereich zu betreiben.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor auf einer Membran bereitzustellen, welcher geringe Alterung zeigt.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass um die Membran eine Diffusionsbarriere angeordnet wird. Es zeigt sich, dass Fremdionen und Fremdmoleküle insbesondere im Bereich der Membran in die di-elektrischen Schichten, die das Halbleitersubstrat bedecken, eindringen können. Durch die Diffusionsbarriere können die Ionen daran gehindert werden, durch die dielektrischen Schichten zu den weiteren, auf dem Halbleitersubstrat integrierten Elementen zu wandern. Als solche Elemente kommen insbesondere Schaltungselemente, wie z.B. Transistoren, aber auch Leitungen und dergleichen in Frage.
Vorzugsweise sind auf dem Substrat in Gruppen aufgeteilte Schaltungselemente integriert, wobei jede Gruppe von je einer Diffusionsbarriere umfasst wird. Dadurch werden die Gruppen voneinander getrennt.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor bereitzustellen, der eine geringe elektrische Störanfälligkeit aufweist.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass Leitungen, welche störanfällig sind und/oder störende Signale tragen, von einem Schirm aus leitfähigem Material umgeben werden. Vorzugsweise wird dieser Schirm von einer leitfähigen Diffusionsschicht im Substrat und einer leitfähigen Deckschicht gebildet.
In einem bevorzugten Aspekt der Erfindung ist ein Massenflusssensor mit Halbleitersubstrat, einer im Halbleitersubstrat über einer öffnung angeordneten Membran, mit einer sich über die Membran erstreckenden Heizung und mit beidseits der Heizung angeordneten Thermo elementen als Temperatursensoren bereitzustellen, der eine hohe Zuverlässigkeit besitzt.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass ein Selbsttest-Mechanismus vorgesehen ist, mit welchem die Spannung über mindestens einem der Thermoelemente mit einem Sollbereich verglichen wird. Bei einwandfreiem Betrieb des Geräts muss dieser Temperaturunterschied bzw. die Spannung über den Thermoelementen im Sollbereich liegen. Eine Abweichung zeugt von einem Defekt der Membran, eines der Thermoelemente oder der Heizung. Vorzugsweise wird die Summe der Spannungen der Thermoelemente gemessen, um gleichzeitig beide Thermoelemente zu prüfen.
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemässen Gaszählers, Fig. 2 eine schematische Darstellung einer möglichen Ausführung des Massenfluss-Detektors, Fig. 3 mögliche Abhängigkeiten des Strömungsgeschwindigkeit v B im Bypass von der Strömungsgeschwindigkeit v H im Hauptkanal, Fig. 4 einen Messenfluss-Detektor mit sublinearer Response, Fig. 5 einen Massenfluss-Detektor mit linearer Response, Fig. 6 einen Massenfluss-Detektor mit Lochblende im Hauptkanal, Fig. 7 einen Massenfluss-Detektor mit einer Verengung im Hauptkanal, Fig. 8 einen Massenfluss-Detektor mit einer Venturi-Düse, Fig. 9 einen Massenfluss-Detektor mit einer Staudüse, Fig. 10 einen Schnitt durch das Sensorelement, Fig. 11 eine Draufsicht auf einen Halbleiterbaustein mit Sensorelement und Elektronikschaltungen, Fig. 12 ein Blockdiagramm des Bausteins nach Fig. 11, Fig.
13 die Struktur einer "Scribe Line", Fig. 14 die Struktur einer abgeschirmten Leitung mit zwei Kanälen, Fig. 15 die Heizungssteuerung, Fig. 16 ein Blockdiagramm der MUX/Verstärker-Einheit, Fig. 17 den Aufbau eines Verstärkers mit vier Stufen, Fig. 18 eine Stufe des Verstärkers von Fig. 17, Fig. 19 ein Schaltbild des A/D-Wandlers, Fig. 20 ein Buffer für Signale vom Analogteil zum Digitalteil, Fig. 21 ein Blockschaltbild des Digitalteils und der Steuerung, Fig. 22 ein Zeitdiagramm für die Signale des seriellen Interfaces, Fig. 23 ein Blockschaltbild des Taktgebers, Fig. 24 ein Zeitdiagramm der Signale des Taktgebers. übersicht:
Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführung der Erfindung in Form eines Gaszählers 1, wie er zur Ermittlung der Gaskosten in einem Haushalt verwendet werden kann.
Der Gaszähler besitzt einen Hauptkanal mit einer Eingangsleitung 2 und einer Ausgangsleitung 3 für das zu messende Gas. Zum Messen der Gasmenge ist ein Massenfluss-Detektor 4 vorgesehen, d.h. ein Sensor, mit der die Masse des durchströmenden Gases pro Zeiteinheit ermittelt wird. Eine Steuerung 5 wertet die Resultate des Massenfluss-Detektors 4 aus, betreibt eine Anzeige 6 und z.B. einen Chipkartenleser 7. Ferner kann sie ein Verschlussventil 8 steuern. Eine Stromversorgung 9 speist sämtliche Bauteile, vorzugsweise aus einer Batterie.
Im Folgenden werden die Teile des Gaszählers 1 im Einzelnen beschrieben. Dabei ist zu beachten, dass die Anwendung einiger dieser Teile nicht auf einen Gaszähler beschränkt ist. So kann z.B. der im folgenden erläuterte Massenfluss-Detektor oder das Sensorelement in einer Vielzahl von Einsatzgebieten eingesetzt werden. Massenfluss-Detektor:
Der Massenfluss-Detektor 4 misst entweder die Massenrate, d.h. die Masse pro Zeiteinheit oder ein Integral der Massenrate, d.h. die totale Masse. Anstelle der Masse bzw. Massenflussrate kann auch die jeweilige Grösse pro Einheits-Durchflussfläche der Gasleitung ermittelt und sodann umgerechnet werden.
Fig. 2 zeigt schematisch den Aufbau des Massenfluss-Detektors. Im Folgenden wird als "Massenfluss" der mittlere Massenfluss theta v verstanden, wobei theta die Dichte und v die Geschwindigkeit des Gases ist. Soll der gesamte Massenfluss durch den Hauptkanal 2, 3 ermittelt werden, so ist theta .v H in bekannter Weise zu integrieren, wobei v H die mittlere Flussgeschwindigkeit im Hauptkanal ist.
In der vorliegenden Ausführung ist am Hauptkanal ein Bypass 10 vorgesehen, der parallel zu einem Abschnitt 11 des Hauptkanals 2, 3 verläuft, mit einem Eingang 12 und einem Ausgang 13. Im Bypass 10 ist ein Sensorelement 14 vorgesehen.
Zumindest in einem Bereich 15 zwischen den Mündungen des Bypass 10 ist ein in Fig. 2 grau dargestellter Bereich vorgesehen, in welchem der Flusswiderstand des Gases im Vergleich zum übrigen Hauptkanal erhöht ist, um den Druckabfall DELTA p zwischen den Mündungen zu erhöhen.
Vorzugsweise ist im Sensorelement 14 eine Messanordnung angeordnet, die ein Heizorgan und symmetrisch dazu zwei Temperaturfühler aufweist. Eine bevorzugte Ausführung dieser Anordnung wird weiter unten beschrieben.
Die Temperaturen bei den Temperaturfühlern eines derartigen Sensorelements sind abhängig vom Produkt der Flussgeschwindigkeit v B im Bypass 10 und der Dichte theta des Gases. Das Ausgangssignal S des Sensorelements ist also eine Funktion f des Massenflusses theta v B , wobei v B die Gasgeschwindigkeit am Ort des Sensorelements 14 im Bypass 4 bezeichnet, d.h. S = s ( theta +/- v B ). (1)
Mittels geeigneter Linearisierung kann ein zum Massenfluss proportionales Signal erzeugt werden, so dass S = k +/- theta +/- v B , (2)
wobei k eine Konstante ist.
Das durch den Bypass 10 fliessende Gas erzeugt eine Druckdifferenz DELTA p zwischen den Mündungen der Leitungen 12 und 13. Die Druckdifferenz DELTA p ist von der Gasgeschwindigkeit v B im Bypass 10 abhängig, d.h. DELTA p = f B (v B ), (3)
wobei die Funktion f B diese Abhängigkeit beschreibt.
Andererseits ist diese Druckdifferenz auch von der Strömungsgeschwindigkeit v H im Hauptkanal abhängig, d.h. DELTA p = f H (v H ), (4)
wobei die Funktion f H die Abhängigkeit des Druckabfalls von der Strömungsgeschwindigkeit im Hauptkanal beschreibt.
Die Funktionen f B und f H hängen von der Geometrie des Hauptkanals und des Bypass ab. Bei laminaren Strömungsverhältnissen sind f B und f H lineare Funktionen. Bei turbulenten Strömungsverhältnissen oder bei Staudruck können f B und f H auch von höheren Potenzen der jeweiligen Geschwindigkeit, insbesondere vom Quadrat der Geschwindigkeit abhängen.
Aus Gleichung (3) und (4) ergibt sich: v B = f B <-1>(f H (v H )) = F(v H ) (5)
Wie im Folgenden dargestellt, können die Eigenschaften des Massenfluss-Detektors durch geeignete Wahl der Funktion F bzw. der Funktionen f B und f H optimiert werden.
Fig. 3 zeigt verschiedene mögliche Abhängigkeiten der Strömungsgeschwindigkeit v B von der Strömungsgeschwindigkeit v H . Kurve F1 zeigt eine lineare Abhängigkeit, welche für den Fall auftritt, dass die Funktionen f H und f B in gleicher Weise von der jeweiligen Geschwindigkeit abhängen. Kurve F2 zeigt eine zunehmend steiler werdende Abhängigkeit, welche z.B. auftritt, wenn f H quadratisch von v H und f B linear von v B abhängt. Kurve F3 zeigt eine zunehmend flacher werdende Abhängigkeit, die z.B. dem Fall entspricht, dass f H linear von v H und f B quadratisch von v B abhängt.
Die Steilheit der Kurven von Fig. 3 ist gegeben durch die Ableitung
EMI9.1
Es zeigt sich, dass eine Abhängigkeit in der Art von Kurve F2 unerwünscht ist. Sie führt dazu, dass bei kleiner Strömungsgeschwindigkeit v H die Empfindlichkeit des Massenfluss-Detektors gering ist, da die Strömungsgeschwindigkeit v B verhältnismässig schwach von v H abhängt, während bei grossen v H eine starke Abhängigkeit vorliegt.
Erwünscht ist vielmehr eine Abhängigkeit in der Art von Kurve F1 oder F3, d.h. MF (v H )/Mv H soll bei kleinem v H grösser als oder gleich gross wie bei grossem v H sein. Mathematisch ausgedrückt heisst dies
EMI9.2
wobei v 1 < v 2 .
Ausgedrückt als zweite Ableitung entspricht dies
EMI9.3
Vorzugsweise sollte die Steigung tatsächlich abnehmen, d.h. sublinear und nicht linear sein, um in einem unteren Messbereich eine höhere Empfindlichkeit zu erhalten. Dies ist der Fall, wenn in den Gleichungen (7) bzw. (8) die Operatoren " >= " bzw. " <= " durch ">" und "<" ersetzt werden.
Die Bedingung (8) sollte zumindest für kleine Flussgeschwindigkeiten erfüllt sein (z.B. in den unteren 10% des Messbereichs), vorzugsweise für alle Flussgeschwindigkeiten innerhalb des Messbereichs.
Bevorzugt ist insbesondere ein Massenfluss-Detektor, in welchem f H proportional zu v H und f B propor tional zu v B <2> oder generell zu a 1 +/- v B + a 2 +/- v B <2>, mit konstanten a 1 , a 2 , ist.
In der Praxis ist es jedoch nicht immer möglich, eine Abhängigkeit gemäss Kurve F3 zu erhalten, und eine lineare Abhängigkeit gemäss Kurve F1 kann bereits als gut bezeichnet werden. Zumindest sollte in den unteren 10% des Messbereichs die Abweichung vom linearen Verhalten nicht mehr als 10% betragen.
Fig. 4 zeigt einen Massenfluss-Detektor mit sublinearer Response. Im Hauptkanal ist ein linearer Strömungswiderstand 15' angeordnet, so dass DELTA p proportional zu v H ist. Der Strömungswiderstand kann z.B. aus einer Vielzahl paralleler, enger Kanäle bestehen. Es gilt also f H (v H ) V v H .
Im Bypass ist eine stufenförmige Verengung 17 vorgesehen, über welcher sich ein Staudruck einstellt, so dass die Funktion f B in erster Linie vom Quadrat der Strömungsgeschwindigkeit v B abhängt. Zusätzlich kann f B auch noch von linearen Termen in v B abhängen, so dass generell gilt f B (v B ) = a 1 +/- v B + a 2 +/- v B <2>.
Fig. 5 zeigt eine Ausführung eines Massenfluss-Detektors mit linearer Response. Der Hauptkanal ist gleich ausgebildet wie in Fig. 4, während der Bypass keine stufenförmige Verengung aufweist, so dass gilt f B (v B ) V v B .
Zusätzlich zu den überlegungen, die zu den Gleichungen (7) und (8) führten, können noch andere Aspekte die Wahl der Funktionen f B und f H bzw. der Ausgestaltung von Hauptkanal und Bypass beeinflussen. Insbesondere ist bei einem Massenfluss-Detektor der Einfluss der Gasdichte theta zu berücksichtigen, da die gesuchte Grösse das Produkt theta +/- v H ist.
