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PATENTANSPRÜCHE
1. Elektronische Auslöseschaltung für verzögerte Fehlerstrom-Schutzschaltung mit einem den Fehlerstrom erfassenden Stromwandler, dessen Sekundärwicklung eine Gleichrichter-Bruckenschaltung speist, die mit einer nachgeschalteten Energiespeichereinrichtung und einer Zeitverzögerungsschaltung verbunden ist, welche ein in Reihe mit der Spulenwicklung eines Auslösers der Schutzschaltung liegendes spannungsabhängiges Schaltorgan ansteuert, dadurch gekennzeichnet, dass - die Gleichrichter-Brückenschaltung (3) Halbleiter (5) enthält, welche bei Überschreiten einer Spannungsschwelle auch in der Sperrichtung durchlässig werden, - ein über ein anschliessendes Siebglied (6, 7) gespeistes Konstantstrom-Regulierglied (8, 12) mit einem Zeitverzögerungskondensator (13) verbunden ist, womit, zusammen mit einer Referenzspannung,
ein in Reihe mit Spulenwicklung (17) des Auslösers liegender Schwellwertschalter (14) gesteuert wird.
2. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Resonanz-Kondensator (2) zur Sekundärwicklung (1) des Stromwandlers parallel geschaltet ist, mit einer Resonanzfrequenz des Kondensators zusammen mit der wirksamen Induktivität des Wandlers zwischen einfacher und doppelter Netzfrequenz.
3. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Gleichrichter-Brückenschaltung (3) in den zwei Zweigen zwischen den Gleichstromanschlüssen je eine Reihenschaltung einer Diode (4) und einer Zehnerdiode (5) aufweist.
4. Elektronische Auslöseschaltungnach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass deren Siebglied aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes (6) und eines Siebkondensators (7) besteht.
5. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Konstantstrom-Regulierglied aus einem Feldeffekt-Transistor (8) besteht, dessen einer Anschluss Drain (9) mit der einen Seite des Sieb Kondensators (7) verbunden ist und der Anschluss Gate (10) sowie über einen Zeiteinstellwiderstand (12) auch der Anschluss Source (11) mit dem einen Pol des Zeitverzögerungskondensators (13), dessen anderer Pol mit dem anderen Pol des Siebkondensators (7) verbunden ist.
6. Elektronische Auslöseschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellwertschalter aus einem programmierbaren Unijunction-Transistor (14) besteht, dessen Anode (15) dem einen Pol des Zeitverzögerungskondensators (13) und dessen Kathode (16) über die Spule (17) des Auslöserelais mit dem anderen Pol des Zeitverzögerungkondensators (13) verbunden sind und dass ausserdem eine vom Siebkondensator (7) gespiesene Reihenschaltung eines weiteren Widerstandes (19) und Zehnerdiode (20) für die Erzeugung einer Referenzspannung vorgesehen ist, deren mittlerer Anschluss (23) mit der Steuerelektrode (18) des Unijunction-Transistors (14) verbunden ist.
7. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Störschutzkondensator (21) parallel zur Zehnerdiode (20) geschaltet ist.
8. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum Zeitverzögerungskondensator (13) ein Entladewiderstand (22) geschaltet ist.
9. Elektronische Auslöseschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte weitere Widerstand (19) und der Entladewiderstand (22) so dimensioniert, die Schwellenspannung der Zehnerdiode (20) und die Durchbruchspannung des Unijunction-Transistors (14) so gewählt sind, dass bei langsam steigendem Fehlerstrom, d.h. langsam steigender Spannung am Siebkondensator (7), die Zehnerdiode (20) erst leitend wird, kurz bevor der Durchbruch im Unijunction-Transistor (14) stattfindet.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Auslöseschaltung für verzögerte Fehlerstrom-Schutzschaltung.
Eine derartige Auslöseschaltung ist aus der AT-PS 197468 bekannt. Sie benötigt keine Fremdenergie und ist unempfindlich gegenüber Kurzschlussströmen oder Netzüberspannungen; Exemplarstreuungen des dem Schwellwert-Schalter nachgeschalteten Auslöserelais wirken sich nicht auf die Höhe des für eine Auslösung mindestens erforderlichen Fehlerstromes aus. Allerdings ist die Verzögerungszeit fehlerstromabhängig und geht bei grossen Fehlerströmen auf Null, so dass keine Selektivität zwischen in Serie geschalteten FI Schaltern erreichbar ist. Weiterhin muss verhältnismässig viel Energie zur Auslösung bereitgestellt werden, da als Schwellwert-Schalter eine Kaltkathodenröhre verwendet wird.
