Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Übermittlung einer Nachricht zwischen zwei Teilnehmerstationen gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und einer Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Das Verfahren kann überall dort eingesetzt werden, wo mit leistungsarmen Sendern grosse Distanzen zu überbrücken sind.
Solche Verfahren werden vorteilhaft zur Fernablesung von Elektrizitätszählern über das Energieverteilungsnetz verwendet.
Es sind Paketvermittlungs-Netze bekannt (P. Schicker: Datenübertragung und Rechnernetze, B.G. Teubner Verlag, Stuttgart 1983), mit denen die Aufgabe grundsätzlich lösbar ist, welche jedoch einen erheblichen Aufwand in allen Teilnehmerstationen voraussetzen und somit eine kostengünstige Lösung verhindern.
Zudem ist ein Verfahren zur genauen Synchronisation einer gesendeten Trägerschwingung bekannt (DE-AS 2 824 137), bei dem ein Stellsignal für einen in der Phase steuerbaren Grundtaktgenerator mittels einer Phasenvergleichseinrichtung aus dem Vergleich der Schwingung des Grundtaktgenerators mit einer empfangsseitig ankommenden Synchronisierinformation gewonnen wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein Kommunikationsnetz mit mehreren Teilnehmerstationen zur Übermittlung einer Nachricht zwischen zwei Teilnehmerstationen ein Verfahren anzugeben, welches verglichen mit dem Paketvermittlungsnetz einen verhältnismässig kleinen Verwaltungsaufwand bedingt und zudem mit einer kostengünstigen Einrichtung ausführbar ist.
Die Erfindung ist im Anspruch 1 gekennzeichnet. Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Teils einer Teilnehmerstation mit einer Phasenkorrektureinheit zur Trägersynchronisation,
Fig. 2 ein Kommunikationsnetz mit drei Teilnehmerstationen,
Fig. 3 eine Ausführung der Phasenkorrektureinheit,
Fig. 4 den prinzipiellen Verlauf der Signale der Ausführung der Phasenkorrektureinheit nach der Fig. 3,
Fig. 5 eine Variante der Phasenkorrektureinheit und
Fig. 6 den prinzipiellen Verlauf der Signale der Variante der Phasenkorrektureinheit nach der Fig. 5.
In der Fig. 1 bedeutet 1 einen Generator, der einen Dateneingang 2, einen Korrektureingang 3 für ein Korrektursignal R und einen Signalausgang 4 für ein Sendersignal S aufweist. Der Signalausgang 4 ist über ein Ausgangs-Bandfilter 5 mit dem Eingang einer ersten Anschlussschaltung 6 eines Übertragungsmediums 7 verbunden. Der Ausgang einer zweiten Anschlussschaltung 8 des Übertragungsmediums 7 führt über ein Eingangs-Bandfilter 9 sowohl zu einem Demodulator 10, als auch auf einen Bezugseingang 11 einer Phasenkorrektureinheit 12, welche einen mit dem Korrektureingang 3 verbundenen Ausgang 13 aufweist. Im Bedarfsfall verfügt die Phasenkorrektureinheit 12 über einen zusätzlichen, am Signalausgang 4 angeschlossenen Bezugseingang 14.
Der Generator 1, der Demodulator 10, die Phasenkorrektureinheit 12, die beiden Bandfilter 5 und 9 sowie die zwei Anschlussschaltungen 6 und 8 sind Einheiten einer in der Zeichnung nicht vollständig dargestellten Teilnehmerstation 15.
Die Fig. 2 zeigt drei mittels eines Kommunikationsnetzes 16 miteinander verbundene Teilnehmerstationen 15. Eine maximale Anzahl Teilnehmerstationen 15 im Kommunikationsnetz 16 ist grundsätzlich nicht begrenzt.
Als Übertragungsmedium 7 (Fig. 1) ist im allgemeinen jedes in der Kommunikationstechnik bekannte Medium verwendbar. Sofern alle Teilnehmerstationen 15 des Kommunikationsnetzes 16 an einem gemeinsamen Energieversorgungsnetz liegen, ist das Übertragungsmedium 7 mit Vorteil das Energieversorgungsnetz.
Eine in der Fig. 3 dargestellte vorteilhafte Ausführung der Phasenkorrektureinheit 12 weist einen Schwellenschalter 17, ein Verzögerungsglied 18, einen Impulszähler 19, einen ersten Impulswandler 20 und einen zweiten Impulswandler 21 sowie ein erstes Verknüpfungsglied 22 und ein zweites Verknüpfungsglied 23 auf, wobei die beiden Verknüpfungsglieder je über zwei Eingänge und einen Ausgang verfügen.
