CH659330A5

CH659330A5 - DOUBLE CIRCUIT TEST CIRCUIT FOR HIGH VOLTAGE CIRCUIT BREAKERS AND METHOD FOR OPERATING THE CIRCUIT.

Info

Publication number: CH659330A5
Application number: CH220182A
Authority: CH
Inventors: Klaus Dr Froehlich
Original assignee: Bbc Brown Boveri & Cie
Priority date: 1982-04-08
Filing date: 1982-04-08
Publication date: 1987-01-15
Also published as: DE3217167A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung gemäss dem Oberbegriff des Anpsruchs 1 sowie ein Verfahren zum Betrieb der Schaltung. Aus dem Buch «Prüfung von Hoch-spannungs-Leistungsschaltern», Springer-Verlag, 1966, S. 243, ist bereits die sogenannte Weil-Dobke-Schaltung bekannt. Sie ermöglicht es, Schalter im Labor zu prüfen, deren Schaltleistung das Leistungsvermögen der im Labor zur Verfügung stehenden Energiequellen weit übersteigt. Dabei wird der Umstand ausgenutzt, dass die Schaltleistung als Proudukt des Kurzschlussstroms und der wiederkehrenden Polspannung keine Wirkleistung ist, weil beide Faktoren den Schalter zeitlich nacheinander belasten. Der Kurzschlussstrom und die wiederkehrende Polspannung können daher verschiedenen Kreisen dem Hochstromkreis und dem Hochspannungskreis, entnommen werden. Da der Hochstromkreis den Kurzschlussstrom bei relativ kleinen Spannungen durch den Prüfschalter treibt und der Hochspannungskreis nur für kurze Zeit mit einem geringen Strom belastet wird, kann man in dieser Schaltung mit vergleichsweise leistungsschwachen Kreisen eine hohe Schaltleistung prüfen. Der zeitliche Verlauf des Kurzschlussstromes aus dem Hochspannungskreis und der nachfolgenden Einschwingspannung (TRV) ist in genormten Prüfbedingungen festgelegt. Er wird unter anderem von den in der Schaltung vorhandenen Kapazität und Induktivität bestimmt. Die Kondensatorbatterie des Hochspannungskreises erfüllt in diesem Zusammenhang eine doppelte Funktion. Einerseits dient sie als Energiespeicher für die in der Schwingstromphase im Lichtbogen des Prüfschalters benötigte Leistung. Andererseits bildet sie zusammen mit der Induktivität und der zweiten Kapazität einen schwingungsfähigen Hochspannungskreis, dessen Eigenfrequenz von unmittelbarer Bedeutung für den zeitlichen Verlauf der TRV ist. Bei vorgegebener Induktivität besteht daher ein direkter Zusammenhang zwischen der erreichbaren Prüfleistung und der Grösse der im Hochspannungskreis liegenden Kapazitäten, so dass Erhöhung der Prüfleistung mit einer Vergrösserung dieser Kapa-täten einhergeht. Da die verwendeten Kondensatoren aufgrund der erforderlichen Grenzdaten sehr teuer sind, ist eine Erhöhung der Prüfleistung auf diesem Wege kostspielig. The present invention relates to a circuit according to the preamble of claim 1 and a method for operating the circuit. The so-called Weil-Dobke circuit is already known from the book “Testing high-voltage circuit breakers”, Springer-Verlag, 1966, p. 243. It makes it possible to test switches in the laboratory whose switching power far exceeds the performance of the energy sources available in the laboratory. This takes advantage of the fact that the switching power as a product of the short-circuit current and the recurring pole voltage is not an active power, because both factors consecutively load the switch. The short-circuit current and the recurring pole voltage can therefore be found in different circuits in the high-current circuit and the high-voltage circuit. Since the high-current circuit drives the short-circuit current through the test switch at relatively low voltages and the high-voltage circuit is only loaded with a low current for a short time, a high switching capacity can be tested in this circuit with comparatively weak circuits. The time course of the short-circuit current from the high-voltage circuit and the subsequent transient voltage (TRV) is specified in standardized test conditions. It is determined, among other things, by the capacitance and inductance present in the circuit. In this context, the capacitor bank of the high-voltage circuit fulfills a double function. On the one hand, it serves as an energy store for the power required in the oscillating current phase in the arc of the test switch. On the other hand, together with the inductance and the second capacitance, it forms an oscillatory high-voltage circuit, the natural frequency of which is of immediate importance for the time course of the TRV. For a given inductance, there is therefore a direct relationship between the achievable test power and the size of the capacities in the high-voltage circuit, so that an increase in the test power goes hand in hand with an increase in these capacities. Since the capacitors used are very expensive due to the required limit data, increasing the test performance in this way is costly.