Wie bereits aus Gleichung (1) folgt, misst das Sensorelement 14 das Produkt theta +/- v B . Berücksichtigt man die Gasdichte, so können die Gleichungen (3) und (4) geschrieben werden als DELTA p = f B ( theta , v B ), (9) DELTA p = f H ( theta , v H ). (10)
Aus Gleichungen (2), (9) und (10) folgt S V theta +/- v B = theta +/- f B <-1>( theta , f H ( theta , v H )). (11)
Gewünscht ist, dass S nur vom Produkt theta +/- v H abhängt. Sensoren, deren Signal S nur vom Produkt theta +/- v H abhängt oder deren Antwort (ggf. nach einer geeigneten Korrektur) nur schwach (z.B. einige 10%, vorzugsweise einige Prozent) von einem solchen Verhalten abweicht, werden als Massenflusssensoren bezeichnet. Dies ist insbesondere erfüllt, wenn S V ( theta +/- v H )<k>, (12)
wobei k eine beliebige Zahl ungleich Null ist. Aus (11) und (12) folgt f B <-1>( theta , f H ( theta , v H )) = theta <k-1> +/- v H <k> (13)
Liegen im Bypass lineare Strömungsverhältnisse ohne Staudruck vor, so ist der Druckabfall DELTA p unabhängig von der Dichte theta und linear zur Geschwindigkeit v B , d.h. die linke Seite von Gleichung (13) ist proportional zu f H ( theta , v H ).
Im Falle linearer Strömungsverhältnisse ohne Staudruck im Hauptkanal ist der Druckabfall DELTA p unabhängig von der Dichte theta , d.h. es gilt f H V v H = theta <0> +/- v H . (14) Im Falle von dominantem Staudruck bzw. dominanter turbulenter Verhältnisse gilt im Hauptkanal f H V theta +/- v H <2>. (15)
In beiden Fällen gilt also f H V theta <k-1> +/- v H <k> (16)
Somit erfüllt der Massenfluss-Detektor also die Bedingung (13) sowohl für Staudruck als auch für laminare Verhältnisse im Hauptkanal, soweit die Verhältnisse im Bypass linear sind.
Diese Bedingungen sind in der Ausführung gemäss Fig. 5 erfüllt. Sie sind auch in den Ausführungen erfüllt, die in Fig. 6 bis 8 dargestellt werden. In allen diesen Ausführungen herrschen lineare Verhältnisse im Bypass.
In Fig. 6 ist im Hauptkanal eine Lochblende 20 eingesetzt, die einen Staudruck erzeugt. Die Eintrittsmündung 12' des Bypass befindet sich vor der Blende 20, die Austrittsmündung 13' kurz bzw. unmittelbar danach. Die Anordnung nach Fig. 6 wirkt auf Grund der turbulenten Verwirbelungen ähnlich wie eine Venturi-Düse und es gilt DELTA p V p +/- v H <2>.
In Fig. 7 ist im Hauptkanal eine Verengung 20' mit sanften übergängen angeordnet und die Mündungen 12', 13' befinden sich vor und nach dem Engpass. Es liegen laminare Verhältnisse vor, d.h. DELTA p V p +/- v H , unabhängig von theta . Wie gestrichelt unter Position 4' angedeutet, kann der Bypass auch im Engpass angeordnet werden, so dass er von einem allfälligen Staudruck vor und nach dem Engpass nicht beeinflusst wird.
In Fig. 8 ist ein Engpass 20'' als Venturi-Düse ausgestaltet. Die Eintrittsmündung 12' des Bypass befindet sich in der Verengung, die Austrittsmündung 13' nach der Verengung. Es gilt, ohne Reibungsverluste, DELTA p V p +/- v H <2>.
In einer derartigen Ausführung sollte die Länge L des Engpasses möglichst gross sein, damit die Reibungsverluste höher werden und die Bedingung gemäss Gleichung (7) besser erfüllt wird. Es ist auch denkbar, einen Strömungswiderstand gemäss Fig. 4 bzw. 5 in den Engpass einzubauen.
In der Anordnung nach Fig. 9 ist die Eingangsmündung 12' des Bypass als Staudüse im Hauptkanal 2, 3 angeordnet. In der Staudüse wird durch Abbremsen des Gases ein Staudruck erzeugt. Die Austrittsmündung 13' des Bypass mündet im Hauptkanal 3 oder kann auch an einen anderen Ort geführt werden, wo ein mit der Gasleitung 2 vergleichbarer statischer Druck herrscht. Der Druck DELTA p über dem Bypass wird hier in erster Linie vom Staudruck bestimmt und es gilt wiederum DELTA p V p +/- v H <2>. Sensorelement:
Fig. 10 zeigt den Aufbau eines Sensorelements 14, mit welchem der Massenfluss theta +/- v B eines Gases gemessen werden kann.
Das generelle Funktionsprinzip eines derartigen Bauelements ist ausführlich in "Scaling of Thermal CMOS Gas Flow Microsensors: Experiment and Simulation" von F. Mayer et al., in Proc. IEEE Micro Electro Mechanical Systems (IEEE, 1996), pp. 116 ff. beschrieben.
Das Sensorelement 14 ist auf einem Halbleitersubstrat 21 aus monokristallinem Silizium angeordnet, in welchem eine öffnung 22 ausgeätzt wurde. Unter dem Begriff "öffnung" ist sowohl eine einfache Vertiefung im Halbleitersubstrat 21 als auch eine sich ganz durch das Halbleitersubstrat 21 erstreckende öffnung zu verstehen. Die öffnung bzw. Vertiefung 22 wird von einer dünnen Membran 23 aus einem Dielektrikum abgedeckt. Auf der Membran 23 ist eine resistive Heizung 24 aus drei Widerständen angeordnet. Symmetrisch zur Heizung 24 sind zwei Thermoelemente 25, 26 vorgesehen, die als Temperatursensoren dienen. Genau genommen handelt es sich dabei um Thermosäulen bestehend aus mehreren, in Serie geschalteten Thermoelementen.
Im Zusammenhang mit dieser Beschreibung und den Ansprüchen wird unter dem Ausdruck Thermoelement sowohl ein einzelnes Element als auch eine Thermosäule verstanden.
Thermoelemente haben gegenüber resistiven Temperatursensoren den Vorteil, dass sie praktisch keine Drift aufweisen und auch verhältnismässig unempfindlich gegen ein Durchbiegen der Membran 23 sind.
Die Thermoelemente 25, 26 und die Heizung 24 liegen so zur Flussrichtung 27, dass das Gas zuerst das erste Thermoelement 25, dann die Heizung 24 und schliesslich das zweite Thermoelement 26 überstreicht.
Eine typische Grösse der Membran 23 beträgt z.B. 300 x 500 mu m<2>.
Das Sensorelement 14, und insbesondere der Bereich der Membran 23, ist mit einer Passivierungsschicht 28 überdeckt. Diese kann z.B. aus Siliziumoxid, Siliziumnitrid oder einem Polymer, insbesondere Polyimid, bestehen. Die Passivierungsschicht 28 verhindert Diffusion unerwünschter Moleküle, wie z.B. Wasser, in die auf dem Halbleitersubstrat 21 integrierten Komponenten.
Die Passivierungsschicht 28 hat zusätzlich auch eine mechanische Aufgabe zu erfüllen. Hierzu ist sie tensil ausgestaltet, mit einer Tensilität bei Betriebstemperatur von vorzugsweise mehr als 100 MPa. Sie ist also einer Zugspannung ausgesetzt, so dass sie die Membran 23 gestrafft und somit stabil hält. Dank dieser Stresskompensation arbeitet die Membran 23 auch bei einem Druckunterschied von mehr als 3 Bar noch einwandfrei.
Die Tensilität der Passivierungsschicht 23 kann mittels bekannter Verfahren durch geeignete Wahl der Herstellungsparameter gesteuert werden, siehe z.B. Dominik Jaeggi, "Thermal Convertes by CMOS Technology", Dissertation an der Eidgenössischen Technischen Hochschule von Zürich No. 11567, 1996.
Wie bereits erwähnt, kann mit einem Sensorelement 14 gemäss Fig. 10 der Massenfluss des Gases ermittelt werden. Hierzu werden die Temperaturen über den Thermoelementen 25, 26 gemessen, welche vom Produkt der Flussgeschwindigkeit v B und der Dichte theta des Gases abhängen.
Das Sensorelement 14, d.h. die Heizung 24, wird gepulst betrieben, z.B. mit einer Pulslänge zwischen 5 und 50 ms. Vorzugsweise wird jedoch nicht die Zeitverzögerung zwischen dem Heizpuls und den Thermoelementsignalen gemessen, da diese nur von der Flussgeschwindigkeit und nicht vom Massenfluss abhängt. Vielmehr werden die Temperatursignale beider Thermoelemente 25, 26 miteinander verglichen, z.B. durch Bestimmung der Differenz der Signale oder des Quotienten der Signale. Diese Grösse ist in erster Linie vom Massenfluss abhängig.
Der gepulste Betrieb der Heizung hat den Vorteil, dass der Stromverbrauch reduziert wird.
Das Sensorelement 14 ist dank seinem Aufbau mechanisch robust und kann in jeder Stellung montiert werden.
Auf dem Halbleitersubstrat 21 kann weiter eine Auswerteschaltung sowie Treiberschaltungen für die Heizung 24 integriert sein. Einen möglichen Aufbau all dieser Teile auf einem gemeinsamen Substrat ist in Fig. 11 gezeigt, und ein entsprechendes Blockdiagramm in Fig. 12.
Die auf dem Halbleitersubstrat 21 zusammengefassten Komponenten sind in drei Gruppen unterteilt und umfassen einen Sensorteil 30, einen Analogteil 31 und einen Digitalteil 32. Der Sensorteil 30 enthält das oben beschriebene Sensorelement 14. Er erstreckt sich über die ganze Breite des Halbleitersubstrats 21. Da er in Kontakt mit dem zu messenden Gas kommt, sind im Sensorteil keine Schaltungselemente angeordnet. Der Analogteil 31 umfasst vorwiegend analoge Schaltungsblöcke, der Digitalteil 32 vorwiegend digitale Schaltungsblöcke. Die drei Gruppen können je auf einzelnen Halbleitersubstraten angeordnet werden, die Anordnung auf einem gemeinsamen Substrat ist jedoch aus Kostengründen und wegen der geringeren Störanfälligkeit bevorzugt.
Die Schaltungen sind in CMOS-Technik ausgeführt. Die kleinsten verwendeten Gatelängen der Transistoren, insbesondere der digitalen Schalttransistoren, sind vorzugsweise im Bereich von 0.2 bis 0.8 mu m, auf jeden Fall unterhalb 1.0 mu m.
Dank der hohen Integrationsdichte ist es möglich, sämtliche Komponenten auf einem Halbleitersubstrat 21 mit einer Fläche von z.B. nur 15 mm<2> unterzubringen.
Der ganze in Fig. 11 bzw. 12 gezeigte Baustein kann mit einer Spannung kleiner gleich 5.5 Volt gespeist werden, vorzugsweise mit 3 Volt.
Für den Anschluss der Versorgungsspannung und zur Kommunikation mit externen Bauteilen sind auf dem Halbleitersubstrat 21 im Bereich des Digitalteils 32 Anschlusspads 39 vorgesehen. Diese sind symmetrisch zur Längsachse 37 des Bausteins angeordnet, um asymmetrische mechanische Spannungen im Halbleitersubstrat zu vermeiden.
Die Funktionen des Analogteils 31 und des Digitalteils 32 werden weiter unten genauer beschrieben. Hier sei lediglich kurz erwähnt, dass der Analogteil 31 zur analogen Aufbearbeitung der Signale des Sensorelements 14 und zur Umwandlung in digitalisierte Daten dient. Im Digitalteil 32 findet eine Linearisierung der digitalen Daten statt. Ausserdem erzeugt der Digitalteil die Taktsignale der einzelnen Bauteile, und er weist einen Speicher auf, in welchem Eich- und Betriebsparameter und/oder Linearisierungskoeffizienten gespeichert werden können.
Jede der Gruppen 30, 31 und 32 ist von einer als Diffusionsbarriere wirkenden "Scribe Line" 33 eingefasst. Zudem ist eine solche Scribe Line 33' um die Membran 23 des Sensorelements 14 angeordnet.
Der Aufbau einer derartigen Scribe Line ist in Fig. 13 dargestellt. Generell besteht sie aus einer Stelle, an welcher die gut diffusionsfähigen, inneren Be schichtungen des Substrats 21 unterbrochen werden und mindestens eine der Metallschichten direkt auf das Substrat 21 abgesenkt wird. Im gezeigten Ausführungsbeispiel sind auf dem Substrat 21 z.B. eine erste SiO 2 -Schicht 41, eine Polysiliziumschicht 42, eine erste Glasschicht 43, eine erste Aluminiumschicht 44, eine zweite Glasschicht 45, eine zweite Aluminiumschicht 46 und die Passivierungsschicht 28 angeordnet. Im Bereich der Scribe Line 33, 33' sind die erste SiO 2 -Schicht 41, die Polysiliziumschicht 42, die erste Glasschicht 43 und die zweite Glasschicht 45 unterbrochen, während die beiden Aluminiumschichten 44, 46 und die Passivierungsschicht 28 durchgeführt sind.
Generell werden mit Ausnahme der obersten Passivierungsschichten in der Regel alle dielektrischen Schichten unterbrochen, da diese für Ionen und Fremdmoleküle gut durchlässig sind, während zumindest eine Metall- oder Halbleiterschicht als Barriere weitergeführt wird.
Durch die Verwendung der Scribe Lines 33 werden die einzelnen Gruppen des Bausteins voneinander abgetrennt. Dank der Scribe Line 33' um die Membran 23 werden Ionen und Fremdmoleküle, die in diesem Bereich besonders gut in die Schichten eindringen können, daran gehindert, weiter zu diffundieren. Dadurch werden Alterungsprozesse reduziert oder sogar vermieden.
