DESCRIPTION
L'invention concerne un convertisseur de mesure digitale pour résolveur.
De tels convertisseurs sont usuellement utilisés dans des systèmes d'asservissement en position, fonctionnant à l'aide d'un moteur, dont on contrôle le couple.
La figure 1 représente un exemple d'un tel système. Ce dernier est ainsi composé d'un moteur 1 et d'un amplificateur 2 convertissant les signaux électriques de commande émis par le régulateur 3 en un système d'agents énergétiques (de courants électriques, par exemple), propre à alimenter le moteur 1, lequel entraîne le dispositif de l'utilisateur 4 par l'intermédiaire d'un réducteur 5. La position de l'utilisateur 4 est mesurée à l'aide de moyens de mesure incrémentale ou absolue 6 disposés en amont ou en aval du réducteur 5. Pour stabiliser la régulation de position du moteur 1, il est d'usage d'introduire des moyens de mesure de vitesse 7 (une dynamo tachymétrique, par exemple) entre le moteur 1 et le régulateur 3. C'est ce dernier qui, en général, reçoit la consigne de position d'une commande de processus 8, laquelle satisfait aux souhaits de l'utilisateur 9.
Certains types de moteur, tels que le moteur électrique synchrone, requièrent en plus des moyens de mesure 10 de la position absolue du rotor du moteur 1, moyens nécessaires au bon fonctionnement de l'amplificateur 2.
Dans certains systèmes d'asservissement, les moyens de mesure de vitesse 7 et les moyens de mesure de la position absolue 10 du rotor sont remplacés par un dispositif de repérage angulaire du type résolveur. Dans un tel cas, un seul résolveur permet de remplir les deux fonctions de mesure souhaitées. De plus, dans beaucoup d'applications, ce même résolveur permet d'effectuer la mesure de position absolue, rendant ainsi superflu le dispositif de mesure incrémental ou absolu 6.
La figure 2 décrit un tel système d'asservissement dans lequel le résolveur 11 est relié à un convertisseur 12 fournissant les informations nécessaires à l'amplificateur 2 et au régulateur 3, le dispositif de mesure incrémental ou absolu 6 ayant été supprimé.
L'intérêt de cette solution est qu'il y a un élément de mesure 11 (résolveur) relativement fiable et bon marché à la place de deux ou trois moyens de mesure.
Les systèmes d'asservissement traditionnels tels que ceux décrits à la figure 2 ne fonctionnent à satisfaction que moyennant l'existence d'un convertisseur 12 très sophistiqué et très coûteux. Les con
vertisseurs 12 traditionnels fonctionnent, quant à eux, selon le prin
cipe dit de poursuite (tracking resolver to digital converter). Tou
tefois, ils ne permettent pas d'obtenir un comportement satisfaisant
à l'arrêt ou à basse vitesse du moteur 1, notamment parce que le
signal de sortie de la vitesse (velocity output) n'est pas de qualité suf
fisante.
Le but de la présente invention est de fournir un convertisseur
qui présente des qualités de fonctionnement satisfaisantes, même à
l'arrêt et à basse vitesse, cela au prix d'un convertisseur traditionnel.
L'invention a donc pour objet un convertisseur de mesure digi
tale pour résolveur tel que défini dans la revendication 1.
Le principe de l'invention est décrit à la figure 3. Cette figure re
présente le convertisseur 12, objet de l'invention, accouplé à un ré
solveur 11. Le convertisseur 12 comporte un dispositif d'alimenta
tion 13 du résolveur 11, deux échantillonneurs-bloqueurs (sample
and-hold) 14 et 15 pour la mémorisation des deux signaux analogi
ques C et S produits par le rèsolveur 12 sous l'influence des signaux
P transmis par le dispositif d'alimentation 13, de deux dispositifs
de mesure 16 et 17 des variations des signaux de sortie des échantil
lonneurs-bloqueurs 14 et 15, d'un multiplexeur analogique 18 sélec
tionnant les signaux transmis, d'une part, par les échantillonneurs
bloqueurs 14 et 15 et, d'autre part, par les dispositifs de mesure 16
et 17 et d'un convertisseur analogique-digital 19.
L'ensemble est
piloté par un dispositif de commande à microprocesseur 20 tel que le
TMS 320 10 produit par l'entreprise Texas Instruments.
La figure 4 représente l'allure de l'alimentation du résolveur pro
duite par le dispositif d'alimentation 13 de la figure 3. Il est précisé
que traditionnellement les résolveurs sont alimentés en tension sinu
soîdale. Dans la présente invention, le signal présente une allure
avoisinant un signal périodique rectangulaire. Dans une première
période TO à T1, on applique une tension continue au primaire du
résolveur dont l'allure réelle est de type exponentiel, similaire à la
réponse indicielle d'un filtre passe-bas. Au cours de la période sui
vante, soit de Tl à T2, l'alimentation est déconnectée, le courant
magnétisant du résolveur circulant alors dans une diode Zener (voir
ci-après figure 5). La tension qui apparaît aux bornes du résolveur
est alors négative, déterminée uniquement par la diode Zener préci
tée.