Der vorliegenden Erfindung liegt insbesondere die Aufgabe zugrunde, die Prüfleistung der Prüfschaltung ohne Vergrösserung der im Hochspannungskreis liegenden Kapazitäten zu erhöhen. The present invention is based in particular on the object of increasing the test performance of the test circuit without increasing the capacitances in the high-voltage circuit.

Diese Aufgabe kann mittels der Elemente des kennzeichnenden Teils der Ansprüche 1 und 8 gelöst werden. This object can be achieved by means of the elements of the characterizing part of claims 1 and 8.

In einem ersten Ausführungsbeispiel gemäss der Erfindung ist die variable Induktivität an Stelle der bisher konstanten Induktivität zur Kondensatorbatterie in Serie geschaltet. Sie verändert ihren Wert während des Prüfungsablaufs und ermöglicht so eine Anpassung der Parameter des Hochspannungskreises an die unterschiedlichen Erfordernisse während der verschiedenen Prüfphasen. In a first exemplary embodiment according to the invention, the variable inductance is connected in series to the capacitor bank instead of the previously constant inductance. It changes its value during the test process and thus enables the parameters of the high-voltage circuit to be adapted to the different requirements during the different test phases.

In einem weiteren Ausführungsbeispiel ist eine variable Induktivität vorgesehen, deren Wert über eine Steuerleitung entsprechend dem jeweiligen Betriebszustand der Prüfschaltung eingestellt werden kann. In a further exemplary embodiment, a variable inductance is provided, the value of which can be set via a control line in accordance with the respective operating state of the test circuit.

Bei einem weiteren, bevorzugten Ausführungsbeispiel besteht die variable Induktivität aus mindestens zwei in Serie geschalteten Induktivitäten, deren eine durch einen steuerbaren Schalter kurzgeschlossen werden kann, so dass eine steuerbare, variable Induktivität mit zwei möglichen Induktivitätswerten entsteht. In a further preferred embodiment, the variable inductor consists of at least two inductors connected in series, one of which can be short-circuited by a controllable switch, so that a controllable, variable inductor with two possible inductance values is created.

Als Schalter kann in dieser Anordnung vorteilhaft ein Vakuumschalter verwendet werden, dessen Ansteuerung gemäss einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel über eine Steuerleitung sowie einen zusätzlichen Entladungskreis erfolgt. In this arrangement, a vacuum switch can advantageously be used as the switch, which, according to a further preferred exemplary embodiment, is controlled via a control line and an additional discharge circuit.

Nachfolgend werden anhand von Zeichnungen Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt: Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to drawings. It shows:

Fig. 1 erfindungsgemässe Schaltung, bei der eine variable Induktivität zur Kondensatorbatterie in Reihe geschaltet ist; 1 circuit according to the invention in which a variable inductance is connected in series with the capacitor bank;

Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Ströme und Spannungen im Prüfschalter während des Prüfungsablaufs; 2 shows the temporal course of the currents and voltages in the test switch during the test procedure;

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen Schaltung mit zwei Einzelinduktivitäten und einem steuerbaren Schalter; 3 shows an exemplary embodiment of the circuit according to the invention with two individual inductors and a controllable switch;

Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Schaltung mit Fig. 4 shows another embodiment of the circuit

2 2nd

5 5

10 10th

IS IS

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

659 330 659 330

einem Vakuumschalter und einem zusätzlichen Entladungskreis. a vacuum switch and an additional discharge circuit.

In Fig. 1 ist ein zu prüfender Schalter 5 zugleich Teil des Hochstrom- und Hochspannungskreises. Der Hochstromkreis besteht aus einem Kurzschlussgenerator 1, einem Anlagenschalter 2, einem Hochstromtransformator 3 und einem Blockierschalter 4. Der Hochspannungskreis setzt sich zusammen aus einer Kapazität 6, einer variablen Induktivität 7, einer Funkenstrecke 8 sowie einer Kondensatorbatterie 9. In Fig. 1, a switch 5 to be tested is also part of the high-current and high-voltage circuit. The high-current circuit consists of a short-circuit generator 1, a system switch 2, a high-current transformer 3 and a blocking switch 4. The high-voltage circuit is composed of a capacitor 6, a variable inductor 7, a spark gap 8 and a capacitor battery 9.