Ebenfalls zur Vermeidung elektrischer Störungen werden Leitungen, die schwache analoge Signale oder hochfrequente Signale tragen, mit einer speziellen Anordnung abgeschirmt, die in Fig. 14 dargestellt ist. Dies gilt insbesondere für die langen Leitungen 35, die die Thermoelemente 25, 26 mit dem Analogteil 31 verbinden.
Hierzu werden die abzuschirmenden Leitungen 35 auf einer isolierenden SiO 2 -Schicht 41 angeordnet und mit einer weiteren SiO 2 -Schicht 45 seitlich und nach oben isoliert. Im Substrat 21 unterhalb der Leitungen 35 ist ein leitender p+ oder n+ Diffusionsbereich 48 vorgesehen. über der oberen SiO 2 -Schicht 45 ist eine leitende Deck schicht 46 aus Aluminium vorgesehen, die seitlich entlang der Leitungen 35 mit dem p+ bzw. n+ Diffusionsbereich 48 in Kontakt steht.
Die Leitungen 35 können z.B. aus Aluminium oder Polysilizium sein, ebenso kann anstelle der Aluminiumschicht 46 ein anderes leitenden Material verwendet werden. Anstelle der SiC 2 -Schichten 41, 45 können auch andere Schichten aus elektrisch isolierendem Material, z.B. Glas oder Siliziumnitrid, verwendet werden. Je nach Bedarf kann auch nur eine Leitung 35 in dieser Weise abgeschirmt werden, oder es können mehr als zwei Leitungen gemeinsam abgeschirmt werden. Dabei bilden die leitende Deckschicht 46 und die Diffusionsschicht 48 einen Schirm für die abzuschirmenden Leitungen.
Die Passivierungsschicht ist in Fig. 14 nicht dargestellt.
Anstelle der oder zusätzlich zu den Leitungen 35 können auch andere Leitungen des Halbleiterbausteins in dieser Weise abgeschirmt werden, z.B. die Leitungen 36, die die Heizung mit dem Analogteil verbinden. Es kann auch sinnvoll sein, Leitungen für digitale Signale in dieser Weise abzuschirmen, insbesondere wenn es sich um Digitalsignale hoher Frequenz handelt, die andere Komponenten der Schaltung stören könnten.
Eine Abschirmung der Art von Fig. 14 kann überall dort eingesetzt werden, wo Leitungen abgeschirmt werden müssen. Besonders eignet sie sich für Halbleiterbausteine, auf denen ein Sensor und ein Verstärker oder eine Auswerteschaltung angeordnet sind.
Eine weitere Reduktion von Störungen wird erreicht, indem Schleifen in den Verbindungsleitungen zwischen dem Sensorteil 30 und dem Analogteil 31 vermieden werden. So werden die Verbindungsleitungen 35 zwischen den Thermoelementen 25, 26 und dem Analogteil unmittelbar nebeneinander und parallel zueinander geführt, wie dies insbesondere auch aus Fig. 14 für die beiden Leitungen 35 eines der Thermoelemente ersichtlich ist.
Ebenfalls eine Reduktion von Störungen wird durch die Geometrie der Anordnung der Bauteile auf dem Halbleitersubstrat erzielt. Der Analogteil 31 ist zwischen dem Sensorelement 14 und dem Digitalteil 32 angeordnet, damit die schwachen Sensorsignale von den Schalt-Signalen des Digitalteils möglichst wenig beeinflusst werden.
Weiter ist das Sensorelement an einem Ende des Halbleitersubstrats angeordnet, so dass die übrigen Teile des Halbleitersubstrats mit dem zu messenden Gas nicht in Kontakt treten können.
Wie aus Fig. 11 ersichtlich, ist das Sensorelement 14 im Wesentlichen symmetrisch zu einer mittleren Längsachse 37 des Halbleiterbausteins angeordnet. Insbesondere liegt die Heizung 24 symmetrisch zu dieser Achse, so dass thermisch induzierte Spannungen im Substrat gering bleiben. Wie im Folgenden genauer beschrieben, besitzt der Analogteil 31 zwei differenziell betriebene Kanäle zur Auswertung der Messsignale. Damit diese Kanäle von dem Temperaturgradienten, der von der Heizung 24 im Substrat 21 erzeugt wird, in gleicher Weise beeinflusst werden, sind deren Bauteile möglichst in Bereichen gleicher Temperatur angeordnet.
Das Sensorelement 14 erstreckt sich nicht über die ganze Breite des Halbleitersubstrats. In Flussrichtung des Gases vor und hinter dem Sensorelement 14 sind Abstandsbereiche 38 vorgesehen, die dafür sorgen, dass das Gas beim Sensorelement 14 ein möglichst laminares, ungestörtes Strömungsfeld besitzt.
Im Folgenden wird die Funktionsweise des Analogteils 31 und des Digitalteils 32 näher erläutert. Analogteil:
Wie in Fig. 12 gezeigt, umfasst der Analogteil eine Heizungssteuerung 50, einen als MUX/Verstärker bezeichneten Teil 51 zum Auswählen der zu verarbeitenden Signale und zu deren Vorverstärkung, und einen A/D-Wandler 52.
Ferner umfasst der Analogteil 31 auch einen Temperatursensor 40 zum Messen der Umgebungs- und/oder Substrattemperatur. Diese Temperatur kann die Signale der Thermoelemente 25, 26 beeinflussen und wird deshalb bei deren Aufbereitung berücksichtigt. Der Temperatursensor 40 kann auch im Sensorteil 30, insbesondere auf der Membran 23, angeordnet sein.
Dem Temperatursensor 40 ist ein eigener A/D-Wandler 40a zugeordnet, der mit geringerer Taktrate arbeitet als der A/D-Wandler 52, wodurch der Stromverbrauch reduziert wird. Zwischen dem Temperatursensor 40 und dem A/D-Wandler 40a kann zusätzlich ein Verstärker mit einstellbarem Offset und Gain angeordnet sein.
Der Analogteil 31 erfüllt also vielfältige Aufgaben und umfasst mindestens 100 Transistoren. Die Komponenten des Analogteils werden nun im Einzelnen beschrieben. Heizungssteuerung
Die Heizungssteuerung 50 ist in Fig. 15 dargestellt. Sie besitzt einen Operationsverstärker 55, an dessen positivem Eingang eine Festspannung Vbg anliegt. Diese Festspannung wird von einem Spannungsgenerator 53 erzeugt. Der Spannungsgenerator 53 ist auf dem Halbleitersubstrat 21 integriert und erzeugt seine Spannung aus der Bandgap-Spannung Vbg des Halbleiters. Für Silizium beträgt diese Spannung ca. 1.2 V.
Am Ausgang des Operationsverstärkers 55 liegt die Heizung 24, die, wie auch in Fig. 11 gezeigt, in drei Teilwiderstände R1a, R1b und R1c aufgeteilt ist. Jeder dieser Widerstände ist als Leiterbahn ausgestaltet, die sich über die Membran 23 erstreckt, wobei die drei Leiterbahnen an einem Ende miteinander verbunden sind. Am anderen Ende sind die beiden äusseren Leiterbahnen, die z.B. die Widerstände R1b und R1c bilden, ebenfalls mit einander und mit dem Analogteil 31 verbunden, während die mittlere Leiterbahn, welche in diesem Falle R1a bildet, individuell mit dem Analogteil 31 verknüpft ist. Somit liegen die Widerstände R1b und R1c parallel zueinander, und das Widerstandspaar R1b und R1c liegt in Serie zum Widerstand R1a, wie dies in Fig. 15 gezeigt wird.
Der gemeinsame Anschlusspunkt aller Widerstände ist mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 55 verbunden, die gemeinsamen Anschlüsse von R1b, R1c liegen auf 0 Volt, der einzelne Anschluss von R1a am Ausgang des Operationsverstärkers 55. Somit hält die Heizsteuerung die Spannung über R1b, R1c also konstant, unabhängig vom Wert der Versorungsspannung. Auch die Spannung über R1a wird auf diese Weise im Wesentlichen konstant gehalten, da der totale Strom durch R1b, R1c gleich ist wie jener durch R1a.
Ein Vorteil der Aufspaltung der Heizung 24 in mehrere Widerstände, die als parallele, nebeneinander liegende Leiterbahnen die Membran 23 überqueren, liegt darin, dass die stromführenden Leitungen 36 von der Heizungssteuerung beide an der gleichen Seite der Membran 23 angreifen können.
Ausserdem benötigt die Schaltung nach Fig. 15 nebst den Widerständen R1a, R1b, R1c der Heizung 24 keine weiteren Widerstände und vermeidet somit unnötige Verlustleistungen.
Die Widerstände R1a, R1b, R1c sind vorzugsweise alle gleich gross und liegen im Bereich von 0.8 bis 250 k LAMBDA , so dass bei einer Spannung von ca. 2 bis 5 Volt eine Leistung zwischen 0.1 und 5 mW erzeugt werden kann. Insbesondere der Wert des Widerstands R1a kann jedoch auch ungleich jenem von R1b und R1c gewählt werden, ohne dass die Symmetrie der Heizung beeinträchtigt wird.
In der Ausführung nach Fig. 15 ist die Heizung also in zwei zueinander in Serie liegende Widerstandsgruppen aufgeteilt, wobei die erste Widerstandsgruppe R1b und R1c umfasst und die zweite R1a. Je nach Verhältnis der gewünschten Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 (welche für einen minimalen Leitungsverlust möglichst nahe bei der positiven Versorgungsspannung liegen sollte) und der konstanten Spannung Vbg kann die Grösse der beiden Widerstandsgruppen entsprechend angepasst werden. Beispielsweise könnte z.B. jede Widerstandsgruppe auch nur genau einen Widerstand umfassen.
Die Heizleistung P H der Heizung 24 ist gegeben durch P H = U H <2>/R H ,
wobei 1 H die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 55 und R H der effektive Widerstand der Kombination von R1a, R1b und R1c. Die Widerstände R1a, R1b und R1c werden als PTC-Widerstände mit zunehmender Temperatur grösser, im Wesentlichen proportional zum Temperaturanstieg. Ein Temperaturanstieg der Heizung führt also sofort zu einer Reduktion der Heizleistung. Indem die Spannung über der Heizung bzw. einem Teil der Widerstände konstant gehalten wird, wird also im Wesentlichen auch die Temperatur der Heizung konstant gehalten.
Anstelle der Schaltung gemäss Fig. 15 kann jedoch z.B. auch eine Schaltung eingesetzt werden, welche die Temperatur, den Strom oder die Leistung der Heizung konstant hält. In einer einfachsten Ausführung kann die Heizung auch direkt an die (externe) Versorungsspannung angehängt werden. MUX/Verstärker
Der als MUX/Verstärker bezeichnete Teil 51 ist als Blockdiagramm in Fig. 16 dargestellt. Seine Aufgabe besteht darin, die Eingangssignale für den A/D-Wandler 52 bereitzustellen. Letzterer besitzt zwei Eingangspaare VIN, NVIN und VREF, NVREF, wobei er im Wesentlichen die Differenz oder die Summe von VIN und NVIN in Einheiten der Differenz oder Summe von VREF und NVREF be stimmt. Nähere Angaben zum Aufbau des A/D-Wandlers 52 sind weiter unten gegeben.
Teil 51 umfasst einen Multiplexer 57 und zwei mehrstufige, symmetrische Zweikanalverstärker A1, A2. Insbesondere Verstärker A2 ist optional und kann auch durch einfache Verbindungsleitungen ersetzt werden.
Der Multiplexer 57 besitzt die folgenden Eingänge: Je zwei Eingänge TP1 und NTP1 bzw. TP2 und NTP2 für die Thermoelemente 25, 26, einen Eingang für eine analoge Masse A_GND, einen Eingang für die Speisespannung Vdd, einen Eingang für eine interne Referenzspannung Vrefint (abgeleitet aus der oben erwähnten Bandgap-Spannung Vbg) und einen Eingang für eine externe Referenzspannung Vrefext. Er besitzt verschiedene Zustände, in denen jeweils gewisse der Eingänge mit den Ausgängen M1a, M1b und M2a, M2b verbunden werden:
<tb><TABLE> Columns = 3 <tb>Head Col 1: Zustand <tb>Head Col 2: Spannung an M1a, M1b <tb>Head Col 3: Spannung an M2a, M2b <tb><SEP> 1<SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2)<SEP> Vrefint <tb><SEP> 2<SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2)<SEP> Vrefext <tb><SEP> 3<SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2)<SEP> Vrefint <tb><SEP> 4<SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2)<SEP> Vrefext <tb><SEP> 5<SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2)<SEP> (TP1-NTP1, - (TP2-NTP2) <tb><SEP> 6<SEP> 0<SEP> Vrefint <tb><SEP> 7<SEP> 0<SEP> Vrefext <tb><SEP> 8<SEP> k +/- Vdd (k<1)<SEP> Vrefint <tb></TABLE>
In den Zuständen 1 und 2 wird vom A/D-Wandler 52 die Temperaturdifferenz zwischen den beiden Thermoelementen 25, 26 in Einheiten von Vrefint bzw. Vrefext gemessen. In den Zuständen 3 und 4 wird die Summe der Temperaturen über den beiden Thermoelementen 25, 26 in Einheiten von Vrefint bzw. Frefext gemessen. Dieser Wert kann, wie weiter unten beschrieben, in einem Selbsttest verwendet werden.
In Zustand 5 wird die Temperaturdifferenz in Einheiten der Summe der Temperaturen der Thermoelemente gemessen (siehe unten) - es zeigt sich, dass diese Grösse in gewissen Fällen geringere Abhängigkeit von der Membrandicke und somit von der Verschmutzung aufweist als die reine Temperaturdifferenz. In den Zuständen 6 und 7 kann ein Offsetabgleich durchgeführt werden. Zustand 8 wird bei einer überprüfung der Versorgungsspannung Vdd verwendet, wobei dem A/D-Wandler ein bekannter Bruchteil k der Versorgungsspannung Vdd zugeführt wird.