Par ce procédé, la démagnétisation totale du résolveur est
rendue possible. Suit alors une période de repos de T2 à T3. Finale
ment, I'opération peut recommencer lors de la période suivante.
Il faut remarquer qu'il est ainsi très facile de contrôler la fré
quence d'alimentation du rèsolveur, ce qui n'est pas le cas lorsque
l'alimentation est sinusoïdale. D'autre part, une telle alimentation
est relativement simple à réaliser par rapport à celles existant sur le
marché.
La figure 5 décrit un mode d'exécution du dispositif d'alimenta
tion du résolveur tel que décrit ci-dessus. Le dispositif de commande
à microprocesseur 20 fournit à un régulateur de tension 21, d'une
part, le signal d'enclenchement (période TO à Tl de la figure 4) et de
déclenchement (période T1 à T2 de la figure 4), ainsi que la valeur
analogique correspondant à l'amplitude de la tension appliquée au
résolveur pendant la durée de conduction (période TO à T1). Le ré
gulateur de tension 21 ainsi que l'amplificateur à transistor 22
règlent et amplifient les signaux du microprocesseur 20 et fournis
sent la tension au primaire 23 du résolveur 1 1 pendant la durée de
conduction (période TO à T1).
Pendant la durée de déclenchement (période T1 à T3), I'amplifi
cateur à transistor 22 est déclenché (état ouvert), la diode Zener 24
assurant la démagnétisation du résolveur et fixant la tension néga
tive maximale appliquée.
De plus, il est aisé d'introduire un dispositif 25 de protection en
surcourant du dispositif d'alimentation 13 du résolveur 11.
Si l'on se réfère à nouveau à la figure 3, on constate que les
signaux de sortie C et S du résolveur 11 sont d'allure similaire au signal de sortie du dispositif d'alimentation 13 décrit ci-dessus. Seule
l'amplitude de ces signaux de sortie est modulée en fonction cosinu
sdidale, respectivement sinusoïdale de l'angle de rotation 3 définit
entre le rotor et le stator du résolveur 11.
Les échantillonneurs-bloqueurs 14 et 15 permettent de mémoriser la valeur analogique des deux signaux de sortie C et S du résol veur 1 1 pendant le temps T (figure 4) précédant T1. Il faut relever qu'à cet instant les niveaux de tension des signaux C et S sont particulièrement stables, ce qui n'était pas le cas en cas d'alimentation sinusoidale.
Les sorties des échantillonneurs-bloqueurs 14 et 15 sont alors converties en informations digitales par le multiplexeur 18 et le convertisseur analogique-digital 19, puis utilisées par le microprocesseur 20 pour calculer l'angle 9. La précision de la mesure dépend essentiellement de la précision du résolveur, ainsi que de celle des composants analogiques utilisés, la résolution de mesure dépendant uniquement du nombre de bits fournis par le convertisseur analogiquedigital 19. Il est encore à relever que les limitations de fréquences sont beaucoup moins contraignantes dans un tel système que dans celui construit avec des convertisseurs traditionnels travaillant sur le principe de la poursuite (tracking resolver to digital converter).
Si l'on se réfère à nouveau à la figure 3, on constate que le microprocesseur 20 pourrait calculer la vitesse à partir de la différence entre deux mesures successives de X, soit k- t et sk. La résolution de cette mesure de vitesse dépendrait donc du nombre de bits du convertisseur analogique-digital 19. Cependant, pour éviter d'introduire un nombre de bits trop élevé et, partant, un convertisseur analogique-digital à un prix prohibitif, il est également proposé, dans une forme d'exécution de l'invention, de fournir des dispositifs 16 et 17 de mesure des variations des signaux C et S fournis par les échantillonneurs-bloqueurs 14, 15.
Ces dispositifs 16 et 17 permettent d'effectuer la différence entre 2 mesures successives des signaux C et S par voie analogique, donc exempts de problèmes de résolution. Ces différences sont ensuite amplifiées, par exemple d'un facteur 15, avant d'être transmises au convertisseur analogique-digital 19 au travers du multiplexeur 18. Le microprocesseur 20 obtient ainsi des valeurs de A cos X, respectivement A sin X, avec une résolution quinze fois supérieure, cela malgré la présence d'un convertisseur analogique-digital de moindre résolution, donc moins coûteux.