Die Wirkungsweise der Schaltung sei anhand der in Fig. 2 dargestellten, während des Prüfungsablaufes im Prüfschalter auftretenden Ströme und Spannungen erläutert: The mode of operation of the circuit will be explained with reference to the currents and voltages shown in FIG. 2 that occur in the test switch during the test sequence:

Vor der Prüfungsphase (t < to) sind die Schalter 2,4 und 5 geschlossen. Der Kurzschlussgenerator treibt einen sinusförmigen Kurzschlussstrom is durch den Prüfschalter 5. Die Funkenstrecke 8 ist nicht gezündet. Der Hochspannungskreis beeinflusst daher in dieser Phase den Stromfluss durch den Prüfschalter nicht. Switches 2, 4 and 5 are closed before the test phase (t <to). The short-circuit generator drives a sinusoidal short-circuit current through the test switch 5. The spark gap 8 is not ignited. The high-voltage circuit therefore does not influence the current flow through the test switch in this phase.

Im Zeitpunkt to werden Blockierschalter 4 und Prüfschalter 5 geöffnet. Aufgrund der in den Schaltern entstehenden Lichtbögen fliesst der Kurzschlussstrom is gemäss Kurve 10 ungehindert weiter. Der erste Teil der Kurzschlussstromphase dauert bis zur Zeit ti. Dann wird über eine geeignete Steuerung die Funkenstrecke 8 gezündet und die Kondensatorbatterie 9, die vor Beginn der Prüfung auf einen definierten Spannungswert aufgeladen worden ist, lädt sich über die Induktivität 7 und den Prüfschalter 5 mit einem Schwingstrom um, der sich bei entsprechender Polung der Ladespannung zum Generatorstrom des Hochstromkreises addiert. Der zeitliche Verlauf des Schwingstromes ist als Kurve 11 in Fig. 2 dargestellt. Blocking switch 4 and test switch 5 are opened at the time to. Due to the arcing that occurs in the switches, the short-circuit current continues to flow unhindered according to curve 10. The first part of the short-circuit current phase lasts until time ti. Then the spark gap 8 is ignited by a suitable control and the capacitor battery 9, which has been charged to a defined voltage value before the start of the test, charges via the inductance 7 and the test switch 5 with an oscillating current which changes with the correct polarity of the charging voltage added to the generator current of the high-current circuit. The time course of the oscillating current is shown as curve 11 in FIG. 2.