Der Bezugseingang 11 der Phasenkorrektureinheit 12 führt auf den Eingang des Schwellenschalters 17, welcher ausgangsseitig mit dem Eingang des Verzögerungsgliedes 18 verbunden ist. Der Ausgang für ein binäres Signal X des ersten Verknüpfungsgliedes 22 liegt an einem Freigabeeingang 24 des Impulszählers 19. Ein erster Eingang des ersten Verknüpfungsgliedes 22 ist mit einem ersten Ausgang für ein binäres Signal BD des Verzögerungsgliedes 18 verbunden, und der zweite Eingang liegt am zusätzlichen Bezugseingang 14. Der Ausgang für ein Signal P des Impulszählers 19 führt auf einen Rücksetzeingang 25 des Impulszählers 19 sowie auf den Eingang des ersten Impulswandlers 20. Der Impulszähler 19 weist einen Takteingang 26 auf, welcher mit dem Ausgang eines in der Fig. 3 nicht dargestellten Oszillators verbunden ist.
Der Ausgang 13 der Phasenkorrektureinheit 12 ist identisch mit dem Ausgang des zweiten Verknüpfungsgliedes 23, von dem ein erster Eingang für ein Signal Q1 mit dem Ausgang des ersten Impulswandlers 20 und von dem der zweite Eingang für ein Signal Q2 mit dem Ausgang des zweiten Impulswandlers 21 verbunden ist. Das Verzögerungsglied 18 verfügt über einen zweiten mit dem Eingang des zweiten Impulswandlers 21 verbundenen Ausgang für ein binäres Signal <ij>BD (not BD).
Eine in der Fig. 5 dargestellte, besonders einfache Variante der Phasenkorrektureinheit 12 weist einen Schwellenschalter 27, ein Verzögerungsglied 28, einen Impulswandler 29 sowie einen Impulszähler 30 mit einem Takteingang 31 und einem Rücksetzeingang 32 auf.
Der Bezugseingang 11 führt auf den Eingang des Schwellenschalters 27, welche ausgangsseitig mit dem Eingang des Verzögerungsgliedes 28 verbunden ist. Der Ausgang für ein binäres Signal < NOt >BD min (not BD min ) des Verzögerungsgliedes 28 liegt am Takteingang 31 des Impulszählers 30, dessen Ausgang für ein Signal P min einerseits mit dem Rücksetzeingang 32 und anderseits mit dem Eingang des Impulswandlers 29 verbunden ist. Der Ausgang 13 der Phasenkorrektureinheit 12 ist in dieser Variante identisch mit dem Ausgang des Impulswandlers 29.
Alle am Kommunikationsnetz 16 (Fig. 2) angeschlossenen Teilnehmerstationen 15 arbeiten sowohl als Sender wie auch als Empfänger von modulierten Signalen, wobei eine Trägerschwingung bei allen Sendern - innerhalb einer durch übliche Quarztoleranzen bestimmten Genauigkeit - dieselbe Frequenz aufweist. Die Sendeleistung der Teilnehmerstationen 15 ist möglichst niedrig gehalten, jedoch mindestens so gross, dass sie ausreicht, um den maximal möglichen Abstand zweier am Übertragungsmedium 7 (Fig. 1) benachbarten Teilnehmerstationen 15 zu überbrücken. Mit Vorteil ist die Sendeleistung so ausgelegt, dass eine vom Sender einer Teilnehmerstation 15 (Fig. 2) als ein Sendersignal ausgesandte, adressierte Nachricht von etwa 80% aller Teilnehmerstationen 15 empfangen werden kann. Die Nachricht enthält einen Kreditwert, welcher bei einem Senden um eine Krediteinheit verkleinert wird.
Jede von einer Teilnehmerstation 15 richtig empfangene Nachricht wird, sofern ihr Kreditwert nicht vollständig abgebucht ist, von der Teilnehmerstation - nachdem der Kreditwert um eine Krediteinheit verkleinert worden ist - in einem dem Empfang nachfolgenden Zeitfenster wieder ausgesendet. Vorteilhaft wird der Kreditwert in Form einer natürlichen Zahl vergeben. Ein wesentlicher Vorteil der beschriebenen Nachrichten-Übermittlungsart liegt darin, dass keine der Teilnehmerstationen 15 die geographische Anordnung der andern Teilnehmerstationen 15 im Kommunikationsnetz zu kennen braucht.