In den Zuständen 1, 2 und 5 sind die Eingänge NTP1 und NTP2 auf analoge Masse gelegt und TP1 und TP2 mit den Ausgängen verbunden. In den Zuständen 3 und 4 sind die Eingänge NTP1 und TP2 auf analoge Masse gelegt und TP1 und NTP2 sind mit den Ausgängen verbunden.
Der Zweikanalverstärker A1 (und, soweit vorgesehen, auch der Zweikanalverstärker A2) ist vorzugsweise mehrstufig aufgebaut, so wie dies in Fig. 17 dargestellt ist. Jede Stufe besitzt eine Verstärkerstufe A11, A12, A13, A14, die über Schalter S11, S12, S13, S14 wahlweise zugeschaltet oder überbrückt werden kann. Der Verstärkungsfaktor jeder Stufe ist z.B. 5, so dass die gesamte Verstärkung zwischen 1 und 5<4> = 625 liegen kann.
Die Verwendung mehrerer Verstärkerstufen A1i hat den Vorteil, dass auch bei geringem Stromverbrauch auch noch hohe Frequenzen verstärkt werden können. Ein einzelner Verstärker mit grosser Verstärkung würde bei gleicher Frequenz einen höheren Stromverbrauch aufweisen.
Eine einzelne Verstärkerstufe A1i ist in Fig. 18 dargestellt. Es handelt sich hier um einen Verstärker mit geschalteten Kapazitäten. Er besitzt eine invertierende Zweikanal-Verstärkerschaltung 59 und Schalter K1i, K2i in konventioneller Ausführung. Die Schaltung arbeitet im "Auto-Zeroing"-Modus, d.h. bei geschlossenen Schaltern K1i in der Rückkopplungsschlaufe sind die eingangsseitigen Schalter K1i auf Masse, so dass auf den Kondensatoren C1i eine dem Offset entsprechende Ladung abgespeichert wird, die in der nächsten Halbtaktphase vom eigentlichen Signal subtrahiert wird.
Damit die Verstärkerstufen gemäss Fig. 18 kaskadiert werden können, müssen die Schalter K1i, K2i aufeinander folgender Stufen um 180 DEG phasenverschoben getaktet werden. A/D-Wandler:
Der Aufbau des A/D-Wandlers 52 wird in Fig. 19 dargestellt. Er ist als Sigma-Delta-Konverter ausgestaltet und besitzt einen Verstärker 60 und einen Komparator 61. Der Ausgang des Komparators wird in bekannter Weise einem Zähler 62 und einer Schaltersteuerung 63 zugeführt.
Die Eingangskondensatoren Cx1, Cx2, Cy1, Cy2 sind über Eingangsschalter X1, X2, Y1, Y2 mit den zu Fig. 16 beschriebenen Eingängen VREF, NVREF, VIN, NVIN verbunden.
Durch geeignete Wahl der Lage der Schaltphasen der Schalter X1 und X2 bzw. Y1 und Y2 kann ausgewählt werden, ob die an den Eingängen VREF, NVREF bzw. VIN, NVIN anliegenden Spannungen voneinander subtrahiert oder zueinander addiert werden.
Der A/D-Wandler 52 ist auf jener Seite des Analogteils 31 angeordnet, die dem Digitalteil 32 am nächsten ist, da der A/D-Wandler weniger empfindlich gegen Störungen ist als z.B. die Verstärker A1, A2 oder andere Teile des Analogteils 31. Buffer:
Die Signale vom Analogteil 31 zum Digitalteil 32 und jene vom Digitalteil 32 zum Analogteil 31 werden gepuffert. Hierzu ist für jedes Signal ein Buffer 64 vorgesehen, wie er in Fig. 20 dargestellt ist.
Der Buffer 64 nach Fig. 20 übermittelt ein Signal vom Analogteil 31 zum Digitalteil 32. Als Versor ungsspannung wird ihm die positive Versorgungsspannung Vpp des Digitalteils 32 zugeführt.
Ein Buffer für Signale vom Digitalteil 32 zum Analogteil 31 wird umgekehrt von der positiven Versorgungsspannung Vdd des Analogteils 31 gespeist.
Durch dir Verwendung von Buffern 64 wird die übertragung hochfrequenter Störsignale vom Digitalteil 32 in den Analogteil 31 reduziert.
Um ein übersprechen von Störungen zu vermeiden, werden Analogteil 31 und Digitalteil 32 von getrennten Spannungen Vdd bzw. Vpp versorgt, für die auf dem Halbleitersubstrat 21 vorzugsweise auch getrennte Anschlusspads 39 vorgesehen sind.
Auch die Massen des Analogteils 31 und des Digitalteils 32 werden vorzugsweise voneinander getrennt aus dem Chip geführt. Es wird insbesondere zwischen stromführender Masse, wie z.B. Source-Kontakte von NMOS-Transistoren, und stromloser Masse, wie z.B. die Backgates der NMOS-Transistoren, unterschieden, um das Rauschen zu minimieren. Digitalteil:
Ein Blockschaltbild des Digitalteils ist in Fig. 21 dargestellt, wobei die Buffer 64 nicht gezeigt werden.
Die digitalisierten Werte vom A/D-Wandler 52 gelangen zu einer Signalverarbeitungsschaltung 70. Diese Schaltung führt die folgenden Operationen durch: - Sie subtrahiert ein in einer Kalibrierung ermitteltes Offset-Signal. - Sie prüft die Werte der digitalisierten Signale und steuert die Verstärkung der Verstärker A1 bzw. A2, so dass immer mit optimaler Auflösung gemessen wird. Sind die Signale vom A/D-Wandler sehr gross, so wird die Verstärkung reduziert, sind sie sehr klein, so wird die Verstärkung vergrössert.
- Sie führt eine Kalibrierung und Linearisierung durch, bei der die Werte vom A/D-Wandler 52 nichtlinear gemittelt werden. Ein entsprechendes Verfahren ist z.B. von P. Malcovati et al. in IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 963 ff. Bd. 29, 1994 beschrieben worden.
Für die Kalibrierung und Linearisierung greift die Signalverarbeitungsschaltung 70 über ein serielles Interface 71 auf ein externes EEPROM 72 zu, in welchem Koeffizienten für die Aufbereitung der Daten abgespeichert sind.
Um die Zahl der Zugriffe auf das externe EEPROM 72 zu reduzieren, ist im Digitalteil 32 ferner ein Zwischenspeicher 72a vorgesehen, in welchem mindestens einer, vorzugsweise mehrere, der zuletzt aus dem EEPROM 72 ausgelesenen Werte und die zugehörige Adresse abgespeichert sind. Soll einer dieser Werte nochmals ausgelesen werden, so wird auf den Zwischenspeicher 72a und nicht auf das EEPROM 72 zugegriffen. Dadurch wird der Stromverbrauch reduziert und es werden weniger Störsignale erzeugt, da die Signalverarbeitungsschaltung nicht auf das externe EEPROM 72 zugreifen muss, wenn sich die Signale vom A/D-Wandler 52 nicht oder nur geringfügig ändern.
Die für die Linearisierung zu verwendenden Koeffizienten hängen vom Verstärkungsfaktor der Verstärker A1 bzw. A2 ab und werden entsprechend der momentanen Einstellung der Verstärker automatisch in richtiger Weise ausgewählt.
Wie bereits erwähnt, hängen die Messwerte der Thermoelemente 25, 26 auch von der Temperatur des Substrats bzw. der Umgebung und des Gases ab. Deshalb wird der vom Temperatursensor 40 gemessene Wert bei der Linearisierung ebenfalls berücksichtigt, um die Temperaturabhängigkeit der Daten der Thermoelemente 25, 26 zu reduzieren bzw. zu kompensieren. Im EEPROM 72 ist ein zweidimensionales Array von Koeffizienten abgespeichert, welche über die Temperaturdifferenz der Thermoelemente und den momentanen Wert des Temperatursensors 40 adressiert werden.
Die Ausgangsdaten des Massenflussdetektors werden von der Signalverarbeitung 70 ebenfalls dem seriellen Interface 71 zugeführt und können dort von einem externen Mikrocontroller 73 abgefragt werden.
Im Digitalteil 32 ist ferner ein nicht flüchtiger Speicher 74 vorgesehen. In der vorliegenden Ausführung ist dieser Speicher als ROM ausgestaltet, der normalerweise herstellerseitig programmiert wird und die Funktionsweise des Massenflussdetektors 4 festlegt. Vorzugsweise ist er in "Zener Zaps" Bauweise aufgebaut mit Dioden, die zur Programmierung durchgebrannt werden. Es ist auch denkbar, den Speicher 74 z.B. als Flash-ROM oder als EEPROM auszugestalten.
Der Speicher 74 umfasst mindestens 20 Bits Speicherplatz und legt z.B. die folgenden Optionen fest: - Aktivierung der Linearisierung in der Signalverarbeitungsschaltung 70: Die Linearisierung kann ausgeschaltet werden, wenn sie nicht benötigt oder extern durchgeführt wird. - Aktivierung der Offsetkorrektur: Die oben erwähnte Offsetkorrektur kann wahlweise ein- und ausgeschaltet werden. - Aktivierung der Gainumschaltung: Wie oben erwähnt, kann die Signalverarbeitungsschaltung 70 die Verstärkung der Verstärker A1, A2 automatisch nachführen.
Diese Möglichkeit kann ausgeschaltet werden. - Heizmodus: Die Heizung kann wahlweise mit der in Fig. 15 dargestellten Schaltung oder von einer externen Spannungsquelle gespeist werden. - Taktrate: Damit der Chip mit unterschiedlichen Taktraten betrieben werden kann, ist im Speicher 74 ein Teiler abgespeichert, durch welchen der angelegte Clock dividiert wird.
- Seriennummer: Im Speicher 74 ist eine Seriennummer abspeichert.
Ferner können mit dem Speicher 74 weitere optionale Fähigkeiten des Halbleiterbausteins ein- und ausgeschaltet werden.
Der Speicher 74 ist physikalisch auf derjenigen Seite des Digitalteils 32 angeordnet, die dem Analogteil 31 am nächsten ist, da der Speicher 74 relativ geringe Störsignale erzeugt.
Schliesslich ist im Digitalteil 32 auch eine Steuerung mit Taktgeber 75 angeordnet. Diese erzeugt alle Steuersignale für den Digitalteil 72 und auch die Steuerbefehle für die Schalter des Analogteils 31.
Fig. 23 zeigt schematisch den Aufbau des Taktgebers 75. Er besitzt einen Takteingang T, welcher ein Taktsignal trägt, das auf dem Halbleitersubstrat oder extern erzeugt wird. Dieses Taktsignal wird einer Zeitverzögerungsschaltung 75a zugeführt, die zwei zeitverschobene Taktsignale T1, T2 erzeugt. Wie aus Fig. 24 ersichtlich, sind diese Signale (bzw. deren aktive Flanken) um einen Zeitwert DELTA t gegeneinander verschoben. Das frühere Taktsignal T1 wird einem Taktgenerator 75b für den Digitalteil und das spätere Taktsignal T2 einem Taktgenerator 75c für den Analogteil zugeführt. Der Taktgenerator 75b erzeugt alle Taktsignale für die Komponenten des Digitalteils 32. Der Taktgenerator 75c erzeugt alle Taktsignale für den Analogteil 31. Der Wert DELTA t ist so gross gewählt, dass innerhalb der Zeit DELTA t alle Komponenten des Digitalteils 32 geschaltet haben.
Damit wird sichergestellt, dass die Komponenten des Analogteils 31 erst dann zu schalten beginnen, wenn die Umschaltvorgänge im Digitalteil 32 beendet sind, wodurch eine Reduktion der Störungen im Analogteil 31 erzielt werden kann.
Insgesamt umfasst der Digitalteil 32 mindestens 1000 Gatter, um seine Aufgaben zu erfüllen. Steuerteil:
Der Steuerteil 5 des Geräts, der ebenfalls in Fig. 21 dargestellt ist, umfasst den Mikrocontroller 73 und das EEPROM 72, wobei er Letzteres mit dem Digitalteil 32 des Massenflussdetektors 4 teilt.
Der Mikrocontroller 73 kann z.B. ein Microprozessor mit integriertem ROM sein. Er kann über das serielle Interface 71 des Digitalteils auch auf das EEPROM 72 zugreifen, um dort akkumulierte Gebühren abzuspeichern. Ferner steuert der Mikrocontroller 73 die auf der optionalen Anzeige 6 darzustellenden Daten und den optionalen Kartenleser 7.
Es kann ausserdem auch ein Radio-Interface 76 vorgesehen sein, über welches der Mikrocontroller 73 z.B. über ein zelluläres Telefonnetz beispielsweise mittels GSM mit einer Zentrale 84 kommunizieren kann. So kann der Gaszähler z.B. den Gasverbrauch automatisch an die Zentrale 84 weiterleiten. Es ist auch denkbar, dass die Zentrale 84 einen Tarifsatz, nach welchem der Gasverbrauch zu berechnen ist, per Funk an den Gaszähler übermittelt.
Anstelle des oder zusätzlich zum Radio-Interface 76 kann ein weiteres Interface 77 vorgesehen sein. Dabei kann es sich um ein drahtloses oder drahtgebundenes Interface handeln, welches z.B. für das lokale Auslesen des Gaszählers verwendet werden kann.
Der Mikrocontroller 73 steuert auch das Ventil 8.
Der Steuerteil kann weiter eine elektronische Uhr 78 aufweisen. Diese kann z.B. verwendet werden, um zeitabhängige Tarifsätze zu verarbeiten.