La figure 6 décrit l'un de ces dispositifs de mesure 16 ou 17. Ce dispositif reçoit le signal de sortie (cos 9k ou sin 9k) de l'échantillonneur-bloqueur 14 ou 15, ce signal de sortie étant ensuite introduit dans un nouvel échantillonneur-bloqueur 26, lequel fournit l'état de ce signal à l'instant d'échantillonnage précédent (cos sk-l OU sin sk- 1)- Ce signal (cos Qk-l OU sin Qk-l) ainsi que le signal d'entrée (cos Qk OU sin 9k) sont ensuite introduits dans un amplificateur différentiel 27 de gain A (A = 15, par exemple),
ce dernier fournissant une tension proportionnelle (A cos 9 ou A sin 9) aux variations des tensions d'entrée (cos 9 ou sin 9). Comme on peut le constater dans la figure 3, les signaux (cos , sin X, A cos X, A sin 9) sont ensuite sélectionnés par le multiplexeur 18 qui fournit le signal choisi au convertisseur analogique-digital 19.
En se référant à nouveau à la figure 6, on précisera encore que c'est le microprocesseur 20 qui pilote l'échantillonneur-bloqueur 26 au moment où toutes les conversions analogiques-digitales sont achevées au niveau des signaux (cos X, sin X, A cos 9 et A sin S). La condition pour que cette mesure de vitesse soit exacte est que les échantillonneurs-bloqueurs 14 et 15 de la figure 3 soient pilotés à fréquence constante.
Finalement, on ajoutera encore que c'est le microprocesseur 20 qui commande le multiplexeur 18.
DESCRIPTION
The invention relates to a digital converter for resolvers.
Such converters are usually used in position control systems, operating using a motor, the torque of which is controlled.
Figure 1 shows an example of such a system. The latter is thus composed of a motor 1 and an amplifier 2 converting the electrical control signals emitted by the regulator 3 into a system of energy agents (of electric currents, for example), suitable for supplying the motor 1, which drives the device of the user 4 via a reduction gear 5. The position of the user 4 is measured using incremental or absolute measuring means 6 arranged upstream or downstream of the reduction gear 5. To stabilize the position regulation of the motor 1, it is customary to introduce speed measurement means 7 (a tachometric dynamo, for example) between the motor 1 and the regulator 3. It is the latter which, in general, receives the position setpoint from a process control 8, which satisfies the wishes of the user 9.
Certain types of motor, such as the synchronous electric motor, also require means 10 for measuring the absolute position of the rotor of the motor 1, means necessary for the proper functioning of the amplifier 2.
In certain control systems, the speed measuring means 7 and the means for measuring the absolute position 10 of the rotor are replaced by an angular tracking device of the resolver type. In such a case, a single resolver makes it possible to fulfill the two desired measurement functions. In addition, in many applications, this same resolver makes it possible to perform the measurement of absolute position, thus making the incremental or absolute measuring device 6 superfluous.
FIG. 2 describes such a servo system in which the resolver 11 is connected to a converter 12 supplying the necessary information to the amplifier 2 and to the regulator 3, the incremental or absolute measurement device 6 having been eliminated.
The advantage of this solution is that there is a relatively reliable and inexpensive measuring element 11 (resolver) in place of two or three measuring means.
Traditional control systems such as those described in FIG. 2 only work satisfactorily if there is a very sophisticated and very expensive converter 12. The con
12 traditional healers work, meanwhile, according to the prin
cipe called tracking resolver to digital converter. Tou
however, they do not provide satisfactory behavior
when engine 1 is stopped or at low speed, in particular because the
velocity output signal is not of sufficient quality
fisante.
The object of the present invention is to provide a converter
which has satisfactory operating qualities, even at
stopping and at low speed, at the cost of a traditional converter.
The invention therefore relates to a digital converter
tale for resolver as defined in claim 1.
The principle of the invention is described in Figure 3. This figure re
presents the converter 12, object of the invention, coupled to a re
solver 11. The converter 12 includes a power supply device
tion 13 of resolver 11, two sample-and-hold units (sample
and-hold) 14 and 15 for storing the two analog signals
ques C and S produced by resolver 12 under the influence of signals
P transmitted by the supply device 13, from two devices
for measuring 16 and 17 of the variations in the sample output signals
linker-blockers 14 and 15, of an analog multiplexer 18 selects
processing the signals transmitted, on the one hand, by the samplers
blockers 14 and 15 and, on the other hand, by the measuring devices 16
and 17 and an analog-digital converter 19.
The set is
controlled by a microprocessor control device 20 such as the
TMS 320 10 produced by Texas Instruments.