Die Trägerschwingung wird nach einem bekannten Verfahren gemäss der Nachricht am Dateneingang 2 (Fig. 1) moduliert. Vorteilhafterweise wird eine Modulationsart verwendet, bei der die modulierte Trägerschwingung inkohärent - also ohne Phaseninformation - demodulierbar ist. Eine gut geeignete Modulationsart ist die Frequenzumtastung (frequency shift keying, FSK) oder die Amplitudenmodulation.
Die Frequenz der Trägerschwingung ist viel grösser als die Rate der pro Sekunde übertragenen Datensymbole (Bits) der Nachricht.
Ein mit Frequenzumtastung moduliertes Sendersignal weist vorteilhaft bei einem der binären Datensymbolwerte die Frequenz von 60 kHz und beim anderen die Frequenz von 75 kHz auf, wobei die Nachricht mit 300 Bit pro Sekunde moduliert wird.
Die Teilnehmerstationen 15 senden im wesentlichen synchron Nachrichten aus, wobei, falls ihre Trägerschwingungen ungenügend synchronisiert sind, auf dem Übertragungsmedium 7 in bekannter Art Schwebungen entstehen, welche zu einem Informationsverlust führen können.
Zur Vermeidung von Schwebungen werden die Trägerschwingungen aller Teilnehmerstationen genügend genau synchronisiert. Mit Vorteil ist eine Abweichung der Phase verschiedener Sendersignale betragsmässig immer kleiner als 90 DEG .
Da die Frequenz der Trägerschwingung viel grösser als die Rate der pro Sekunde übertragenen Datensymbole der Nachricht ist, kann ein Takt der Datensymbole für eine Korrektur der Phase des Trägersignals nicht verwendet werden.
Das bekannte Verfahren zur genauen Synchronisation einer gesendeten Trägerschwingung setzt einen grossen schaltungstechnischen Aufwand voraus, während die erfindungsgemässen Ausführungen der Phasenkorrektureinheit 12 relativ einfach aufgebaut sind.
Der Generator 1 (Fig. 1) erzeugt am Signalausgang 4 das Sendersignal S, welches eine durch die Nachricht am Dateneingang 2 modulierbare Trägerschwingung ist. Die Phase der Trägerschwingung ist durch das vorteilhaft binäre Korrektursignal R veränderbar.
Mit Vorteil wird die Trägerschwingung in bekannter Art aus einem digital generierten binären Trägersignal erzeugt. In einem vorteilhaften Aufbau weist der Generator 2 einen durch einen Quarz stabilisierten Oszillator sowie einen Dualzähler (Counter) auf, welcher ein Oszillatorsignal auf die für die Trägerschwingung gewünschte Frequenz teilt. Das Ausgangs-Bandfilter 5 gibt der Trägerschwingung mindestens näherungsweise eine Sinusform. Der Korrektureingang 3 ist ein Reset-Eingang des Dualzählers. Das Korrektursignal R setzt den Dualzähler auf null zurück und bewirkt dadurch die Korrektur der Phase des Trägersignals und damit auch die Korrektur der Phase der Trägerschwingung.
In einer Variante besteht der Generator im wesentlichen aus einem Oszillator, einer in einem Read-Only-Memory (ROM) abgespeicherten Tabelle mit Momentanwerten für verschiedene Argumente der Sinusfunktion und einem Digital-Analog-Wandler, dessen Ausgang mit dem Signalausgang 4 identisch ist. Der Oszillator wirkt als Taktgeber mit dessen Frequenz die Tabelle durchlaufen wird, wobei nach jedem Takt ein neuer Momentanwert ausgelesen und vom Digital-Analog-Wandler in einen Spannungswert umgesetzt wird. Nach dem Korrektursignal R wird die Tabelle jeweils wieder von Anfang an, d. h. vom Argument null an, ausgelesen, was die Phase des Trägersignals korrigiert.
Das vom Ausgangs-Bandfilter filtrierte Sendersignal S wird über die Anschlussschaltung 6 dem Übertragungsmedium 7 übergeben.
Die Phasenkorrektureinheit 12 kennt ein durch die Überlagerung der gesendeten Signale aller Sender gebildetes Summensignal auf dem Übertragungsmedium 7. Mit Vorteil wird das Summensignal in einem notwendigerweise vorhandenen Demodulationspfad, welcher eine Anschlussschaltung 8, ein Eingangs-Bandfilter 9 sowie einen Demodulator 10 aufweist, nach dem Eingangs-Bandfilter 9 von der Phasenkorrektureinheit 12 durch den Bezugseingang 11 als ein Empfängersignal E aufgenommen. Die Anschlussschaltung 8 verzerrt das Summensignal nur unwesentlich, während das Eingangs-Bandfilter 9 den grössten Teil des Rauschens unterdrückt.