Aus der GB-PS 675 514 ist auch bereits eine Auslöseschaltung für eine Fehlerstrom-Schutzschaltung bekannt, bei der dem Stromwandler eine Gleichrichter-Brückenschaltung nachgeschaltet ist, der ausgangsseitig ein nichtlinearer Widerstand als Schutz gegenüber Netzüberspannungen parallel liegt. Dieser Widerstand ist ein separates, eigens diesem Zweck dienendes Bauteil. Beim Entwurf von Fehlerstrom Schutzschaltungen stellen sich verschiedene, z.T. widersprüchliche Probleme und Aufgaben, unabhängig davon, ob ein Fehlerstromschutzschalter als Einheit gebaut werden soll oder ob aus einzelnen Komponenten (Wandler, Relais, Schalter etc.) eine Fehlerstrom-Schutzschaltung aufgebaut wird.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist, eine Fehlerstrom Schutzschaltung zu entwerfen, welche folgende Forderungen erfüllt:
1. Um einerseits bei kurzzeitigen (impulsförmigen) Fehlerströmen eine unnötige Auslösung zu vermeiden, andererseits eine Selektivität zwischen in Serie geschalteten FI-Schaltern zu ermöglichen, soll beim Auftreten eines Fehlerstromes über einer bestimmten Grösse der Auslöser nach einer Zeit, die innerhalb bestimmter Grenzen liegt, ansprechen. Auch bei sehr grossen Fehlerströmen soll diese Zeit die festgelegte untere Grenze nicht unterschreiten.
2. Die vom Stromwandler zu liefernde Energie soll gering sein, trotzdem soll an die Spule des Auslösers ein sicher ausreichender Impuls geliefert werden.
3. Das Auslösesystem soll keine fremde (zusätzliche) Energie benötigen (abgesehen von der beim Rückstellen des Auslösers oder beim Einschalten des Schalters in Federn eingespeicherten Energie).
4. Der minimale Fehlerstrom, welcher eine Auslösung bewirkt, soll nicht von den streuenden, zufälligen Eigenschaften des Auslöserelais abhängen.
5. Das Auslösesystem soll zuverlässig arbeiten, durch Kurzschlussströme oder Netzüberspannungen weder beschädigt noch bleibend beeinflusst werden.
6. Das Auslösesystem soll billig hergestellt werden können und raumsparend sein, d.h. nur eine kleine Zahl von kleinen Komponenten enthalten.
7. Eine weitere, fakultative Forderung besteht darin, dass die Fehlerstrom-Schutzschaltung auch auf Halbwellenstrom
sowie auf Ströme bestehend aus angeschnittenen Halbwellen ansprechen soll.
Diese verschiedenen Aufgaben (ohne 7) werden erfindungsgemäss durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 angegebenen schaltungstechnischen Massnahmen optimal gelöst.
Die abhängigen Ansprüche zeigen eine vorteilhafte Gestaltung der Schaltung im Detail sowie eine grundsätzlich bekannte Lösung zur besseren Erfüllung der Forderung 7.
Die beigefügte Figur zeigt das Schaltschema für eine Ausführungsmöglichkeit der elektronischen Auslöseschaltung gemäss dem Anspruch 1 und den verschiedenen abhängigen Ansprüchen.
Die Aufgabe und die Wirkungsweise eines Stromwandlers wird als bekannt vorausgesetzt (siehe z.B. DE-AS 2 856 316), und im Schema ist nur die mit 1 bezeichnete Sekundärwicklung des Wandlers dargestellt. Zur Verbesserung der Ansprechempfindlichkeit auf Halbwellengleichstrom (Forderung 7) ist der Resonanz-Kondensator 2 zur Sekundärwicklung 1 parallel geschaltet.