Der Steuerteil liest den momentanen Massenfluss im Bypass 10, wie er vom Massenflussdetektor 4 bestimmt wird, über das serielle Interface 71 aus und integriert diesen Wert über die Zeit. Ausserdem rechnet er den Massenfluss im Bypass 10 auf den Massenfluss im Hauptkanal 2, 3 um. In regelmässigen Zeitabständen, z.B. immer wenn eine bestimmte Menge an Gas verbraucht wurde, oder wenn Gas für eine bestimmte Gebührenmenge konsumiert wurde, speichert er den entsprechenden Zwischenwert im EEPROM 72 ab, so dass eine Störung oder ein Wegfall der Stromversorgung zu keinem Datenverlust führt.
Es ist auch möglich, die Versorgungsspannung zu überwachen. Sobald diese abzufallen beginnt, wird noch der letzte Zwischenwert ins EEPROM geschrieben. In diesem Fall muss durch einen entsprechenden Puffer sichergestellt werden, dass bei einem plötzlichen Spannungsabfall noch genügend Zeit zum Sichern der Daten bleibt.
Da der Steuerteil 5 also den Massenfluss des konsumierten Gases über die Zeit integriert, berechnet er die Masse des verbrauchten Gases. Aus dieser Masse wird eine entsprechende Gebühr berechnet, was entweder ebenfalls im Steuerteil 5 oder extern geschehen kann.
Der Steuerteil 5 zeigt die verbrauchte Gasmenge (oder eine entsprechenden Gebühr) als Wert auf der Anzeige 6 an. Dieser Wert kann verschlüsselt sein, so dass die Gefahr einer Manipulation geringer ist.
Ist ein Lesegerät 7 vorgesehen, so kann der Benutzer in dieses Gerät eine Wertkarte 80 einführen. Diese Karte enthält einen nicht-flüchtigen Speicher 82 mit einer Gutschrift für eine bestimmte Gasmasse. Der Mikrocontroller 73 öffnet das Ventil erst, wenn eine derartige Wertkarte 80 in den Kartenleser 7 eingeführt wird, und führt die Gutschrift im Speicher 82 entsprechend der konsumierten Gasmasse nach. So kann er z.B. nach Einschieben der Karte eine Gebühren- oder Mengeneinheit vom Wert im Speicher 82 subtrahieren und sodann das Ventil so lange offen halten, bis eine entsprechende Gasmenge verbraucht wurde. Sodann subtrahiert er eine nächste Gebühren- bzw. Mengeneinheit vom Wert im Speicher 82, usw. Sobald eine derartige Subtraktion nicht mehr möglich ist, wird das Ventil 8 geschlossen.
Ist ein Radio-Interface 76 vorgesehen, so können die Gaskosten bzw. die konsumierte Gasmasse bzw. über das Radio-Interface 76 einer Zentrale 84 übermittelt werden.
Der Digitalteil 32 kann unabhängig vom Mikrocontroller 73 arbeiten, d.h. er kann die Kalibrierung und Linearisierung der Messdaten ohne Hilfe des Mikrocontrollers 73 durchführen. Der Mikrocontroller 73 braucht lediglich die Resultate vom Digitalteil 32 abzufragen. Dies erlaubt es, den Mikrocontroller 73 nur intermittierend und/oder bei reduzierter Taktrate zu betreiben. Dadurch wird der Stromverbrauch des Gaszählers reduziert. Ausserdem können Störungen, die vom Mikrocontroller 73 erzeugt werden, kaum bis in den Analogteil 31 gelangen.
Die auf dem Halbleitersubstrat 21 angeordneten Komponenten müssen nicht dauernd in Betrieb sein. Sie können vom Mikrocontroller 73 z.B. nur periodisch eingeschaltet werden, um in regelmässigen Abständen Messungen durchzuführen. Dies führt zu einer Reduktion des Stromverbrauchs. So können z.B. Messungen nur alle 2 Sekunden durchgeführt werden.
Der Mikrocontroller 73 kann auch die Genauigkeit der Messungen bestimmen, indem er die Anzahl der vom Digitalteil 32 durchgeführten Mittelungen oder die Pulslänge der Heizpulse festlegt. Zur Reduktion des Stromverbrauchs kann z.B. zuerst eine Messung hoher Genauigkeit durchgeführt werden, und dann Messungen geringerer Genauigkeit, bis Letztere anzeigen, dass sich der Massenfluss offenbar geändert hat. Dann ist wieder eine Messung hoher Genauigkeit durchzuführen.
Die auf dem Halbleitersubstrat angeordneten Komponenten können im Dauerbetrieb oder im intermittierenden Betrieb arbeiten, wobei der entsprechende Betriebsmodus vom Mikrocontroller 73 angewählt und vom Digitalteil 32 gesteuert wird.
Im intermittierenden Betrieb laufen bei einer Aktivierung des Halbleiterchips durch den Mikrocontroller 73 die folgenden Schritte ab: A) Die Heizung und die Messelektronik werden eingeschaltet.
B) Nach Schritt A wartet der Digitalteil 32, bis sich die Heizungstemperatur stabilisiert hat. Dann führt er zuerst eine Offsetkorrektur und sodann eine Messung durch. Die Daten werden ausgegeben.
Sodann werden die Messelektronik und die Heizung ausgeschaltet und der Halbleiterchip wartet auf die nächste Aktivierung durch den Mikrocontroller.
Im Dauerbetrieb werden ohne Unterbruch Messzyklen durchgeführt, wobei in jedem Messzyklus zuerst eine Offsetkorrektur und sodann eine Messung stattfindet. Serielles Interface:
Das serielle Interface 71 arbeitet nach einem in Fig. 22 dargestellten Protokoll. Will der Mikrocontroller 73 Daten aus dem Digitalteil 32 auslesen, so bringt er zuerst eine "Chip Select" CS Leitung in den aktiven Zustand 0 und wählt damit den Digitalteil 32 an. Daraufhin gibt der Digitalteil 32 an einer Datenleitung D ein "Ready"-Signal R ab. Dieses ist 0, solange die momentan laufende Messung noch im Gang ist. Sobald die Messung abgeschlossen ist, setzt der Digitalteil 32 die Datenleitung D, d.h. das "Ready"-Signal R, auf 1. Dies zeigt dem Mikrocontroller 73 an, dass er nun mit dem Auslesen der Daten beginnen kann. Hierzu beginnt er, ein bislang auf 1 gesetztes Clocksignal C1k zu takten. Mit der ersten negativen Flanke stellt der Digitalteil 32 das erste Datenbit D0 bereit, so dass dieses vom Mikrocontroller 73 an der nächsten positiven Flanke ausgelesen werden kann.
Sodann wird das zweite Datenbit D1 bereitgestellt, usw., bis zum letzten Datenbit Dn.
Das in Fig. 22 gezeigte Protokoll hat den Vorteil, dass ohne zusätzliche Leitungen und in für bestehende serielle Protokolle transparenter Weise der Status der Messung berücksichtigt werden kann. Dies wird dadurch erreicht, indem auf der Datenleitung D ein Zustandssignal ("Ready"-Signal R) abgegeben wird, wenn der Chip durch das CS-Signal angewählt wird, wobei das Zu standssignal von einem inaktiven (hier 0) auf einen aktiven (hier 1) Zustand wechselt, sobald der Chip bereit ist. Sodann erzeugt der Mikrocontroller das Clocksignal C1k, dessen erste Flanke dem Digitalteil 32 anzeigt, dass er nun das erste Datenbit DO auszugeben hat. Er ersetzt das Zustandssignal durch das erste Datenbit DO, so dass dieses beim nächsten Wechsel des Taktsignals C1k gültig ist.
Das Protokoll gemäss Fig. 22 bzw. das entsprechende Verfahren kann überall dort verwendet werden, wo ein serieller Datenaustausch zwischen zwei Bausteinen erst dann beginnen soll, wenn der eine der Bausteine eine Bereitschaft angegeben hat. Selbsttest:
Der erfindungsgemässe Gaszähler ist mit verschiedenen Funktionen versehen, die einen Selbsttest gestatten. Diese Funktionen können entweder im Digitalteil 32 integriert oder dem Mikrocontroller 73 zugeordnet werden.
Eine erste Selbsttestfunktion erlaubt, wie oben beschrieben, die Summe der Signale der Thermoelemente zu messen. Hierzu wird der Multiplexer 57 in einen der Zustände 3 oder 4 gebracht. Das so gemessene Signal ist ein Mass für den Temperaturunterschied zwischen dem Halbleitersubstrat 21 und dem Zentrum der Membran 23. Bei einwandfreiem Betrieb des Geräts muss dieser Temperaturunterschied bzw. die Spannung über den Thermoelementen in einem gewissen Sollbereich liegen.
In einer zweiten Selbsttestfunktion wird die Versorgungsspannung Vdd gemessen. Hierzu wird der Multiplexer 57 in den Zustand 8 gebracht. Weicht die Versorgungsspannung Vdd zu stark von einem Sollwert ab, so wird eine Warnung ausgegeben.
Weiter kann der Gain der Verstärker A1 bzw. A2 regelmässig überprüft werden. Hierzu wird das Aus gangssignal der Verstärker A1 bzw. A2 bei zwei unterschiedlichen Verstärkungen miteinander verglichen.
Es ist auch möglich, den Gain der Verstärker A1 bzw. A2 zu korrigieren, z.B. indem entsprechende Korrekturkapazitäten zugeschaltet werden.
Wie sich aus den obigen Ausführungen ergibt, betrifft die Erfindung verschiedenste Aspekte auf dem Gebiet der Halbleiter- und Sensortechnik und insbesondere der Gasgebührenzähler. Es ist jedoch zu betonen, dass insbesondere das Sensorelement bzw. der beschriebene Halbleiterbaustein mit Sensorteil, Analogteil und Digitalteil als Bausteine für andere Anwendungen verwendet werden können. Auch die Abschirmungstechnik, die im Zusammenhang mit Fig. 14 erläutert wurde, kann für verschiedenste Anwendungen eingesetzt werden, wo schwache Signale auf integrierten Schaltungen von Störungen geschützt werden sollen.
The invention relates to a gas meter and a use of this gas meter according to the preamble of the independent claims.
Gas meters are devices that measure a consumer's gas consumption so that the amount of gas consumed can be charged to the consumer. Normal volumetric gas meters have the disadvantage that their measured values are dependent on pressure and temperature. This leads to an unfair calculation of gas costs.
It is therefore the object to provide a gas meter of the type mentioned that determines the most accurate consumption levels to allow a fairer calculation of gas costs.
According to claim 1, this object is achieved by the mass flow of the gas is determined and integrated over time. Thus, not the volume, but the mass of the consumed gas is determined. Since the mass also corresponds to the calorific value of the gas, this allows a fairer fee calculation.
Preferably, the gas meter has an integrated mass flow detector with a sensor element, an analog part and a digital part. In the digital part, the measured data is linearized. Separately, a microcontroller is provided that integrates the mass flow over time.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor is to be provided on a semiconductor substrate which has the highest possible accuracy with low production costs.
This object is achieved by simultaneously integrating an analog part and a digital part on the semiconductor substrate. In the analog part, the signals are preprocessed, i. reinforced, for example, and then digitized. In the digital part, the digitized data is linearized. By integrating the parts all on a common semiconductor substrate, there is a reduction in manufacturing costs. Nevertheless, thanks to the linearization, high accuracy can be achieved even over a wide range of gas flow.
To avoid disturbances of the weak signals from the sensor as much as possible, the analog part between the digital part, which is responsible for most disturbances, and the sensor element is arranged.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor is to be provided on a membrane which is mechanically as robust as possible.
This object is achieved in that a tensile passivation layer is applied over the membrane. Such a passivation layer can put the membrane under a tensile total stress. This will cause sagging which e.g. would cause a reduction in mechanical stability prevented.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor is to be provided on a membrane, which has a heater which has a structurally simple design.
This object is achieved in that the heater consists of a plurality of resistors, which extend parallel to one another as conductor tracks over the opening and are connected to one another on one side. This makes it possible to supply the current-carrying supply lines both from only one side of the sensor. Preferably, the heater is controlled so that the tracks are divided into two groups, which are in series. A current is passed through both groups and controlled so that the voltage across one of the groups is constant. This allows the heater to be operated in a desired power range in an elegant manner for a given reference voltage.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor is to be provided on a membrane which exhibits little aging.
This object is achieved in that a diffusion barrier is arranged around the membrane. It turns out that foreign ions and foreign molecules, in particular in the region of the membrane, can penetrate into the di-electric layers which cover the semiconductor substrate. Through the diffusion barrier, the ions can be prevented from migrating through the dielectric layers to the other elements integrated on the semiconductor substrate. In particular, circuit elements such as e.g. Transistors, but also lines and the like in question.
Preferably, circuit elements divided into groups are integrated on the substrate, each group being each comprised of a diffusion barrier. This will separate the groups.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor is provided which has a low electrical susceptibility.
This object is achieved in that cables which are susceptible to interference and / or carry disturbing signals are surrounded by a screen of conductive material. Preferably, this screen is formed by a conductive diffusion layer in the substrate and a conductive capping layer.
In a preferred aspect of the invention, a mass flow sensor with a semiconductor substrate, a membrane disposed in the semiconductor substrate over an opening membrane, with a membrane extending over the heater and arranged on both sides of the heating thermo elements to provide as temperature sensors, which has a high reliability.
This object is achieved in that a self-test mechanism is provided, with which the voltage across at least one of the thermocouples is compared with a desired range. If the device is operating correctly, this temperature difference or the voltage across the thermocouples must be within the specified range. A deviation indicates a defect in the membrane, one of the thermocouples or the heater. Preferably, the sum of the voltages of the thermocouples is measured to simultaneously test both thermocouples.