Der Nulldurchgang des Generatorstromes zum Zeitpunkt t2 führt zum Erlöschen des Lichtbogens im Blockierschalter 4, so dass von diesem Zeitpunkt an der Prüfschalter 5, vom Hochstromkreis abgekoppelt, nur noch im Hochspannungskreis liegt. Die Strombelastung des Prüfschalters wird damit vom Schwingstrom allein übernommen. Amplitude und Periode des Schwingstromes sind so gewählt, dass seine Stromsteilheit di/dt im Nulldurchgang t3 möglichst weitgehend der Stromsteilheit des Generatorstroms im Nulldurchgang t2 entspricht. Dadurch wird erreicht, dass der zeitliche Verlauf der Strombelastung während der Übernahmeperiode (ti < t < t3) möglichst ungestört dem ursprünglichen Verlauf des Generatorstromes folgt. In der Übernahmeperiode oder auch Schwingstromphase hat die variable Induktivität 7 vorteilhafterweise einen festen Wert L, der zusammen mit der Kapazität C der Kondensatorbatterie 9 die Dauer der Schwingstromhalbwelle bestimmt. Im Zeitpunkt t3, am Ende der Schwingstromphase, nimmt die variable Induktivität 7 einen anderen Wert L' an. Gleichzeitig ist die Umladung der Kondensatorbatterie 9 abgeschlossen. Der Lichtbogen im Prüfschalter 5 erlischt ebenfalls, und es baut sich am offenen Schalter, gemäss Kurve 12 aus Fig. 2, eine Einschwingspannung us mit einer bestimmten Anfangssteigung du/dt auf, die nach einer kurzen Einschwingzeit in die wiederkehrende Polspannung uP übergeht. Die kritische Belastung des Prüfschalters resultiert aus dem Zusammenspiel des durch Null gehenden Kurzschlussstromes is und der unmittelbar anschliessenden Einschwingspannung Us. Die Prüfleistung, die mit der Schaltung erreicht werden kann, ist daher eine Funktion der Steilheit di/dt des Schwingstromes im Nulldurchgang, der Kreisfrequenz coe der Einschwingspannung sowie der Ladespannung ULder Kondensatorbatterie 9. Die Kreisfrequenz coe der Einschwingspannung entspricht der Eigenfrequenz des Schwingkreises, der bei offenem Prüfschalter aus den in Serie liegenden Kapazitäten 6 und 9 und der variablen Induktivität 7 gebildet wird. Unter der Voraussetzung, dass der Wert Ci der Kapazität 6 sehr viel kleiner ist als der Wert C2 der Kondensatorbatterie 9 (Ci « C2) und die variable Induktivität 7 ihren Wert im Zeitpunkt t3 von L auf 5 L' geändert hat, ergibt sich für die Grösse der Eigenfrequenz (Kreisfrequenz): The zero crossing of the generator current at time t2 leads to the extinction of the arc in the blocking switch 4, so that from this point in time the test switch 5, decoupled from the high-current circuit, is only in the high-voltage circuit. The current load of the test switch is thus taken over by the oscillating current alone. The amplitude and period of the oscillating current are selected so that its current steepness di / dt in the zero crossing t3 largely corresponds to the current steepness of the generator current in the zero crossing t2. It is thereby achieved that the time course of the current load during the takeover period (ti <t <t3) follows the original course of the generator current as undisturbed as possible. In the takeover period or also the oscillation current phase, the variable inductance 7 advantageously has a fixed value L which, together with the capacitance C of the capacitor bank 9, determines the duration of the oscillation current half-wave. At time t3, at the end of the oscillation current phase, the variable inductance 7 takes on a different value L '. At the same time, the recharge of the capacitor bank 9 is completed. The arc in the test switch 5 also extinguishes, and a settling voltage us with a certain initial slope du / dt builds up at the open switch, according to curve 12 from FIG. 2, which transitions into the recurring pole voltage uP after a short settling time. The critical load on the test switch results from the interaction of the short-circuit current is passing through zero and the immediately following transient voltage Us. The test power that can be achieved with the circuit is therefore a function of the steepness di / dt of the oscillating current at zero crossing, the angular frequency coe of the transient voltage and the charging voltage UL of the capacitor bank 9. The angular frequency coe of the transient voltage corresponds to the natural frequency of the oscillating circuit at open test switch is formed from the capacitors 6 and 9 in series and the variable inductance 7. Provided that the value Ci of the capacitance 6 is very much smaller than the value C2 of the capacitor bank 9 (Ci «C2) and the variable inductance 7 has changed its value from L to 5 L 'at time t3, this results in Size of the natural frequency (angular frequency):

co, co,

V Cl • L' V Cl • L '

10 10th

Weiterhin ist unmittelbar einsichtig, dass zwischen der Ladespannung Ul, dem Wert L der variablen Induktivität 7 in der Schwingstromphase und der Stromsteilheit des Schwingstromes im Nulldurchgang der folgende Zusammenhang besteht: Furthermore, it is immediately apparent that the following relationship exists between the charging voltage U1, the value L of the variable inductance 7 in the oscillating current phase and the current steepness of the oscillating current in the zero crossing:

15 di/dt = uL/L 15 di / dt = uL / L

Der zeitliche Verlauf der Einschwingspannung us, der in den Prüfnormen durch 2 bzw. 4 Parameter festgelegt ist, bestimmt sich aus der Ladespannung Ul und der Kreisfre-20 quenz coe. Bei vorgegebener Prüfleistung, d.h. bei vorgegebenen Werten di/dt, Ul und coe, folgt aus dem oben Gesagten direkt der Wert L der variablen Induktivität 7 in der Schwingstromphase. Das Wertepaar Ci, L' dagegen kann frei gewählt werden, vorausgesetzt, dass das Produkt (Ci • L') 25 konstant bleibt. Behält die Induktivität 7 während des gesamten Prüfungsablaufs einen festen Wert bei, ist also L = L\ wie in der Schaltung nach dem Stand der Technik, kann der Wert Ci der Kapazität nicht länger frei gewählt werden, so dass einer bestimmten Prüfleistung ein bestimmtes Ci und 3» damit ein entsprechendes C2 zugeordnet ist. Im Gegensatz dazu ermöglicht es die erfindungsgemässe, variable Induktivität beispielsweise ein L' > L zu wählen und dadurch, bei unveränderter Prüfleistung, Ci nach Massgabe der genannten Gleichungen zu verkleinern, weil durch die 35 Änderung des Induktivitätswertes von L auf L' zum Zeitpunkt t3 die beiden o.a. Gleichungen entkoppelt werden. Geht man umgekehrt von einem festen Ci und C aus, erhöht sich durch Verwendung der variablen Induktivität die Prüfleistung. Der entstehende Mehraufwand für die variable 40 Induktivität kann dabei erheblich geringer sein, als bei einer entsprechenden Vergrösserung der Kapazitäten. The temporal course of the transient voltage us, which is defined in the test standards by 2 or 4 parameters, is determined from the charging voltage Ul and the circular frequency coe. For a given test performance, i.e. given values di / dt, Ul and coe, the value L of the variable inductance 7 in the oscillating current phase follows directly from the above. The value pair Ci, L ', on the other hand, can be chosen freely, provided that the product (Ci • L') 25 remains constant. If the inductance 7 maintains a fixed value during the entire test procedure, ie if L = L \ as in the circuit according to the prior art, the value Ci of the capacitance can no longer be freely selected, so that a specific test performance has a specific Ci and 3 »so that a corresponding C2 is assigned. In contrast, the variable inductance according to the invention makes it possible, for example, to select an L '> L and thereby, with unchanged test performance, to reduce Ci according to the equations mentioned, because the change in the inductance value from L to L' at time t3 means that both of the above Equations are decoupled. Conversely, assuming a fixed Ci and C, the test performance increases by using the variable inductance. The resulting additional effort for the variable inductance can be considerably less than with a corresponding increase in the capacities.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass der zeitliche Verlauf der Einschwingspannung unabhängig von der Steilheit des Schwingstromes verändert 45 und die Prüfschaltung daher flexibler an die verschiedenen Prüfnormen angepasst werden kann. Another advantage of the present invention is that the time course of the transient voltage changes 45 independently of the steepness of the oscillating current and the test circuit can therefore be adapted more flexibly to the different test standards.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der variablen Induktivität 7 ist in Fig. 3 wiedergegeben. Die Gesamtinduktivität besteht aus zwei Einzelinduktivitäten 14 und 20, von denen so die eine durch einen parallel liegenden, steuerbaren Schalter 13 überbrückt werden kann. Sie ist daher veränderbar und kann über die Steuerung des Schalters mit dem Prüfungsablauf synchronisiert werden. Sie kann, abhängig von der Stellung des Schalters, zwei Werte annehmen, die sich aus 55 den Werten der Einzelinduktivitäten ergeben. A preferred exemplary embodiment of the variable inductance 7 is shown in FIG. 3. The total inductance consists of two individual inductors 14 and 20, of which one can be bridged by a controllable switch 13 located in parallel. It is therefore changeable and can be synchronized with the test sequence via the control of the switch. Depending on the position of the switch, it can assume two values that result from the values of the individual inductors.

Ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel der variablen Induktivität ist in Fig. 4 dargestellt. Zwischen den Einzelinduktivitäten 14 und 20 ist eine weitere Funkenstrecke 17 angeordnet. Parallel zu dieser Funkenstrecke liegt 60 ein Hilfskreis, der aus dem Hilfskondensator 16, einem Entladungswiderstand 18 und einem steuerbaren Schalter 19 besteht. Zusätzlich ist ein Widerstand 15 zur Induktivität 14 parallel geschaltet. Der Hilfskondensator 16 ist als Ladungsspeicher wirksam und kann über eine übliche, nicht einge-65 zeichnete Versorgungseinrichtung aufgeladen werden. Der Hilfskreis bildet einen Entladungskreis. Another preferred embodiment of the variable inductance is shown in FIG. 4. Another spark gap 17 is arranged between the individual inductors 14 and 20. Parallel to this spark gap is an auxiliary circuit 60, which consists of the auxiliary capacitor 16, a discharge resistor 18 and a controllable switch 19. In addition, a resistor 15 is connected in parallel with the inductor 14. The auxiliary capacitor 16 acts as a charge store and can be charged via a conventional supply device, not shown. The auxiliary circuit forms a discharge circuit.