Durch die Wahl eines geeigneten Kapazitätswertes kann erreicht werden, dass bei Halbwellenstrom (einschliesslich angeschnittene Halbwellen) der minimale Ansprechstrom etwa gleich gross ist wie bei Wechselstrom (Effektiv-Strom Werte). Versuche zeigten, dass zu diesem Zweck der Resonanz-Kondensator 2 einen zwei- bis fünfmal kleineren Wert aufweisen muss, als für eine Abstimmupg auf 50 Hz Wechselstrom am günstigsten wäre.
Die Brückenschaltung 3 richtet den vom Wandler gelieferten Wechselstrom gleich. Die zwei in der Brückenschaltung eingebauten Zehnerdioden 5 sorgen neben dem Gleichrichten auch für eine Spannungsbegrenzung bei grossen Fehlerströmen. Diese Spannungsbegrenzung verhindert, dass nach dem Abklingen eines Fehlerstromes, der wegen der Zeitverzögerung noch nicht zum Auslöser geführt hat, nachträglich vom Siebkondensator 7 über den Konstantstrom Regler 8/12 noch soviel Ladung auf den Zeitkondensator 13 übertragen wird, dass die Auslöseschwelle erreicht wird und doch noch eine Auslösung stattfindet.
Der pulsierende Gleichstrom wird im Siebglied 6,7 geglättet und zugleich (im Kondensator 7) gespeichert. Falls die Schaltung auch für angeschnittenen Halbwellenstrom wirksam sein soll, muss der Siebkondensator 7 ausreichend gross sein, um auch in den Strompausen noch genügend Strom an den nachfolgenden Konstantstrom-Regler liefern zu können.
Der Konstantstrom-Regler 8, 12 lässt einen Strom fliessen, welcher nur wenig von der am Regler anliegenden Spannung abhängt. Durch Verändern des Widerstandes 12 kann dieser Strom beeinflusst und eingestellt werden. Er lädt den Zeitkondensator 13 allmählich auf. Der Widerstand 22 dient zur Entladung des Zeitkondensators 13, vor allem wenn ein Fehlerstrom wieder verschwindet, bevor der Schwellwertschalter 14 angesprochen hat.
Der Schwellwertschalter besteht aus einem Unijunction Transistor 14, dessen Steuerelektrode 18 an eine Referenz Spannung gelegt ist, die über der Zehnerdiode 20 erzeugt wird. Wenn die Spannung über dem Zeitkondensator 13 die Referenz-Spannung erreicht hat, wird der Unijunction-Transistor 14 leitend, und die Ladung des Zeitkondensators 13 kann über die Spule 17 des Auslöserelais fliessen, wobei dieses Relais in bekannter Weise den zur Fehlerstrom Schutzschaltung gehörenden Schalter auslöst oder auch, in besonderen Fällen, einen Stromkreis schliesst, z.B. Alarm auslöst. Die im Zeitkondensator 13 gespeicherte Ladung wird mit Vorteil so gross gewählt, dass sie auf alle Fälle sicher ausreicht, um das Relais auszulösen, so dass seine Auslösecha rakteristik und eventuelle Streuungen keine Rolle spielen.
Falls die Auslöseschaltung mit unverzögerten Fehlerstromschutzschaltern selektiv arbeiten soll, muss auch bei sehr grossen Fehlerströmen die Verzögerungszeit mindestens 40 ms betragen. Dies kann durch eine geeignete Wahl der Schwellenspannungen der Zehnerdioden 5 einerseits und der Zehnerdiode 20 andererseits sowie durch entsprechende Bemessung des Widerstandes 12 erreicht werden. Andererseits erlaubt eine zweckmässige Wahl des Entladewiderstandes 22 den minimalen Ansprechstrom der Schaltung festzulegen, wobei aber dieser Ansprechstrom auch von der Schwellenspannung der Zehnerdiode 20 abhängig ist.
Wie dargelegt, werden von der erfindungsgemässen elektronischen Auslöseschaltung alle 7 eingangs erwähnten Forderungen erfüllt.
Damit mit der erfindungsgemässen Auslöseschaltung eine möglichst hohe Empfindlichkeit erreicht wird (kleine Auslöseströme), sollte sie möglichst wenig Energie verbrauchen. Zu diesem Zweck ist es wichtig, dass die Zehnerdiode 20 erst zu leiten beginnt, wenn ihre stabilisierende Wirkung benötigt wird, d.h. wenig über den kleinsten zur Auslösung führenden Fehlerstrom.