1 shows a block diagram of a gas meter according to the invention, FIG. 2 shows a schematic representation of a possible embodiment of the mass flow detector, FIG. 3 shows possible dependencies of the flow velocity v B in the bypass of the flow velocity v H in the main channel, FIG. 4 shows a measurement flow detector Fig. 6 shows a mass flow detector with a perforated diaphragm in the main channel, Fig. 7 shows a mass flow detector with a constriction in the main channel, Fig. 8 shows a mass flow detector with a venturi. 9 shows a mass flow detector with a pitot tube, FIG. 10 shows a section through the sensor element, FIG. 11 shows a plan view of a semiconductor component with sensor element and electronic circuits, FIG. 12 shows a block diagram of the module according to FIG. 11, FIG.
13 shows the structure of a "scribe line", FIG. 14 shows the structure of a shielded cable with two channels, FIG. 15 shows the heating control, FIG. 16 shows a block diagram of the MUX / amplifier unit, FIG. 17 shows the structure of a four-stage amplifier, Fig. 18 is a stage of the amplifier of Fig. 17, Fig. 19 is a circuit diagram of the A / D converter, Fig. 20 is a buffer for signals from the analog portion to the digital portion, Fig. 21 is a block diagram of the digital portion and the controller, Fig. 22 Fig. 23 is a block diagram of the clock; Fig. 24 is a timing chart of the signals of the clock. Overview:
Fig. 1 shows a block diagram of an embodiment of the invention in the form of a gas meter 1, as it can be used to determine the gas costs in a household.
The gas meter has a main channel with an input line 2 and an output line 3 for the gas to be measured. To measure the amount of gas, a mass flow detector 4 is provided, i. a sensor with which the mass of the gas flowing through per unit of time is determined. A controller 5 evaluates the results of the mass flow detector 4, operates a display 6 and e.g. a smart card reader 7. Further, it can control a shutter valve 8. A power supply 9 feeds all components, preferably from a battery.
In the following, the parts of the gas meter 1 will be described in detail. It should be noted that the use of some of these parts is not limited to a gas meter. Thus, e.g. the mass flow detector explained below or the sensor element can be used in a large number of fields of application. Mass flow detector:
The mass flow detector 4 measures either the mass rate, i. the mass per unit time or an integral of the mass rate, i. the total mass. Instead of the mass or mass flow rate and the respective size per unit flow area of the gas line can be determined and then converted.
Fig. 2 shows schematically the structure of the mass flow detector. In the following, "mass flow" is understood to mean the average mass flow theta v, where theta is the density and v is the velocity of the gas. If the total mass flow through the main channel 2, 3 is to be determined, then theta .v H must be integrated in a known manner, where v H is the average flow velocity in the main channel.
In the present embodiment, a bypass 10 is provided on the main channel, which runs parallel to a portion 11 of the main channel 2, 3, with an input 12 and an output 13. In the bypass 10, a sensor element 14 is provided.
At least in a region 15 between the mouths of the bypass 10, a region shown in gray in Fig. 2 is provided, in which the flow resistance of the gas is increased compared to the rest of the main channel to increase the pressure drop DELTA p between the orifices.
Preferably, a measuring arrangement is arranged in the sensor element 14, which has a heating element and symmetrically to two temperature sensors. A preferred embodiment of this arrangement will be described below.
The temperatures at the temperature sensors of such a sensor element are dependent on the product of the flow velocity v B in the bypass 10 and the density theta of the gas. The output signal S of the sensor element is thus a function f of the mass flow theta v B, where v B denotes the gas velocity at the location of the sensor element 14 in the bypass 4, i. S = s (theta +/- v B). (1)
By means of suitable linearization, a signal proportional to the mass flow can be generated so that S = k +/- theta +/- v B, (2)
where k is a constant.
The gas flowing through the bypass 10 generates a pressure difference DELTA p between the mouths of the conduits 12 and 13. The pressure difference DELTA p is dependent on the gas velocity v B in the bypass 10, i. DELTA p = f B (v B), (3)
where the function f B describes this dependence.
On the other hand, this pressure difference is also dependent on the flow velocity v H in the main channel, i. DELTA p = f H (v H), (4)
where the function f H describes the dependence of the pressure drop on the flow velocity in the main channel.
The functions f B and f H depend on the geometry of the main channel and the bypass. In laminar flow conditions f B and f H are linear functions. In turbulent flow conditions or under dynamic pressure f B and f H can also depend on higher powers of the respective speed, in particular on the square of the speed.
Equations (3) and (4) give: v B = f B <-1> (f H (v H)) = F (v H) (5)
As shown below, the properties of the mass flow detector can be optimized by a suitable choice of the function F or the functions f B and f H.
FIG. 3 shows various possible dependencies of the flow velocity v B on the flow velocity v H. Curve F1 shows a linear dependence which occurs in the case where the functions f H and f B depend in the same way on the respective speed. Curve F2 shows an increasingly steeper dependency which is e.g. occurs when f H depends quadratically on v H and f B linearly on v B. Curve F3 shows an increasingly flatter dependency, e.g. in the case that f H depends linearly on v H and f B quadratically on v B.
The steepness of the curves of Fig. 3 is given by the derivative
EMI9.1
It turns out that a dependence on the type of curve F2 is undesirable. It leads to the fact that the sensitivity of the mass flow detector is low at low flow velocity v H, since the flow velocity v B is relatively weakly dependent on v H, while at high v H there is a strong dependence.
Rather, it is desirable to have a dependency in the manner of curve F1 or F3, i. MF (v H) / Mv H should be greater than or equal to large v H at low v H. In mathematical terms this means
EMI9.2
where v 1 <v 2.
Expressed as a second derivative, this corresponds
EMI9.3
Preferably, the slope should actually decrease, i. be sub-linear and non-linear to obtain higher sensitivity in a lower range. This is the case if in equations (7) or (8) the operators "> =" or " <= "by"> "and" <"be replaced.
Condition (8) should be satisfied at least for low flow velocities (e.g., in the lower 10% of the measurement range), preferably for all flow velocities within the measurement range.
In particular, a mass flow detector is preferred in which f H is proportional to v H and f B is proportional to v B <2> or generally to a 1 +/- v B + a 2 +/- v B <2>, with constant a 1, a 2, is.
In practice, however, it is not always possible to obtain a dependence according to curve F3, and a linear dependence according to curve F1 can already be described as good. At least in the lower 10% of the measuring range, the deviation from the linear behavior should not exceed 10%.
Fig. 4 shows a mass flow detector with sublinear response. In the main channel a linear flow resistance 15 'is arranged, so that DELTA p is proportional to v H. The flow resistance may e.g. consist of a large number of parallel, narrow channels. So f H (v H) V v H holds.
In the bypass, a step-shaped constriction 17 is provided, over which adjusts a dynamic pressure, so that the function f B depends primarily on the square of the flow velocity v B. In addition, f B can also depend on linear terms in v B, so that in general f B (v B) = a 1 +/- v B + a 2 +/- v B <2>.
Fig. 5 shows an embodiment of a mass flow detector with linear response. The main channel is the same as in FIG. 4, while the bypass has no step-shaped constriction, so that f B (v B) V v B applies.
In addition to the considerations that led to equations (7) and (8), other aspects may influence the choice of functions f B and f H, or the design of the main channel and bypass. In particular, in the case of a mass flow detector, the influence of the gas density theta must be taken into account, since the quantity sought is the product theta +/- v H.
As already follows from equation (1), the sensor element 14 measures the product theta +/- v B. Considering the gas density, equations (3) and (4) can be written as DELTA p = f B (theta, v B), (9) DELTA p = f H (theta, v H). (10)
From equations (2), (9) and (10), S V theta +/- v B = theta +/- f B follows <-1> (theta, f H (theta, v H)). (11)
It is desired that S depends only on the product theta +/- v H. Sensors whose signal S depends only on the product theta +/- v H or whose response (possibly after a suitable correction) deviates only slightly (for example a few 10%, preferably a few percent) from such a behavior are referred to as mass flow sensors. This is especially true if S V (theta +/- v H) <k>, (12)
where k is any non-zero number. From (11) and (12) follows f B <-1> (theta, f H (theta, v H)) = theta <k-1> +/- v H <k> (13)
If there are linear flow conditions without dynamic pressure in the bypass, the pressure drop DELTA p is independent of the density theta and linear to the velocity v B, i. the left side of equation (13) is proportional to f H (theta, v H).
In the case of linear flow conditions without back pressure in the main channel, the pressure drop DELTA p is independent of the density theta, i. it holds that f H V v H = theta <0> +/- v H. (14) In the case of a dominant dynamic pressure or dominant turbulent conditions f H V theta +/- v H applies in the main channel <2>. (15)
In both cases f H V theta applies <k-1> +/- v H <k> (16)
Thus, the mass flow detector thus satisfies the condition (13) both for back pressure and for laminar conditions in the main channel, as far as the conditions in the bypass are linear.
These conditions are met in the embodiment according to FIG. 5. They are also fulfilled in the embodiments shown in FIGS. 6 to 8. In all these embodiments, linear conditions prevail in the bypass.
In Fig. 6, a pinhole 20 is used in the main channel, which generates a back pressure. The inlet mouth 12 'of the bypass is located in front of the orifice 20, the outlet orifice 13' shortly thereafter. Due to the turbulent turbulence, the arrangement according to FIG. 6 acts similarly to a venturi nozzle and DELTA p V p +/- v H applies <2>.
In Fig. 7, a constriction 20 'is arranged with gentle transitions in the main channel and the orifices 12', 13 'are located before and after the bottleneck. There are laminar ratios, i. DELTA p V p +/- v H, independent of theta. As indicated by dashed lines under position 4 ', the bypass can also be arranged in the bottleneck, so that it is not affected by any back pressure before and after the bottleneck.
In Fig. 8, a bottleneck 20 "is configured as a venturi. The inlet mouth 12 'of the bypass is located in the constriction, the outlet mouth 13' after the constriction. It applies, without friction losses, DELTA p V p +/- v H <2>.
In such an embodiment, the length L of the bottleneck should be as large as possible, so that the friction losses are higher and the condition according to equation (7) is better fulfilled. It is also conceivable to incorporate a flow resistance according to FIG. 4 or 5 into the bottleneck.
In the arrangement of FIG. 9, the inlet mouth 12 'of the bypass as a pitot tube in the main channel 2, 3 is arranged. In the pitot tube, a back pressure is generated by slowing down the gas. The outlet mouth 13 'of the bypass opens into the main channel 3 or can also be led to another location where there is a static pressure comparable to the gas line 2. The pressure DELTA p above the bypass is determined here primarily by the back pressure and in turn DELTA p V p +/- v H applies <2>. Sensor element:
10 shows the structure of a sensor element 14 with which the mass flow theta +/- v B of a gas can be measured.
The general operating principle of such a device is described in detail in "Scaling of Thermal CMOS Gas Flow Microsensors: Experiment and Simulation" by F. Mayer et al., In Proc. IEEE Micro Electro Mechanical Systems (IEEE, 1996), pp. 116 ff. Described.
The sensor element 14 is arranged on a semiconductor substrate 21 made of monocrystalline silicon, in which an opening 22 has been etched out. The term "opening" is to be understood as meaning both a simple recess in the semiconductor substrate 21 and an opening extending entirely through the semiconductor substrate 21. The opening or depression 22 is covered by a thin membrane 23 made of a dielectric. On the membrane 23, a resistive heater 24 of three resistors is arranged. Symmetrically to the heater 24, two thermocouples 25, 26 are provided, which serve as temperature sensors. Strictly speaking, these are thermopiles consisting of several series-connected thermocouples.
In the context of this description and claims, the term thermocouple is understood to mean both a single element and a thermopile.
Thermocouples have the advantage over resistive temperature sensors that they have virtually no drift and are also relatively insensitive to bending of the membrane 23.
The thermocouples 25, 26 and the heater 24 are so to the flow direction 27 that the gas passes first the first thermocouple 25, then the heater 24 and finally the second thermocouple 26.
A typical size of the membrane 23 is e.g. 300 x 500 μm <2>.
The sensor element 14, and in particular the region of the membrane 23, is covered with a passivation layer 28. This can e.g. of silicon oxide, silicon nitride or a polymer, in particular polyimide. The passivation layer 28 prevents diffusion of unwanted molecules, such as e.g. Water, in the on the semiconductor substrate 21 integrated components.
The passivation layer 28 additionally has to fulfill a mechanical task. For this purpose, it is designed tensil, with a Tensilität at operating temperature of preferably more than 100 MPa. It is thus exposed to a tensile stress, so that it tightens the membrane 23 and thus keeps stable. Thanks to this stress compensation, the membrane 23 still works perfectly even with a pressure difference of more than 3 bar.
The surfactancy of the passivation layer 23 can be controlled by known methods by appropriate choice of the production parameters, see e.g. Dominik Jaeggi, "Thermal Convertes by CMOS Technology", Dissertation at the Swiss Federal Institute of Technology in Zurich no. 11567, 1996.
As already mentioned, with a sensor element 14 according to FIG. 10, the mass flow of the gas can be determined. For this purpose, the temperatures over the thermocouples 25, 26 are measured, which depend on the product of the flow velocity v B and the density theta of the gas.
The sensor element 14, i. the heater 24 is pulsed, e.g. with a pulse length between 5 and 50 ms. Preferably, however, the time delay between the heating pulse and the thermocouple signals is not measured, since this depends only on the flow rate and not on the mass flow. Rather, the temperature signals of both thermocouples 25, 26 are compared with each other, e.g. by determining the difference of the signals or the quotient of the signals. This size depends primarily on the mass flow.
The pulsed operation of the heater has the advantage that the power consumption is reduced.