In einem ersten vorteilhaften Verfahren integriert die Phasenkorrektureinheit 12 eine Abweichung der Phase des Empfängersignals E gegenüber der Phase des Sendersignals S über die Zeit und bildet das Korrektursignal R, wenn die integrierte Abweichung betragsmässig einen vorbestimmten Grenzwert überschreitet, so dass die Abweichung betragsmässig immer kleiner als 90 DEG ist.
In einem zweiten vorteilhaften Verfahren hingegen wird das Korrektursignal R von der Abweichung unabhängig periodisch erzeugt.
In einem dritten vorteilhaften Verfahren misst die Phasenkorrektureinheit 12 eine Abweichung der Phase des Empfängersignals E gegenüber der Phase des Sendersignals S und bildet das Korrektursignal R nur dann, wenn die betragsmässige Abweichung einen im Bereich zwischen null und 90 DEG liegenden vorbestimmten Grenzwert überschreitet, so dass die Abweichung betragsmässig immer kleiner als 90 DEG ist.
Die Phasenkorrektureinheit 12 in der Ausführung nach der Fig. 3 arbeitet nach dem ersten Verfahren. Der mit einer oberen Schaltschwelle a und einer unteren Schaltschwelle -a arbeitende Schwellenschalter 17 erzeugt aus dem Empfängersignal E (Fig. 4) in bekannter Art ein binäres Signal B, welches durch das Verzögerungsglied 18 in das um eine Zeit TD zeitlich nachverschobenes Signal BD gewandelt wird. Wenn das Empfangssignal E von null her die obere Schaltschwelle a erreicht, springt der binäre Wert des Signals B von "0" auf "1"; erreicht das Empfangssignal E von null her die untere Schaltschwelle -a, dann wechselt der Wert des Signals B von "1" nach "0". Der Betrag der Schaltschwellen a und -a ist mit Vorteil etwa 20% der mittleren Amplitude des Empfängersignals E.
Das Verzögerungsglied 18 kompensiert im wesentlichen die Laufzeit des Ausgangs-Bandfilters 5 und die Laufzeit des Eingangs-Bandfilters 9. Die Zeit TD wird vorteilhaft so eingestellt, dass das Empfängersignal E gegenüber dem Sendersignal S um die Periodendauer der Trägerschwingung verschoben ist. Das erste Verknüpfungsglied 22 ist ein XOR-Gatter, dessen Ausgangssignal X den Impulszähler 19 solange zum Zählen der Impulse am Takteingang 26 freigibt, wie genau eines der Signal BD oder S (BD exklusiv-oder S) den binären Wert "1" aufweist. Je grösser eine Phasenabweichung zwischen dem Signal BD und dem Sendersignal ist, desto länger ist der Impulszähler 19 jeweils innerhalb einer Periodendauer des Sendersignals S zum Zählen frei.
Mit Vorteil wird ein periodischer Taktpuls am Takteingang 26 vom Oszillator des Generators 1 erzeugt. Der Impulszähler 19 zählt jeweils während der Impulsdauer des Signals X den Taktpuls, womit der Impulszähler 19 zyklisch nach einer Zeit, welche umgekehrt proportional zur Abweichung der Phase des Sendersignals S gegenüber der Phase des Empfängersignals E ist, einen vorbestimmten Grenzwert erreicht. In vorteilhafter Art liefert der Ausgang des Impulszählers 19 beim Erreichen des Grenzwerts einen Impuls P, welcher einerseits den Impulszähler 19 auf null zurücksetzt und anderseits durch den ersten Impulswandler 20 das Signal Q1 auf eine Impulslänge T, welche gleich der Perioden- dauer der Trägerschwingung ist, vergrössert.
Der vorbestimmte Grenzwert des Impulszählers 19 und ein dadurch ausgelöster Impuls des Signals P wird sicher durch einem am Takteingang 26 anliegenden Taktimpuls in einem Zeitabschnitt erreicht, bei dem das Signal X den binären Wert "1" aufweist. In der Fig. 4 sind vier mögliche Impulse des Signals P durch gestrichelt gezeichnete Pfeile dargestellt, wobei im Beispiel angenommen ist, dass bei dem im zeitlichen Sinn dritten Pfeil der Grenzwert tatsächlich erreicht wird.