Die Funktionweise der gesamten Schaltung ergibt sich aus dem zeitlichen Ablauf des Prüfungsvorganges, wie er in Fig. The mode of operation of the entire circuit results from the timing of the test procedure, as shown in Fig.

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2 wiedergegeben ist. Im ersten Abschnitt der Hochstromphase (to < t <ti) sind Blockierschalter 4 und Prüfschalter 5 geöffnet, führen aber den Kurzschlussstrom is über ihre Lichtbögen. Schalter 13 ist in dieser Zeit geschlossen und der aufgeladene Hilfskondensator 16 durch den geöffneten Schalter 19 vom Hochspannungskreis getrennt. Bevor im Zeitpunkt ti durch Zündung der Funkenstrecke 8 die Schwingstromphase eingeleitet wird, schliesst Schalter 19 und der Entladestrom des Hilfskondensators 16 fliesst u.a. über den Entladungswiderstand 18 durch Schalter 13 und erhält einen Gleichstrom-Lichtbogen von etwa 10A aufrecht, wenn dieser Schalter kurz darauf geöffnet wird. Ist dieser Zustand erreicht, beginnt die Schwingstromphase (t > ti), wobei die Steilheit des Schwingstromes im Nulldurchgang ausser durch die Ladespannung Ul der Kondensatorbatterie 9 nur noch durch den Wert Li der Induktivität 20 bestimmt wird, weil die Induktivität 14 mit dem Wert Li infolge des Lichtbogens im Schalter 13 kurzgeschlossen ist. Erst im Nulldurchgang des Schalterstromes iv (Fig. 4), der aus den Kapazitäten 16 und 9 gespeist wird, erlischt der Lichtbogen im Schalter 13. Der darauffolgende Spannungsanstieg an diesem Schalter zündet Funkenstrecke 17 und schaltet Induktivität 14 in Serie zu Induktivität 20, so dass der zeitliche Verlauf der Einschwingspannung dann im wesentlichen durch die Werte (Li + L2) und Ci (Kapazität 6) bestimmt wird. 2 is shown. In the first section of the high-current phase (to <t <ti), blocking switches 4 and test switches 5 are open, but carry the short-circuit current via their arcs. Switch 13 is closed during this time and the charged auxiliary capacitor 16 is separated from the high-voltage circuit by the opened switch 19. Before the oscillating current phase is initiated by ignition of the spark gap 8 at the time ti, the switch 19 closes and the discharge current of the auxiliary capacitor 16 flows, among other things. through the discharge resistor 18 through switch 13 and maintains a DC arc of about 10A when this switch is opened shortly thereafter. If this state is reached, the oscillation current phase (t> ti) begins, the steepness of the oscillation current in the zero crossing being determined only by the value Li of the inductor 20, apart from the charging voltage U1 of the capacitor bank 9, because the inductance 14 results from the value Li as a result the arc in the switch 13 is short-circuited. Only in the zero crossing of the switch current iv (FIG. 4), which is fed from the capacitors 16 and 9, does the arc in the switch 13 go out. The subsequent rise in voltage at this switch ignites the spark gap 17 and switches inductor 14 in series with inductor 20, so that the time course of the transient voltage is then essentially determined by the values (Li + L2) and Ci (capacity 6).

Da der Schalterstrom iv zusätzlich zum Schwingstrom der Kondensatorbatterie 9 auch noch den Entladestrom des Entladungskreises enthält, ist der Nulldurchgang dieses Schalterstromes gegenüber dem Schwingstrom zeitlich verzögert. Mit derselben Verzögerungszeit erlischt dann auch der Lichtbogen in Schalter 13 gegenüber dem in Prüfschalter 5. Das hat zur Folge, dass eine gewisse Ladungsmenge während der Verzögerungszeit in die Kapazität 6 abfliesst und dort eine Anfangsspannung (ITRV) erzeugt, mit der der Prüfschalter über die übliche Einschwingspannung (TRV) hinaus beaufschlagt wird. Um die ITRV niedrig zu halten, sollte der Strom des Endladekreises möglichst klein gehalten werden. Ausserdem ist vorteilhafterweise eine Paralleldämpfung des Entladungskreises vorgesehen, die durch Widerstand 15 realisiert werden kann. Since the switch current iv also contains the discharge current of the discharge circuit in addition to the oscillation current of the capacitor bank 9, the zero crossing of this switch current is delayed with respect to the oscillation current. With the same delay time, the arc in switch 13 then goes out in comparison with that in test switch 5. This has the consequence that a certain amount of charge flows into the capacitance 6 during the delay time and there generates an initial voltage (ITRV) with which the test switch uses the usual one Transient voltage (TRV) is applied. In order to keep the ITRV low, the current of the discharge circuit should be kept as small as possible. In addition, a parallel damping of the discharge circuit is advantageously provided, which can be realized by resistor 15.