Thanks to its construction, the sensor element 14 is mechanically robust and can be mounted in any position.
On the semiconductor substrate 21, an evaluation circuit and driver circuits for the heater 24 may be further integrated. A possible construction of all these parts on a common substrate is shown in FIG. 11, and a corresponding block diagram in FIG. 12.
The components combined on the semiconductor substrate 21 are subdivided into three groups and comprise a sensor part 30, an analogue part 31 and a digital part 32. The sensor part 30 contains the above-described sensor element 14. It extends over the entire width of the semiconductor substrate 21 Contact with the gas to be measured comes, are arranged in the sensor part no circuit elements. The analog part 31 mainly comprises analog circuit blocks, the digital part 32 mainly digital circuit blocks. The three groups can each be arranged on individual semiconductor substrates, but the arrangement on a common substrate is preferred for cost reasons and because of the lower susceptibility to interference.
The circuits are implemented in CMOS technology. The smallest used gate lengths of the transistors, in particular of the digital switching transistors, are preferably in the range of 0.2 to 0.8 μm, in any case below 1.0 μm.
Thanks to the high integration density, it is possible to dispose all components on a semiconductor substrate 21 having an area of e.g. only 15 mm <2> accommodate.
The whole block shown in Fig. 11 or 12 can be fed with a voltage less than or equal to 5.5 volts, preferably with 3 volts.
For the connection of the supply voltage and for communication with external components 32 terminal pads 39 are provided on the semiconductor substrate 21 in the region of the digital part. These are arranged symmetrically to the longitudinal axis 37 of the module in order to avoid asymmetric mechanical stresses in the semiconductor substrate.
The functions of the analog part 31 and the digital part 32 will be described in more detail below. It should be mentioned only briefly that the analog part 31 is used for the analog editing of the signals of the sensor element 14 and for conversion into digitized data. In the digital part 32, a linearization of the digital data takes place. In addition, the digital part generates the clock signals of the individual components, and it has a memory in which calibration and operating parameters and / or linearization coefficients can be stored.
Each of the groups 30, 31 and 32 is enclosed by a diffusion barrier "scribe line" 33. In addition, such a scribe line 33 'is arranged around the membrane 23 of the sensor element 14.
The structure of such a scribe line is shown in FIG. In general, it consists of a point at which the readily diffusible, inner layers of the substrate 21 are interrupted and at least one of the metal layers is lowered directly onto the substrate 21. In the embodiment shown, on the substrate 21, e.g. a first SiO 2 layer 41, a polysilicon layer 42, a first glass layer 43, a first aluminum layer 44, a second glass layer 45, a second aluminum layer 46, and the passivation layer 28. In the area of the scribe line 33, 33 ', the first SiO 2 layer 41, the polysilicon layer 42, the first glass layer 43 and the second glass layer 45 are interrupted, while the two aluminum layers 44, 46 and the passivation layer 28 are performed.
In general, with the exception of the uppermost passivation layers, as a rule, all dielectric layers are interrupted, since they are well permeable to ions and foreign molecules, while at least one metal or semiconductor layer is continued as a barrier.
By using the Scribe Lines 33, the individual groups of the block are separated from each other. Thanks to the scribe line 33 'around the membrane 23, ions and foreign molecules, which can penetrate the layers particularly well in this area, are prevented from further diffusing. This reduces or even eliminates aging processes.
Also, to avoid electrical noise, lines carrying weak analog signals or high frequency signals are shielded with a special arrangement shown in FIG. This applies in particular to the long lines 35 which connect the thermocouples 25, 26 to the analog part 31.
For this purpose, the lines 35 to be shielded are arranged on an insulating SiO 2 layer 41 and insulated laterally and upwardly with a further SiO 2 layer 45. In the substrate 21 below the lines 35, a conductive p + or n + diffusion region 48 is provided. Above the upper SiO 2 layer 45 is a conductive cover layer 46 made of aluminum, which is laterally along the lines 35 with the p + and n + diffusion region 48 in contact.
The leads 35 may be e.g. may be made of aluminum or polysilicon, as well as the aluminum layer 46, another conductive material may be used. Instead of the SiC 2 layers 41, 45, other layers of electrically insulating material, e.g. Glass or silicon nitride. Depending on requirements, only one line 35 can be shielded in this way, or more than two lines can be shielded together. In this case, the conductive cover layer 46 and the diffusion layer 48 form a screen for the lines to be shielded.
The passivation layer is not shown in FIG. 14.
Instead of or in addition to the lines 35, other lines of the semiconductor device can be shielded in this way, e.g. the lines 36, which connect the heater to the analog part. It may also be useful to shield lines for digital signals in this manner, especially if they are high frequency digital signals that might disturb other components of the circuit.
A shield of the type of Fig. 14 can be used wherever lines have to be screened. It is particularly suitable for semiconductor devices on which a sensor and an amplifier or an evaluation circuit are arranged.
A further reduction of interference is achieved by avoiding loops in the connecting lines between the sensor part 30 and the analog part 31. Thus, the connecting lines 35 between the thermocouples 25, 26 and the analog part are guided directly next to each other and parallel to each other, as can be seen in particular from FIG. 14 for the two lines 35 of one of the thermocouples.
Also a reduction of interference is achieved by the geometry of the arrangement of the components on the semiconductor substrate. The analog part 31 is arranged between the sensor element 14 and the digital part 32, so that the weak sensor signals are influenced as little as possible by the switching signals of the digital part.
Furthermore, the sensor element is arranged at one end of the semiconductor substrate, so that the remaining parts of the semiconductor substrate can not come into contact with the gas to be measured.
As can be seen from FIG. 11, the sensor element 14 is arranged essentially symmetrically with respect to a central longitudinal axis 37 of the semiconductor component. In particular, the heater 24 is symmetrical about this axis, so that thermally induced voltages in the substrate remain low. As described in more detail below, the analog part 31 has two differentially operated channels for evaluating the measurement signals. In order for these channels to be influenced in the same way by the temperature gradient generated by the heater 24 in the substrate 21, their components are preferably arranged in regions of the same temperature.
The sensor element 14 does not extend over the entire width of the semiconductor substrate. In the flow direction of the gas in front of and behind the sensor element 14, spacer regions 38 are provided, which ensure that the gas at the sensor element 14 has a most laminar, undisturbed flow field.
The mode of operation of the analog part 31 and of the digital part 32 will be explained in more detail below. Analog circuits:
As shown in FIG. 12, the analog part includes a heater controller 50, a part 51 called a MUX / amplifier for selecting the signals to be processed and their pre-amplification, and an A / D converter 52.
Furthermore, the analog part 31 also includes a temperature sensor 40 for measuring the ambient and / or substrate temperature. This temperature can affect the signals of the thermocouples 25, 26 and is therefore taken into account in their preparation. The temperature sensor 40 can also be arranged in the sensor part 30, in particular on the membrane 23.
The temperature sensor 40 is associated with its own A / D converter 40a, which operates at a lower clock rate than the A / D converter 52, whereby the power consumption is reduced. Between the temperature sensor 40 and the A / D converter 40a, an amplifier with adjustable offset and gain can additionally be arranged.
The analog part 31 thus fulfills a variety of tasks and comprises at least 100 transistors. The components of the analog part will now be described in detail. heating control
The heater controller 50 is shown in FIG. It has an operational amplifier 55, at whose positive input a fixed voltage Vbg is applied. This fixed voltage is generated by a voltage generator 53. The voltage generator 53 is integrated on the semiconductor substrate 21 and generates its voltage from the bandgap voltage Vbg of the semiconductor. For silicon, this voltage is about 1.2 V.
At the output of the operational amplifier 55 is the heater 24, which, as also shown in Fig. 11, is divided into three partial resistors R1a, R1b and R1c. Each of these resistors is designed as a conductor track, which extends over the membrane 23, wherein the three conductor tracks are interconnected at one end. At the other end are the two outer tracks, e.g. the resistors R1b and R1c also connect to each other and to the analogue part 31, while the middle conductive line, which in this case forms R1a, is individually linked to the analogue part 31. Thus, the resistors R1b and R1c are in parallel with each other, and the resistor pairs R1b and R1c are in series with the resistor R1a, as shown in FIG.
The common connection point of all the resistors is connected to the inverting input of the operational amplifier 55, the common terminals of R1b, R1c are at 0 volts, the single terminal of R1a at the output of the operational amplifier 55. Thus, the heating control keeps the voltage across R1b, R1c constant , regardless of the value of the supply voltage. Also, the voltage across R1a is kept substantially constant in this way since the total current through R1b, R1c is the same as that through R1a.
An advantage of splitting heater 24 into a plurality of resistors traversing membrane 23 as parallel, adjacent traces is that energized leads 36 from the heater controller can both engage the same side of membrane 23.
In addition, the circuit of FIG. 15 in addition to the resistors R1a, R1b, R1c of the heater 24 requires no further resistors and thus avoids unnecessary power losses.
The resistors R1a, R1b, R1c are preferably all the same size and are in the range of 0.8 to 250 k LAMBDA, so that at a voltage of about 2 to 5 volts, a power between 0.1 and 5 mW can be generated. In particular, however, the value of the resistor R1a may also be chosen to be different from that of R1b and R1c, without affecting the symmetry of the heater.
In the embodiment according to FIG. 15, the heating is thus divided into two resistance groups lying in series with one another, the first resistance group comprising R1b and R1c and the second R1a. Depending on the ratio of the desired output voltage of the operational amplifier 55 (which should be as close as possible to the positive supply voltage for a minimum line loss) and the constant voltage Vbg, the size of the two resistor groups can be adjusted accordingly. For example, e.g. each resistance group includes only one resistance.
The heating power P H of the heater 24 is given by P H = U H <2> / R H,
where 1H is the output voltage of operational amplifier 55 and RH is the effective resistance of the combination of R1a, R1b and R1c. The resistors R1a, R1b and R1c become larger as PTC resistors with increasing temperature, substantially proportional to the temperature rise. An increase in temperature of the heating thus immediately leads to a reduction in heating power. By keeping constant the voltage across the heater or a part of the resistors, the temperature of the heater is thus kept substantially constant.
However, instead of the circuit of FIG. Also, a circuit can be used which keeps the temperature, current or power of the heater constant. In a simplest version, the heater can also be attached directly to the (external) supply voltage. MUX / amplifier
The part 51 called MUX / Amplifier is shown as a block diagram in FIG. Its task is to provide the input signals to the A / D converter 52. The latter has two input pairs VIN, NVIN and VREF, NVREF, where it essentially equals the difference or the sum of VIN and NVIN in units of the difference or sum of VREF and NVREF. Further details on the structure of the A / D converter 52 are given below.
Part 51 comprises a multiplexer 57 and two multi-stage, symmetrical two-channel amplifiers A1, A2. In particular, amplifier A2 is optional and can also be replaced by simple connection lines.
The multiplexer 57 has the following inputs: two inputs TP1 and NTP1 or TP2 and NTP2 for the thermocouples 25, 26, an input for an analog ground A_GND, an input for the supply voltage Vdd, an input for an internal reference voltage Vrefint (derived from the bandgap voltage Vbg mentioned above) and an input for an external reference voltage Vrefext. It has different states in which certain of the inputs are connected to the outputs M1a, M1b and M2a, M2b:
<Tb> <TABLE> Columns = 3 <tb> Head Col 1: Condition <tb> Head Col 2: voltage at M1a, M1b <tb> Head Col 3: voltage on M2a, M2b <Tb> <SEP> 1 <SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2) <SEP> Vrefint <Tb> <SEP> 2 <SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2) <SEP> Vrefext <Tb> <SEP> 3 <SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2) <SEP> Vrefint <Tb> <SEP> 4 <SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2) <SEP> Vrefext <Tb> <SEP> 5 <SEP> (TP1-NTP1), - (TP2-NTP2) <SEP> (TP1-NTP1, - (TP2-NTP2) <Tb> <SEP> 6 <SEP> 0 <SEP> Vrefint <Tb> <SEP> 7 <SEP> 0 <SEP> Vrefext <Tb> <SEP> 8 <SEP> k +/- Vdd (k <1) <SEP> Vrefint <Tb> </ TABLE>
In states 1 and 2, the A / D converter 52 measures the temperature difference between the two thermocouples 25, 26 in units of Vrefint and Vrefext, respectively. In states 3 and 4, the sum of the temperatures across the two thermocouples 25, 26 is measured in units of Vrefint and Frefext, respectively. This value can be used in a self-test, as described below.
In condition 5, the temperature difference is measured in units of the sum of the temperatures of the thermocouples (see below) - it can be seen that in certain cases this quantity has less dependence on the membrane thickness and thus on the contamination than the pure temperature difference. In states 6 and 7, an offset adjustment can be performed. State 8 is used in a check of the supply voltage Vdd, wherein a known fraction k of the supply voltage Vdd is supplied to the A / D converter.
In states 1, 2 and 5, the inputs NTP1 and NTP2 are set to analog ground and TP1 and TP2 are connected to the outputs. In states 3 and 4, the inputs NTP1 and TP2 are set to analog ground and TP1 and NTP2 are connected to the outputs.
The two-channel amplifier A1 (and, if provided, also the two-channel amplifier A2) is preferably constructed in multiple stages, as shown in FIG. 17. Each stage has an amplifier stage A11, A12, A13, A14, which can be selectively connected or bypassed via switches S11, S12, S13, S14. The amplification factor of each stage is e.g. 5, so the total gain is between 1 and 5 <4> = 625 can lie.
The use of multiple amplifier stages A1i has the advantage that even with low power consumption even high frequencies can be amplified. A single amplifier with high gain would have a higher power consumption at the same frequency.