Figure 4 shows the shape of the pro resolver power supply
taken by the supply device 13 of FIG. 3. It is specified
that traditionally the resolvers are supplied with sine voltage
thirsty. In the present invention, the signal has a shape
in the vicinity of a rectangular periodic signal. In a first
period TO to T1, a DC voltage is applied to the primary of
resolver whose actual appearance is of exponential type, similar to the
index response of a low-pass filter. During the following period
boasts, either from T1 to T2, the power supply is disconnected, the current
magnetizer of the resolver then circulating in a Zener diode (see
below figure 5). The voltage that appears across the resolver
is then negative, determined only by the aforementioned Zener diode
tee.
By this process, the total demagnetization of the resolver is
made possible. Then follows a rest period from T2 to T3. Final
The operation can start again during the next period.
It should be noted that it is thus very easy to control the fre
feed rate of the resolver, which is not the case when
the power supply is sinusoidal. On the other hand, such a diet
is relatively simple to carry out compared to those existing on the
market.
FIG. 5 describes an embodiment of the feeding device
tion of the resolver as described above. The control device
with microprocessor 20 supplies a voltage regulator 21 with a
part, the switch-on signal (period TO to Tl in FIG. 4) and
trigger (period T1 to T2 in Figure 4), as well as the value
analog corresponding to the amplitude of the voltage applied to the
resolver during the conduction period (TO to T1 period). The re
voltage regulator 21 as well as the transistor amplifier 22
regulate and amplify signals from microprocessor 20 and supplied
feels the voltage at primary 23 of resolver 1 1 during the duration of
conduction (period TO to T1).
During the tripping time (period T1 to T3), the amplifier
transistor 22 is triggered (open state), Zener diode 24
ensuring the demagnetization of the resolver and fixing the negative voltage
maximum tive applied.
In addition, it is easy to introduce a protective device 25 in
overcurrent of the supply device 13 of the resolver 11.
If we refer again to Figure 3, we see that the
output signals C and S of the resolver 11 are similar in appearance to the output signal of the supply device 13 described above. Alone
the amplitude of these output signals is modulated as a cosine function
sdidale, respectively sinusoidal of the angle of rotation 3 defines
between the rotor and the stator of resolver 11.
The sampler-blockers 14 and 15 make it possible to store the analog value of the two output signals C and S of the resolver 1 1 during the time T (FIG. 4) preceding T1. It should be noted that at this instant the voltage levels of the signals C and S are particularly stable, which was not the case in the case of sinusoidal supply.
The outputs of the sampler-blockers 14 and 15 are then converted into digital information by the multiplexer 18 and the analog-digital converter 19, then used by the microprocessor 20 to calculate the angle 9. The precision of the measurement depends essentially on the precision of the resolver, as well as that of the analog components used, the measurement resolution depending solely on the number of bits supplied by the analog-digital converter 19. It should also be noted that the frequency limitations are much less restrictive in such a system than in that built with traditional converters working on the principle of tracking (tracking resolver to digital converter).
Referring again to FIG. 3, it can be seen that the microprocessor 20 could calculate the speed from the difference between two successive measurements of X, ie k-t and sk. The resolution of this speed measurement would therefore depend on the number of bits of the analog-digital converter 19. However, to avoid introducing too many bits and, consequently, an analog-digital converter at a prohibitive price, it is also proposed, in one embodiment of the invention, to provide devices 16 and 17 for measuring the variations of the signals C and S supplied by the sample-and-hold units 14, 15.
These devices 16 and 17 make it possible to make the difference between 2 successive measurements of the signals C and S by analogical means, therefore free from problems of resolution. These differences are then amplified, for example by a factor of 15, before being transmitted to the analog-digital converter 19 through the multiplexer 18. The microprocessor 20 thus obtains values of A cos X, respectively A sin X, with a resolution fifteen times higher, despite the presence of a lower resolution analog-digital converter, therefore less expensive.
Figure 6 describes one of these measuring devices 16 or 17. This device receives the output signal (cos 9k or sin 9k) from the sampler-blocker 14 or 15, this output signal then being introduced into a new sampler-blocker 26, which provides the state of this signal at the previous sampling instant (cos sk-l OR sin sk- 1) - This signal (cos Qk-l OR sin Qk-l) as well as the signal input (cos Qk OR sin 9k) are then introduced into a differential amplifier 27 of gain A (A = 15, for example),
the latter providing a proportional voltage (A cos 9 or A sin 9) to the variations of the input voltages (cos 9 or sin 9). As can be seen in FIG. 3, the signals (cos, sin X, A cos X, A sin 9) are then selected by the multiplexer 18 which supplies the chosen signal to the analog-digital converter 19.
Referring again to FIG. 6, it will be further specified that it is the microprocessor 20 which controls the sampler-blocker 26 at the moment when all the analog-digital conversions are completed at the signal level (cos X, sin X, A cos 9 and A sin S). The condition for this speed measurement to be exact is that the sampler-blockers 14 and 15 of FIG. 3 are driven at constant frequency.
Finally, it will also be added that it is the microprocessor 20 which controls the multiplexer 18.