Die Kosten für die in der erfindungsgemässen Schaltung benötigten zusätzlichen Elemente sind vergleichsweise gering, zumal an die Grenzdaten des Hilfskondensators 16 keine hohen Anforderungen gestellt werden. In einer entsprechenden Versuchsschaltung wurde beispielsweise eine Kapazität von 1 mF und einer Nennspannung von 1200 V eingesetzt. The costs for the additional elements required in the circuit according to the invention are comparatively low, especially since the limit data of the auxiliary capacitor 16 are not subject to high requirements. In a corresponding test circuit, for example, a capacitance of 1 mF and a nominal voltage of 1200 V were used.

An den Schalter 13 werden extreme Anforderungen gestellt: Er soll ein Abschaltvermögen bis zu hohen Stromsteilheiten von 100 A/(is haben. Seine Wiederverfestigung auf den stationären Wert soll innerhalb von 10-20 n,s abgeschlossen sein. Zudem sollen Lichtbogenspannung, Eigenkapazität und Nachstrom möglichst klein gehalten sein. Alle diese Bedingungen werden am ehesten von einem Vakuumschalter erfüllt. Insbesondere das Abschaltvermögen bei hohen Stromsteilheiten sowie die extrem schnelle Wiederverfestigung sind mit Vakuumschaltern gut erreichbar, sofern der Lichtbogen vor der Löschung diffus war. Letzteres ist im Anwendungsfall sicherlich gegeben, da einerseits die Amplitude des Schwingstromes 10 kA nicht überschreitet und andererseits die Stromflussdauer mit 500-1000 jis eine Lichtbogenkontraktion erschwert. Ein weiterer Vorteil des Vakuumschalters in der erfindungsgemässen Anwendung ist die geringe erforderliche Antriebsenergie, da weder die Öffnungsgeschwindigkeit noch die Kontaktkraft besonders hoch sein müssen. The switch 13 is subject to extreme requirements: it should have a breaking capacity up to high current steepness of 100 A / (is. Its re-consolidation to the stationary value should be completed within 10-20 n, s. In addition, arc voltage, self-capacitance and wake current All these conditions are most likely to be met by a vacuum switch. In particular, the breaking capacity at high current steepness and the extremely fast reconsolidation can be easily reached with vacuum switches, provided the arc was diffuse before extinguishing. The latter is certainly the case in the application, because on the one hand, the amplitude of the oscillating current does not exceed 10 kA and, on the other hand, the current flow duration of 500-1000 jis makes it difficult to contract an arc Another advantage of the vacuum switch in the application according to the invention is the low drive energy required, since neither the opening speed nor the contact force ft must be particularly high.

Daher wird in der vorliegenden Erfindung für den Schalter 13 vorteilhaft ein Vakuumschalter verwendet. Therefore, a vacuum switch is advantageously used for the switch 13 in the present invention.

Im Gegensatz dazu sind die Anforderungen an den Schalter 19 des Entladungskreises gering. Gemäss einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist daher ein Schütz ausreichend, das nach bekannten Methoden zur geeigneten Zeit angesteuert wird. In contrast, the demands on the switch 19 of the discharge circuit are low. According to a preferred embodiment, a contactor is therefore sufficient, which is controlled at known times by suitable methods.