Mit Hilfe des Verknüpfungsgliedes 23 und des Impulswandlers 21 wird ein Impuls des Korrektursignals R zum richtigen Zeitpunkt ausgelöst. Mit Vorteil ist das Verknüpfungsglied 23 ein UND-Gatter und der Impulswandler 21 ein monostabiler Multivibrator.
Nur wenn das Signal Q1 den Wert "1" aufweist und das Signal Q2 einen Impuls aufweist, wird der Impuls des Korrektursignals R erzeugt, welcher die Phase des im Beispiel dem Summensignal auf dem Übertragungsmedium nacheilenden Sendersignals S zeitlich vorverschiebt.
Die Impulslänge des Korrektursignals R ist durch die Impulslänge des durch den Impulswandler 21 generierten Signals Q2 bestimmt und richtet sich nach den Anforderungen des Korrektureinganges 3.
In einer vorteilhaften Ausführung des Impulszählers 19 ist dessen Ausgang die Dualziffer des höchstwertigen Bits (MSBit).
Das Verzögerungsglied 18 ist in bekannter Art, beispielsweise durch zwei kaskadierte monostabile Multivibratoren, aufgebaut.
In einer Abwandlung der Phasenkorrektureinheit 12 wird der Impulszähler 19 bei jedem Impuls des Signals X durch die erste Flanke des Impulses auf null zurückgesetzt.
Die in der Fig. 5 dargestellte Variante der Phasenkorrektur einheit 12 arbeitet nach dem zweiten Verfahren. Der gleich wie der Schwellenschalter 17 (Fig. 3) arbeitende Schwellenschalter 27 erzeugt ein Signal B min (Fig. 6), aus welchem das Verzögerungsglied 28 ausgangsseitig ein binäres Signal < NOt >BD min (not BD min ) erzeugt, das die gleiche Periodendauer wie das Signal B min aufweist und dessen positive Flanke um die Zeit TD gegenüber der vorangehenden positiven Flanke des Signals B min nachverschoben ist. Das Verzögerungsglied 28 ist mit Vorteil ein monostabiler Multivibrator, dessen Impulsdauer die Zeit TD beträgt und dessen Ausgang invers zum Eingang ist.
Der Impulszähler 30 zählt den Puls des Signals < NOt >BD min bis zu einer vorbestimmten Zahl, worauf am Ausgang des Impulszählers 30 ein Signal P min generiert wird, welches einerseits den Impulszähler 30 über den Rücksetzeingang 32 auf null zurücksetzt und anderseits durch den Impulswandler 29 zum Korrektursignal R aufbereitet die Trägerphase des Sendersignals S steuert. Mit der Grösse der vorbestimmten Zahl wird die Periodendauer des Korrektursignals R bestimmt. Während der Übertragung eines Bits der Nachricht wird die Phase der Trägerschwingung mindestens zweimal korrigiert. Mit Vorteil ist die Periodendauer des Korrektursignals R das 32fache, bei geringeren Anforderungen jedoch beispielsweise das 1000fache der Periodendauer der Trägerschwingung.
Die in der Fig. 5 dargestellte Variante der Phasenkorrektureinheit 12 hat gegenüber der Ausführung nach der Fig. 3 den Vorteil, dass sie besonders einfach aufgebaut ist.
Der Impulswandler 29 kann weggelassen werden, wenn das vom Impulszähler gelieferte Ausgangssignal P min den Anforderungen des Korrektureingangs 3 genügt.
Durch die Phasenkorrektureinheit 12 wird die Phasenlage der Trägerschwingung der Sender aller Teilnehmerstationen 15 mit geringem Aufwand genügend genau aufeinander abgestimmt, so dass sich auf dem Übertragungsmedium 7 keine Schwebung ausbildet, welche einen Informationsverlust verursachen würde. Durch die Phasenkorrektureinheit 12 wird erreicht, dass die Differenz zwischen der Phase des Sendersignals S jeder Teilnehmer station 15 und der Phase des Summensignals auf dem Übertragungsmedium 7 immer unter einem kritischen Wert ist.
The invention relates to a method for transmitting a message between two subscriber stations according to the preamble of claim 1 and a device for performing the method.
The method can be used wherever large distances have to be covered with low-power transmitters.
Such methods are advantageously used for remote reading of electricity meters via the energy distribution network.
Packet switching networks are known (P. Schicker: data transmission and computer networks, B.G. Teubner Verlag, Stuttgart 1983), with which the task can be solved in principle, but which require considerable effort in all subscriber stations and thus prevent a cost-effective solution.