A single amplifier stage A1i is shown in FIG. It is an amplifier with switched capacities. It has a two-channel inverting amplifier circuit 59 and conventional switches K1i, K2i. The circuit operates in auto-zeroing mode, i. with closed switches K1i in the feedback loop, the input-side switches K1i are grounded, so that a charge corresponding to the offset is stored on the capacitors C1i, which charge is subtracted from the actual signal in the next half-clock phase.
In order for the amplifier stages according to FIG. 18 to be cascaded, the switches K1i, K2i of successive stages must be clocked out of phase by 180 °. A / D converter:
The structure of the A / D converter 52 is shown in FIG. It is designed as a sigma-delta converter and has an amplifier 60 and a comparator 61. The output of the comparator is supplied in known manner to a counter 62 and a switch control 63.
The input capacitors Cx1, Cx2, Cy1, Cy2 are connected via input switches X1, X2, Y1, Y2 to the inputs VREF, NVREF, VIN, NVIN described with reference to FIG.
By suitably selecting the position of the switching phases of the switches X1 and X2 or Y1 and Y2, it is possible to select whether the voltages present at the inputs VREF, NVREF or VIN, NVIN are subtracted from one another or added to one another.
The A / D converter 52 is disposed on the side of the analog part 31 closest to the digital part 32, since the A / D converter is less susceptible to noise than e.g. the amplifiers A1, A2 or other parts of the analog part 31. Buffer:
The signals from the analog part 31 to the digital part 32 and those from the digital part 32 to the analog part 31 are buffered. For this purpose, a buffer 64 is provided for each signal, as shown in FIG.
The buffer 64 according to FIG. 20 transmits a signal from the analog part 31 to the digital part 32. The supply voltage Vpp of the digital part 32 is supplied to it as a supply voltage.
A buffer for signals from the digital part 32 to the analog part 31 is fed inversely by the positive supply voltage Vdd of the analog part 31.
By using buffers 64, the transmission of high frequency noise from digital part 32 into analog part 31 is reduced.
In order to avoid crosstalk of interference, analog part 31 and digital part 32 are supplied by separate voltages Vdd and Vpp, respectively, for which separate connection pads 39 are preferably also provided on the semiconductor substrate 21.
The masses of the analog part 31 and the digital part 32 are preferably performed separately from the chip. It is particularly important between current-carrying ground, e.g. Source contacts of NMOS transistors, and electroless ground, such. the backgates of the NMOS transistors, to minimize the noise. Digital part:
A block diagram of the digital part is shown in Fig. 21, with the buffers 64 not shown.
The digitized values from the A / D converter 52 go to a signal processing circuit 70. This circuit performs the following operations: It subtracts an offset signal detected in a calibration. - It checks the values of the digitized signals and controls the gain of the amplifier A1 or A2, so that is always measured with optimum resolution. If the signals from the A / D converter are very large, the gain is reduced; if they are very small, the gain is increased.
It performs a calibration and linearization in which the values are averaged by the A / D converter 52 nonlinear. A corresponding method is e.g. by P. Malcovati et al. in the IEEE Journal of Solid State Circuits, pp. 963 et seq., Vol. 29, 1994.
For the calibration and linearization, the signal processing circuit 70 accesses via a serial interface 71 to an external EEPROM 72, in which coefficients for the preparation of the data are stored.
In order to reduce the number of accesses to the external EEPROM 72, a buffer memory 72a is also provided in the digital part 32 in which at least one, preferably several, of the values last read out of the EEPROM 72 and the associated address are stored. If one of these values is to be read out again, the buffer 72a is accessed and not the EEPROM 72. As a result, the power consumption is reduced and less noise is generated because the signal processing circuit does not need to access the external EEPROM 72, if the signals from the A / D converter 52 does not change or only slightly.
The coefficients to be used for the linearization depend on the amplification factor of the amplifiers A1 and A2 and are automatically selected correctly in accordance with the current setting of the amplifiers.
As already mentioned, the measured values of the thermocouples 25, 26 also depend on the temperature of the substrate or the environment and the gas. Therefore, the value measured by the temperature sensor 40 is also taken into account in the linearization in order to reduce or compensate for the temperature dependence of the data of the thermocouples 25, 26. In the EEPROM 72, a two-dimensional array of coefficients is stored, which are addressed via the temperature difference of the thermocouples and the current value of the temperature sensor 40.
The output data of the mass flow detector are also supplied by the signal processing 70 to the serial interface 71 and can be interrogated there by an external microcontroller 73.
In the digital part 32, a nonvolatile memory 74 is further provided. In the present embodiment, this memory is designed as a ROM, which is normally programmed by the manufacturer and determines the operation of the mass flow detector 4. Preferably, it is constructed in "zener zaps" construction with diodes, which are burned for programming. It is also conceivable to store the memory 74 e.g. as Flash-ROM or as EEPROM.
The memory 74 comprises at least 20 bits of memory space and stores e.g. the following options: - activation of the linearization in the signal processing circuit 70: The linearization can be switched off when it is not needed or performed externally. - Activation of the offset correction: The above-mentioned offset correction can optionally be switched on and off. Activation of Gain Switching: As mentioned above, the signal processing circuit 70 can automatically track the gain of the amplifiers A1, A2.
This possibility can be switched off. - Heating mode: The heating can be fed either with the circuit shown in Fig. 15 or from an external power source. Clock rate: So that the chip can be operated with different clock rates, a divider is stored in the memory 74, by which the applied clock is divided.
Serial number: A serial number is stored in memory 74.
Furthermore, memory 74 may be used to turn on and off further optional capabilities of the semiconductor device.
The memory 74 is physically located on the side of the digital part 32 which is closest to the analog part 31, since the memory 74 generates relatively small spurious signals.
Finally, a control with clock 75 is arranged in the digital part 32. This generates all the control signals for the digital part 72 and also the control commands for the switches of the analog part 31.
Fig. 23 schematically shows the structure of the clock generator 75. It has a clock input T which carries a clock signal which is generated on the semiconductor substrate or externally. This clock signal is supplied to a time delay circuit 75a which generates two time-shifted clock signals T1, T2. As can be seen from FIG. 24, these signals (or their active edges) are offset from one another by a time value DELTA t. The earlier clock signal T1 is supplied to a clock generator 75b for the digital part and the later clock signal T2 to a clock generator 75c for the analog part. The clock generator 75b generates all the clock signals for the components of the digital part 32. The clock generator 75c generates all the clock signals for the analog part 31. The value DELTA t is selected to be so large that all components of the digital part 32 have switched within the time DELTA t.
This ensures that the components of the analog part 31 do not start to switch until the switching operations in the digital part 32 have ended, as a result of which a reduction of the disturbances in the analog part 31 can be achieved.
Overall, digital part 32 includes at least 1000 gates to accomplish its tasks. Controller:
The control part 5 of the device, which is also shown in FIG. 21, comprises the microcontroller 73 and the EEPROM 72, sharing the latter with the digital part 32 of the mass flow detector 4.
The microcontroller 73 may e.g. be a microprocessor with built-in ROM. It can also access the EEPROM 72 via the serial interface 71 of the digital part in order to store accumulated fees there. Further, the microcontroller 73 controls the data to be displayed on the optional display 6 and the optional card reader 7.
There may also be provided a radio interface 76 via which the microcontroller 73 may be connected e.g. can communicate with a center 84 via a cellular telephone network, for example by means of GSM. Thus, the gas meter may e.g. automatically forward the gas consumption to the central unit 84. It is also conceivable that the center 84 transmits a tariff rate, according to which the gas consumption is to be calculated, by radio to the gas meter.
Instead of or in addition to the radio interface 76, a further interface 77 may be provided. This may be a wireless or wired interface, which may be e.g. can be used for local reading of the gas meter.
The microcontroller 73 also controls the valve 8.
The control part may further comprise an electronic clock 78. This can e.g. used to process time-based rate sets.
The control part reads out the instantaneous mass flow in the bypass 10, as determined by the mass flow detector 4, via the serial interface 71 and integrates this value over time. He also converts the mass flow in the bypass 10 to the mass flow in the main channel 2, 3. At regular intervals, e.g. Whenever a certain amount of gas has been consumed, or when gas has been consumed for a certain amount of charge, it stores the corresponding intermediate value in the EEPROM 72 so that failure or elimination of the power supply will result in no loss of data.
It is also possible to monitor the supply voltage. As soon as it starts to drop, the last intermediate value is written to the EEPROM. In this case, it must be ensured by means of an appropriate buffer that there is still sufficient time to save the data in the event of a sudden voltage drop.
Since the control part 5 thus integrates the mass flow of the consumed gas over time, it calculates the mass of the consumed gas. From this mass a corresponding fee is calculated, which can either be done in the control part 5 or externally.
The control part 5 displays the consumed gas amount (or a corresponding charge) as the value on the display 6. This value can be encrypted, so that the risk of manipulation is lower.
If a reader 7 is provided, the user can insert a value card 80 into this device. This card contains a non-volatile memory 82 with a credit for a particular gas mass. The microcontroller 73 opens the valve only when such a value card 80 is inserted into the card reader 7, and performs the credit in the memory 82 according to the consumed gas mass. So he can e.g. After inserting the card, subtract a unit of charge or unit from the value in memory 82 and then keep the valve open until a corresponding amount of gas has been consumed. Then, it subtracts a next unit of charge from the value in the memory 82, etc. As soon as such a subtraction is no longer possible, the valve 8 is closed.
If a radio interface 76 is provided, then the gas costs or the consumed gas mass or via the radio interface 76 can be transmitted to a control center 84.
The digital part 32 can operate independently of the microcontroller 73, i. he can perform the calibration and linearization of the measurement data without the help of the microcontroller 73. The microcontroller 73 only needs to query the results from the digital part 32. This makes it possible to operate the microcontroller 73 only intermittently and / or at a reduced clock rate. This reduces the power consumption of the gas meter. In addition, interference generated by the microcontroller 73 can hardly get into the analog part 31.
The components arranged on the semiconductor substrate 21 do not have to be constantly in operation. They may be provided by the microcontroller 73 e.g. only be switched on periodically to take measurements at regular intervals. This leads to a reduction of power consumption. Thus, e.g. Measurements should be made only every 2 seconds.
The microcontroller 73 may also determine the accuracy of the measurements by determining the number of averages made by the digital part 32 or the pulse length of the heating pulses. To reduce power consumption, e.g. First, a high accuracy measurement is performed and then lower accuracy measurements until the latter indicate that the mass flow has apparently changed. Then again a measurement of high accuracy is to be carried out.
The arranged on the semiconductor substrate components can operate in continuous operation or in intermittent operation, wherein the corresponding operating mode is selected by the microcontroller 73 and controlled by the digital part 32.
In intermittent operation, the activation of the semiconductor chip by the microcontroller 73 leads to the following steps: A) The heating and the measuring electronics are switched on.
B) After step A, the digital part 32 waits until the heating temperature has stabilized. Then he first performs an offset correction and then a measurement. The data is output.
Then the measuring electronics and the heater are turned off and the semiconductor chip waits for the next activation by the microcontroller.
In continuous operation, measuring cycles are carried out without interruption, wherein in each measuring cycle first an offset correction and then a measurement takes place. Serial interface:
The serial interface 71 operates according to a protocol shown in FIG. If the microcontroller 73 wants to read out data from the digital part 32, it first brings a "Chip Select" CS line into the active state 0 and thus selects the digital part 32. The digital part 32 then outputs a "ready" signal R on a data line D. This is 0 as long as the currently running measurement is still in progress. Once the measurement is completed, the digital part 32 sets the data line D, i. This indicates to the microcontroller 73 that it can now start reading the data. To this end, he begins to clock a previously set to 1 clock signal C1k. With the first negative edge, the digital part 32 provides the first data bit D0 so that it can be read out by the microcontroller 73 on the next positive edge.
Then, the second data bit D1 is provided, etc., until the last data bit Dn.
The protocol shown in FIG. 22 has the advantage that the status of the measurement can be taken into account without additional lines and in a way that is transparent for existing serial protocols. This is accomplished by providing a status signal ("ready" signal R) on the data line D when the chip is selected by the CS signal, the status signal being from an inactive (here 0) to an active (here 1) Condition changes as soon as the chip is ready. Then, the microcontroller generates the clock signal C1k whose first edge indicates to the digital part 32 that it now has to output the first data bit DO. It replaces the status signal with the first data bit DO, so that it is valid the next time the clock signal C1k is changed.
The protocol according to FIG. 22 or the corresponding method can be used wherever a serial data exchange between two modules is only to begin when the one of the modules has declared readiness. Self-test:
The inventive gas meter is provided with various functions that allow a self-test. These functions can either be integrated in the digital part 32 or assigned to the microcontroller 73.
A first self-test function allows, as described above, to measure the sum of the signals of the thermocouples. For this purpose, the multiplexer 57 is brought into one of the states 3 or 4. The signal thus measured is a measure of the temperature difference between the semiconductor substrate 21 and the center of the membrane 23. When the device is operating correctly, this temperature difference or the voltage across the thermocouples must be within a certain nominal range.
In a second self-test function, the supply voltage Vdd is measured. For this purpose, the multiplexer 57 is brought into the state 8. If the supply voltage Vdd deviates too much from a setpoint value, a warning is output.
Furthermore, the gain of the amplifiers A1 and A2 can be checked regularly. For this purpose, the output signal from the amplifiers A1 and A2 is compared with each other at two different gains.
It is also possible to correct the gain of the amplifiers A1 and A2, e.g. by corresponding correction capacities are switched on.
As can be seen from the above, the invention relates to various aspects in the field of semiconductor and sensor technology and in particular the gas meter. However, it should be emphasized that, in particular, the sensor element or the described semiconductor component with sensor part, analog part and digital part can be used as components for other applications. Also, the shielding technique discussed in connection with Figure 14 can be used for a variety of applications where weak signals on integrated circuits are to be protected from interference.