Die Erhöhung der Prüfleistung mit der erfindungsgemässen Schaltung kann am Beispiel eines 2-Kammer-Schal-ters mit den Kenndaten 550 kV/50 kA/60 Hz verdeutlicht werden. Für eine Spitzenspannung von 520 kV und Steilheiten du/dt =1,1 kV/p,s und di/dt = 26,6 A/jxs benötigt in der Schaltung nach dem Stand der Technik bei der Ladespannung Ul = 477 kV Kapazitätswerte von Ci = 8 ^F und C2 = 24 nF. Der Wert L (= L') der Induktivität 7 beträgt 17 mH. In der erfindungsgemässen Schaltung sind dagegen bei Ul = 424kVnurKapazitätswertevonCi = 0,19 jj.F und C2 = 1,71 (i.F erforderlich, wobei die Induktivität ihren Wert im Zeitpunkt t3 von L = 15,2 mH auf L' = 465,2 mH ändert. Diese Verkleinerung der Kapazitätswerte bei gleicher Prüfleistung entspricht einer Erhöhung der Prüf leistung bei gleichen Kapazitätswerten um das 3,6fache. The increase in the test power with the circuit according to the invention can be illustrated using the example of a 2-chamber switch with the characteristic data 550 kV / 50 kA / 60 Hz. For a peak voltage of 520 kV and gradients du / dt = 1.1 kV / p, s and di / dt = 26.6 A / jxs, the state-of-the-art circuit requires capacitance values of Ci at the charging voltage Ul = 477 kV = 8 ^ F and C2 = 24 nF. The value L (= L ') of the inductance 7 is 17 mH. In the circuit according to the invention, on the other hand, at Ul = 424 kV, only capacitance values of Ci = 0.19 yF and C2 = 1.71 (IF are required, the inductance changing its value at time t3 from L = 15.2 mH to L '= 465.2 mH This reduction in the capacitance values for the same test performance corresponds to an increase in the test performance for the same capacitance values by 3.6 times.

Insgesamt ergibt sich aus der vorliegenden Erfindung ein Synthetikprüfkreis, dessen Flexibilität durch die Steuerbarkeit der Elemente erhöht ist und dessen Prüf leistung kostengünstig vergrössert werden kann, was bei den ständig steigenden Schalterleistungen im Prüflabor zunehmend an Bedeutung gewinnt. Overall, the result of the present invention is a synthetic test circuit, the flexibility of which is increased by the controllability of the elements and whose test performance can be increased inexpensively, which is becoming increasingly important with the constantly increasing switch capacities in the test laboratory.

4 4th

s s

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

B B

2 Blatt Zeichnungen 2 sheets of drawings

Claims

659330 PATENT CLAIMS

1. Two-circuit test circuit for high-voltage circuit breakers with a high-current and a high-voltage circuit, the high-voltage circuit containing a capacitor bank (9), a spark gap (8) and an inductor (7), characterized in that the inductor (7) in their Size is changeable.

2. Circuit according to claim 1, characterized in that the variable inductance (7) to the capacitor bank (9) is connected in series.

3. Circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the variable inductance (7) is controllable.

4. A circuit according to claim 1, characterized in that the variable inductor (7) consists of at least two inductors (14, 20) connected in series and a first controllable switch (13) is connected in parallel to an inductor (14).

5. Circuit according to claim 4, characterized in that the first controllable switch (13) is a vacuum switch.

6. Circuit according to claim 4 or 5, characterized in that a spark gap (17) is arranged between the inductors (14, 20), that the first controllable switch (13) parallel to the series circuit, formed from inductance (14) and spark gap ( 17), a resistor (15) is connected in parallel to the inductance (14) and a discharge circuit is arranged parallel to the spark gap (17), which consists of an auxiliary capacitor (16), a discharge resistor (18) and a second controllable switch ( 19) exists.

7. Circuit according to claim 6, characterized in that the second controllable switch (19) is a contactor.

8. A method of operating a circuit according to claim 1, in which an oscillation current phase is initiated by ignition of the spark gap (8), characterized in that the value of the variable inductance (7) at the end of the oscillation current phase (t3) from L to L ' ^ L is changed.

9. The method according to claim 8, characterized in that L '> L is set.

10. The method according to claim 8 for operating a circuit according to claim 4, characterized in that the first controllable switch (13) is kept closed during the oscillation current phase and is opened at the end of the oscillation current phase (t3).

11. The method according to claim 8 for operating a circuit according to claim 6, characterized in that before the start of the oscillating current phase (ti), a discharge current through the first from the auxiliary capacitor (16) via the discharge resistor (18) and the second controllable switch (19) controllable switch (13) passed and then the first controllable switch (13) is opened.