In addition, a method for precise synchronization of a transmitted carrier oscillation is known (DE-AS 2 824 137), in which an actuating signal for a basic clock generator that can be controlled in phase is obtained by means of a phase comparison device from the comparison of the oscillation of the basic clock generator with synchronization information arriving at the receiving end.
The invention is based on the object of specifying a method for a communication network with a plurality of subscriber stations for transmitting a message between two subscriber stations, which method requires a relatively small amount of administration compared to the packet switching network and can also be carried out with an inexpensive device.
The invention is characterized in claim 1. Further developments of the invention result from the dependent claims.
Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the drawing.
Show it:
1 is a block diagram of part of a subscriber station with a phase correction unit for carrier synchronization,
2 shows a communication network with three subscriber stations,
3 shows an embodiment of the phase correction unit,
4 shows the basic course of the signals of the execution of the phase correction unit according to FIG. 3,
5 shows a variant of the phase correction unit and
6 shows the basic course of the signals of the variant of the phase correction unit according to FIG. 5.
In FIG. 1, 1 means a generator which has a data input 2, a correction input 3 for a correction signal R and a signal output 4 for a transmitter signal S. The signal output 4 is connected via an output band filter 5 to the input of a first connection circuit 6 of a transmission medium 7. The output of a second connection circuit 8 of the transmission medium 7 leads via an input band filter 9 both to a demodulator 10 and to a reference input 11 of a phase correction unit 12, which has an output 13 connected to the correction input 3. If necessary, the phase correction unit 12 has an additional reference input 14 connected to the signal output 4.
The generator 1, the demodulator 10, the phase correction unit 12, the two band filters 5 and 9 and the two connection circuits 6 and 8 are units of a subscriber station 15 which is not shown completely in the drawing.
2 shows three subscriber stations 15 connected to one another by means of a communication network 16. A maximum number of subscriber stations 15 in the communication network 16 is in principle not limited.
Any medium known in communications technology can generally be used as the transmission medium 7 (FIG. 1). If all subscriber stations 15 of the communication network 16 are connected to a common energy supply network, the transmission medium 7 is advantageously the energy supply network.
An advantageous embodiment of the phase correction unit 12 shown in FIG. 3 has a threshold switch 17, a delay element 18, a pulse counter 19, a first pulse converter 20 and a second pulse converter 21 as well as a first logic element 22 and a second logic element 23, the two logic elements each have two inputs and one output.
The reference input 11 of the phase correction unit 12 leads to the input of the threshold switch 17, which is connected on the output side to the input of the delay element 18. The output for a binary signal X of the first logic element 22 is at an enable input 24 of the pulse counter 19. A first input of the first logic element 22 is connected to a first output for a binary signal BD of the delay element 18, and the second input is at the additional reference input 14. The output for a signal P of the pulse counter 19 leads to a reset input 25 of the pulse counter 19 and to the input of the first pulse converter 20. The pulse counter 19 has a clock input 26 which is connected to the output of an oscillator (not shown in FIG. 3) connected is.
The output 13 of the phase correction unit 12 is identical to the output of the second logic element 23, of which a first input for a signal Q1 is connected to the output of the first pulse converter 20 and from which the second input for a signal Q2 is connected to the output of the second pulse converter 21 is. The delay element 18 has a second output connected to the input of the second pulse converter 21 for a binary signal <ij> BD (not BD).
A particularly simple variant of the phase correction unit 12 shown in FIG. 5 has a threshold switch 27, a delay element 28, a pulse converter 29 and a pulse counter 30 with a clock input 31 and a reset input 32.
The reference input 11 leads to the input of the threshold switch 27, which is connected on the output side to the input of the delay element 28. The output for a binary signal <NOt> BD min (not BD min) of the delay element 28 is at the clock input 31 of the pulse counter 30, the output of which for a signal P min is connected on the one hand to the reset input 32 and on the other hand to the input of the pulse converter 29. In this variant, the output 13 of the phase correction unit 12 is identical to the output of the pulse converter 29.
All subscriber stations 15 connected to the communication network 16 (FIG. 2) operate both as transmitters and as receivers of modulated signals, with a carrier oscillation having the same frequency in all transmitters - within an accuracy determined by usual quartz tolerances. The transmission power of the subscriber stations 15 is kept as low as possible, but at least so large that it is sufficient to bridge the maximum possible distance between two subscriber stations 15 adjacent to the transmission medium 7 (FIG. 1). The transmission power is advantageously designed such that an addressed message sent by the transmitter of a subscriber station 15 (FIG. 2) as a transmitter signal can be received by approximately 80% of all subscriber stations 15. The message contains a credit value, which is reduced by one credit unit when it is sent.