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PATENT CLAIMS
1.Electronic trigger circuit for delayed residual current protection circuit with a current transformer which detects the residual current, the secondary winding of which feeds a rectifier bridge circuit which is connected to a downstream energy storage device and a time delay circuit which controls a voltage-dependent switching element which is connected in series with the coil winding of a trigger of the protective circuit , characterized in that - the rectifier bridge circuit (3) contains semiconductors (5) which also become permeable in the blocking direction when a voltage threshold is exceeded, - a constant current regulating element (8, 12) fed via a subsequent filter element (6, 7) ) is connected to a time delay capacitor (13), which, together with a reference voltage,
a threshold switch (14) lying in series with the coil winding (17) of the trigger is controlled.
2. Electronic trigger circuit according to claim 1, characterized in that a resonance capacitor (2) is connected in parallel to the secondary winding (1) of the current transformer, with a resonance frequency of the capacitor together with the effective inductance of the transformer between single and double mains frequency.
3. Electronic trip circuit according to claim 1, characterized in that the rectifier bridge circuit (3) in the two branches between the DC connections each have a series connection of a diode (4) and a tens diode (5).
4. Electronic trigger circuit according to claim 1, characterized in that the filter element consists of a series circuit of a resistor (6) and a filter capacitor (7).
5. Electronic trigger circuit according to claim 1, characterized in that the constant current regulating member consists of a field effect transistor (8), one of which has a drain connection (9) connected to one side of the filter capacitor (7) and the gate connection ( 10) and via a timing resistor (12) also the connection source (11) with one pole of the time delay capacitor (13), the other pole of which is connected to the other pole of the filter capacitor (7).
6. Electronic trigger circuit according to one of the preceding claims, characterized in that the threshold switch consists of a programmable unijunction transistor (14) whose anode (15) one pole of the time delay capacitor (13) and its cathode (16) via the coil ( 17) of the trigger relay are connected to the other pole of the time delay capacitor (13) and that, in addition, a series connection of a further resistor (19) and tens diode (20) fed by the filter capacitor (7) is provided for the generation of a reference voltage, the middle connection (23 ) is connected to the control electrode (18) of the unijunction transistor (14).
7. Electronic trigger circuit according to claim 6, characterized in that an interference protection capacitor (21) is connected in parallel to the tens diode (20).
8. Electronic trigger circuit according to claim 6 or 7, characterized in that a discharge resistor (22) is connected in parallel with the time delay capacitor (13).
9. Electronic trigger circuit according to claim 8, characterized in that said further resistor (19) and the discharge resistor (22) are dimensioned so that the threshold voltage of the tens diode (20) and the breakdown voltage of the unijunction transistor (14) are selected such that with slowly increasing fault current, ie slowly rising voltage on the filter capacitor (7), the tens diode (20) only becomes conductive shortly before the breakdown in the unijunction transistor (14) takes place.
The present invention relates to an electronic trigger circuit for delayed residual current protection circuit.
Such a trigger circuit is known from AT-PS 197468. It does not require external energy and is insensitive to short-circuit currents or mains overvoltages; Scattered copies of the trigger relay downstream of the threshold switch do not affect the level of the minimum required fault current for tripping. However, the delay time depends on the fault current and goes to zero with large fault currents, so that no selectivity between series-connected RCDs can be achieved. Furthermore, a relatively large amount of energy must be provided for triggering, since a cold cathode tube is used as the threshold switch.
From GB-PS 675 514 a trigger circuit for a residual current protection circuit is already known, in which a rectifier bridge circuit is connected downstream of the current transformer, the output side of which is a non-linear resistor in parallel as protection against mains overvoltages. This resistor is a separate component that serves this purpose. When designing residual current protective circuits, various, sometimes conflicting problems and tasks, regardless of whether a residual current circuit breaker is to be built as a unit or whether a residual current circuit is built from individual components (transformers, relays, switches, etc.).
The aim of the present invention is to design a residual current protective circuit which meets the following requirements:
1. In order to avoid unnecessary tripping in the case of short-term (pulse-shaped) fault currents on the one hand, and on the other hand to enable selectivity between RCDs connected in series, the trigger should occur after a time that is within certain limits if a fault current exceeds a certain size speak to. Even with very large fault currents, this time should not fall below the specified lower limit.