Each message correctly received by a subscriber station 15, provided that its credit value has not been completely debited, is sent out again by the subscriber station after the credit value has been reduced by one credit unit in a time window following the reception. The credit value is advantageously assigned in the form of a natural number. A major advantage of the type of message transmission described is that none of the subscriber stations 15 need to know the geographical arrangement of the other subscriber stations 15 in the communication network.
The carrier oscillation is modulated according to a known method in accordance with the message at data input 2 (FIG. 1). A type of modulation is advantageously used in which the modulated carrier oscillation can be demodulated incoherently - that is to say without phase information. A well-suited type of modulation is frequency shift keying (FSK) or amplitude modulation.
The frequency of the carrier oscillation is much higher than the rate of the data symbols (bits) of the message transmitted per second.
A transmitter signal modulated with frequency shift keying advantageously has the frequency of 60 kHz for one of the binary data symbol values and the frequency of 75 kHz for the other, the message being modulated at 300 bits per second.
The subscriber stations 15 emit messages essentially synchronously, whereby, if their carrier vibrations are insufficiently synchronized, beatings occur on the transmission medium 7 in a known manner, which can lead to a loss of information.
In order to avoid beats, the carrier vibrations of all subscriber stations are synchronized with sufficient accuracy. The difference in the phase of different transmitter signals is advantageously always smaller than 90 °.
Since the frequency of the carrier oscillation is much higher than the rate of the data symbols of the message transmitted per second, a clock of the data symbols cannot be used for a correction of the phase of the carrier signal.
The known method for the exact synchronization of a transmitted carrier oscillation requires a large amount of circuitry, while the embodiments of the phase correction unit 12 according to the invention are relatively simple.
The generator 1 (FIG. 1) generates the transmitter signal S at the signal output 4, which is a carrier oscillation that can be modulated by the message at the data input 2. The phase of the carrier oscillation can be changed by the advantageously binary correction signal R.
The carrier oscillation is advantageously generated in a known manner from a digitally generated binary carrier signal. In an advantageous construction, the generator 2 has an oscillator stabilized by a quartz and a dual counter (counter) which divides an oscillator signal to the frequency desired for the carrier oscillation. The output band filter 5 gives the carrier vibration at least approximately a sinusoidal shape. Correction input 3 is a reset input of the dual counter. The correction signal R resets the dual counter to zero and thereby brings about the correction of the phase of the carrier signal and thus also the correction of the phase of the carrier oscillation.
In one variant, the generator essentially consists of an oscillator, a table stored in a read-only memory (ROM) with instantaneous values for various arguments of the sine function and a digital-to-analog converter, the output of which is identical to signal output 4. The oscillator acts as a clock with the frequency of which the table is run through, with a new instantaneous value being read out after each clock and converted into a voltage value by the digital-analog converter. After the correction signal R, the table is again from the beginning, i. H. Read from zero argument, which corrects the phase of the carrier signal.
The transmitter signal S filtered by the output band filter is transferred to the transmission medium 7 via the connection circuit 6.
The phase correction unit 12 knows a sum signal formed by the superimposition of the transmitted signals of all transmitters on the transmission medium 7. The sum signal is advantageously in a necessary demodulation path, which has a connection circuit 8, an input band filter 9 and a demodulator 10, after the input -Bandfilter 9 recorded by the phase correction unit 12 through the reference input 11 as a receiver signal E. The connection circuit 8 only insignificantly distorts the sum signal, while the input band filter 9 suppresses most of the noise.
In a first advantageous method, the phase correction unit 12 integrates a deviation of the phase of the receiver signal E from the phase of the transmitter signal S over time and forms the correction signal R when the amount of the integrated deviation exceeds a predetermined limit value, so that the amount of the deviation is always less than 90 DEG is.
In a second advantageous method, however, the correction signal R is periodically generated independently of the deviation.
In a third advantageous method, the phase correction unit 12 measures a deviation of the phase of the receiver signal E from the phase of the transmitter signal S and forms the correction signal R only if the deviation in terms of amount exceeds a predetermined limit value in the range between zero and 90 °, so that the Deviation in amount is always less than 90 °.
The phase correction unit 12 in the embodiment according to FIG. 3 works according to the first method. The threshold switch 17, which operates with an upper switching threshold a and a lower switching threshold -a, generates, in a known manner, a binary signal B from the receiver signal E (FIG. 4), which is converted by the delay element 18 into the signal BD, which is time-shifted by a time TD . When the received signal E reaches the upper switching threshold a from zero, the binary value of the signal B jumps from "0" to "1"; If the received signal E reaches the lower switching threshold -a from zero, then the value of the signal B changes from "1" to "0". The amount of the switching thresholds a and -a is advantageously about 20% of the mean amplitude of the receiver signal E.
The delay element 18 essentially compensates for the transit time of the output band filter 5 and the transit time of the input band filter 9. The time TD is advantageously set such that the receiver signal E is shifted by the period of the carrier oscillation relative to the transmitter signal S. The first logic element 22 is an XOR gate, the output signal X of which enables the pulse counter 19 to count the pulses at the clock input 26 as long as exactly one of the signals BD or S (BD exclusive or S) has the binary value "1". The greater the phase deviation between the signal BD and the transmitter signal, the longer the pulse counter 19 is free to count within a period of the transmitter signal S.
A periodic clock pulse at the clock input 26 is advantageously generated by the oscillator of the generator 1. The pulse counter 19 counts the clock pulse during the pulse duration of the signal X, with which the pulse counter 19 reaches a predetermined limit value cyclically after a time which is inversely proportional to the deviation of the phase of the transmitter signal S from the phase of the receiver signal E. When the limit value 19 is reached, the output of the pulse counter 19 advantageously delivers a pulse P, which on the one hand resets the pulse counter 19 to zero and on the other hand, through the first pulse converter 20, the signal Q1 to a pulse length T, which is equal to the period of the carrier oscillation, enlarged.
The predetermined limit value of the pulse counter 19 and a pulse of the signal P triggered thereby is reliably achieved by a clock pulse applied to the clock input 26 in a time period in which the signal X has the binary value "1". 4 four possible pulses of the signal P are shown by dashed arrows, it being assumed in the example that the limit value is actually reached in the third arrow in the temporal sense.
With the aid of the link 23 and the pulse converter 21, a pulse of the correction signal R is triggered at the right time. The link 23 is advantageously an AND gate and the pulse converter 21 is a monostable multivibrator.
Only when the signal Q1 has the value "1" and the signal Q2 has a pulse is the pulse of the correction signal R generated, which advances the phase of the transmitter signal S which in the example lags the sum signal on the transmission medium.
The pulse length of the correction signal R is determined by the pulse length of the signal Q2 generated by the pulse converter 21 and depends on the requirements of the correction input 3.
In an advantageous embodiment of the pulse counter 19, its output is the dual digit of the most significant bit (MS bit).
The delay element 18 is constructed in a known manner, for example by means of two cascaded monostable multivibrators.
In a modification of the phase correction unit 12, the pulse counter 19 is reset to zero with each pulse of the signal X by the first edge of the pulse.
The variant of the phase correction unit 12 shown in FIG. 5 works according to the second method. The threshold switch 27, which functions in the same way as the threshold switch 17 (FIG. 3), generates a signal B min (FIG. 6) from which the delay element 28 generates on the output side a binary signal <NOt> BD min (not BD min) which has the same period how the signal has B min and its positive edge is post-shifted by the time TD with respect to the preceding positive edge of the signal B min. The delay element 28 is advantageously a monostable multivibrator whose pulse duration is time TD and whose output is inverse to the input.
The pulse counter 30 counts the pulse of the signal <NOt> BD min up to a predetermined number, whereupon a signal P min is generated at the output of the pulse counter 30, which on the one hand resets the pulse counter 30 to zero via the reset input 32 and on the other hand by the pulse converter 29 prepared for the correction signal R controls the carrier phase of the transmitter signal S. The period of the correction signal R is determined with the size of the predetermined number. The phase of the carrier oscillation is corrected at least twice during the transmission of a bit of the message. The period of the correction signal R is advantageously 32 times the period of the carrier oscillation, however, in the case of lower requirements, for example 1000 times.
The variant of the phase correction unit 12 shown in FIG. 5 has the advantage over the embodiment according to FIG. 3 that it is of particularly simple construction.
The pulse converter 29 can be omitted if the output signal P min supplied by the pulse counter meets the requirements of the correction input 3.
By means of the phase correction unit 12, the phase position of the carrier oscillation of the transmitters of all the subscriber stations 15 is coordinated with one another sufficiently precisely with little effort, so that no beat is formed on the transmission medium 7, which would cause a loss of information. The phase correction unit 12 ensures that the difference between the phase of the transmitter signal S of each subscriber station 15 and the phase of the sum signal on the transmission medium 7 is always below a critical value.