2. The energy to be supplied by the current transformer should be low, nevertheless a sufficiently sufficient pulse should be delivered to the coil of the release.
3. The trigger system should not require any external (additional) energy (apart from the energy stored in springs when the trigger is reset or when the switch is switched on).
4. The minimum fault current that triggers should not depend on the scattering, random properties of the trip relay.
5. The tripping system should work reliably and should not be damaged or permanently influenced by short-circuit currents or mains overvoltages.
6. The trigger system should be inexpensive to manufacture and space-saving, i.e. contain only a small number of small components.
7. Another optional requirement is that the leakage current protection circuit also on half-wave current
as well as to respond to currents consisting of cut half-waves.
These various tasks (without 7) are optimally achieved according to the invention by the circuitry measures specified in the characterizing part of claim 1.
The dependent claims show an advantageous design of the circuit in detail and a fundamentally known solution for better meeting requirement 7.
The attached figure shows the circuit diagram for an embodiment of the electronic trigger circuit according to claim 1 and the various dependent claims.
The task and the mode of operation of a current transformer are assumed to be known (see e.g. DE-AS 2 856 316), and only the secondary winding of the transformer labeled 1 is shown in the diagram. To improve the sensitivity to half-wave direct current (requirement 7), the resonance capacitor 2 is connected in parallel with the secondary winding 1.
By choosing a suitable capacitance value, it can be achieved that the minimum response current for half-wave current (including cut half-waves) is approximately the same as for alternating current (effective current values). Tests have shown that for this purpose the resonance capacitor 2 must have a value two to five times smaller than would be the cheapest for a tuning to 50 Hz alternating current.
The bridge circuit 3 rectifies the alternating current supplied by the converter. In addition to rectification, the two tens diodes 5 installed in the bridge circuit also ensure voltage limitation in the event of large fault currents. This voltage limitation prevents that after the decay of a fault current that has not yet led to the release due to the time delay, sufficient charge is subsequently transferred from the filter capacitor 7 via the constant current regulator 8/12 to the time capacitor 13 to reach the trigger threshold and yet another triggering takes place.
The pulsating direct current is smoothed in the filter element 6.7 and at the same time stored (in the capacitor 7). If the circuit is also to be effective for cut-off half-wave current, the filter capacitor 7 must be large enough to be able to supply enough current to the subsequent constant current regulator even during the pauses in the current.
The constant current regulator 8, 12 allows a current to flow which is only slightly dependent on the voltage applied to the regulator. This current can be influenced and set by changing the resistor 12. It gradually charges the time capacitor 13. The resistor 22 serves to discharge the time capacitor 13, especially if a fault current disappears again before the threshold switch 14 has responded.
The threshold switch consists of a unijunction transistor 14, the control electrode 18 of which is connected to a reference voltage which is generated via the tens diode 20. When the voltage across the time capacitor 13 has reached the reference voltage, the unijunction transistor 14 becomes conductive, and the charge of the time capacitor 13 can flow via the coil 17 of the trigger relay, this relay tripping the switch belonging to the residual current protective circuit in a known manner or, in special cases, closes a circuit, e.g. Alarm triggers. The charge stored in the time capacitor 13 is advantageously chosen so large that it is certainly sufficient in any case to trigger the relay, so that its triggering characteristic and any scattering are irrelevant.
If the trigger circuit is to work selectively with instantaneous residual current circuit breakers, the delay time must be at least 40 ms, even with very large residual currents. This can be achieved by a suitable choice of the threshold voltages of the zener diodes 5 on the one hand and of the zener diode 20 on the other hand and by appropriate dimensioning of the resistor 12. On the other hand, an appropriate choice of the discharge resistor 22 allows the minimum response current of the circuit to be determined, but this response current also depends on the threshold voltage of the tens diode 20.
As explained, all 7 requirements mentioned at the outset are met by the electronic trigger circuit according to the invention.
So that the highest possible sensitivity is achieved with the trigger circuit according to the invention (small trigger currents), it should use as little energy as possible. For this purpose, it is important that the tens diode 20 only begin to conduct when its stabilizing effect is needed, i.e. little about the smallest fault current leading to tripping.