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PATENTANSPRÜCHE
1. Impulsradargerät mit einer an eine Antenne angeschlossenen Koppelschaltung, die eingangsseitig mit einem Sender und ausgangsseitig über die Reihenschaltung eines ersten Mischers und eines Zwischenfrequenzverstärkers mit einer Signalverarbeitungsstufe verbunden ist, die sowohl an einen Rechner als auch an einen Doppelmodulator angeschlossen ist, wobei ein stabilisierter Lokaloszillator ein Oszillatorsignal sowohl für den ersten Mischer als auch für einen zweiten Mischer liefert, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Ausgang des zweiten Mischers (MX2) und einem Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers (ZFV) die Reihenschaltung einer Verzögerungsschaltung (SAW) und eines Eichschalters (ES) eingefügt ist, dessen Schliesszeiten vom Rechner (RN) gesteuert sind,
und dass der Rechner (RN) aus der Zeitdauer zwischen dem Start eines aus dem Sendesignal abgeleiteten Eichsignals (Sx, Sy) das nach einer Frequenzumsetzung im zweiten Mischer (MX2) und einer Zeitverzögerung do in der Verzögerungsschaltung (SAW) bei geschlossenem Eichschalter (ES) über den Zwischenfrequenzverstärker (ZFV) gelangt, und der Auswertung dieses Eichsignals (Sx, Sy) in der Signalverarbeitungsstufe (SV) einen Zeitdauerwert de ermittelt, wobei die Differenz de-do = F als Fehlerdifferenz zur Korrektur eines jeweils ermittelten Distanzwertes dc nach der Formel d = d - F herangezogen wird, worin d der entsprechend korrigierte Distanzwert ist.
2. Impulsradargerät nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem Eichschalter (ES) ein weiterer Mischer (MX3) zur Frequenzrückumsetzung vorgeschaltet ist, und dass das Eichsignal (Sy) über einen Koppler (K2) dem Eingang des ersten Mischers (MXl) zugeführt ist.
3. Impulsradargerät nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass sowohl dem Hauptausgang der Koppelschaltung (KS) als auch dem dritten Mischer (MX3) ein Vorverstärker (V1 bzw. V2) nachgeschaltetist.
4. Impulsradargerät nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Mischer (MXl) und dem Zwischenfrequenzverstärker (ZFV) ein Signalschalter (S1) eingefügt ist.
5. Impulsradargerät nach Patentanspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass dem Koppler (K2) ein Signalschalter (S2) vorgeschaltet ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Impulsradargerät gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Es sind Radarprüfeinrichtungen bekannt, die als rückstrahlende Relaisstationen wirken und aus einem Empfänger, einem Sender und einem zwischengeschalteten die scheinbare Messentfernung wiedergebenden festen oder einstellbaren Impulsverzögerungsglied bestehen. Mit einer solchen Einrichtung, wie sie beispielsweise aus der DE-AS 10 75 685 bekannt ist, kann die Entfernungsmessung überprüft werden.
Derartige Radarprüfeinrichtungen haben jedoch den Nachteil, dass sie zur Durchführung der Prüfung vor dem zu prüfenden Radargerät ausserhalb seiner Nahzone montiert werden müssen.
Die Erfindung zeigt einen Weg, um zu einem Impulsradargerät zu gelangen, das eine automatische, von einer Radarprüfeinrichtung unabhängige Distanzeichung aufweist.
Dies wird erfindungsgemäss durch die im kennzeichnen den Teil des Anspruches 1 angegebenen Massnahmen er reicht.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
Die Erfindung wird nachfolgend durch Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 das Blockschaltbild eines Impulsradargerätes gemäss einer ersten erfindungsgemässen Ausführungsform,
Fig. 2 das Blockschaltbild eines Impulsradargerätes gemäss einer weiteren erfindungsgemässen Ausführungsform.
Das in Fig. 1 dargestellte Impulsradargerät weist eine Koppelschaltung in der Form eines an einer Antenne AN angeschlossenen Duplexers DP auf, der eingangsseitig mit dem Leistungssignal eines Senders SD beaufschlagt ist und ausgangsseitig ein von der Antenne empfangenes Signal Se an einen Mischer MXI weiterleitet.
Das Ausgangssignal des Mischers MXl wird über die Reihenschaltung eines Signalschalters und eines Zwischenfrequenzverstärkers ZFV dem Eingang einer Signalverarbeitungsstufe SV zugeführt, die über einen Rechner RN an einen Dopplermodulator angeschlossen ist, dessen Ausgänge mit weiteren Eingängen der Signalverarbeitungsstufe SV verbunden sind. Der Duplexer DP weist einen weiteren Ausgang für ein aus dem Sendesignal abgeleitetes Eichsignal Sx auf, das über die Reihenschaltung eines zweiten Mischers MX2, einer Verzögerungsschaltung SAW und eines Eichschalters ES dem Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV zugeführt wird.
Dabei sind weitere Eingänge der beiden Mischer MX1 und MX2 mit dem Ausgangs signal eines Lokaloszillators LO und ein Steuereingang des Senders SD mit einem weiteren Ausgangssignal der Signalverarbeitungsstufe SV beaufschlagt. Die Verzögerungsschaltung SAW kann beispielsweise auf einem Quarzsubstrat gefertigt und in einem Thermostat betrieben werden. Durcn sie erhält das Sendesignal in der Zwischenfrequenzlage eine genau definierte temperaturund alterungsunabhängige Laufzeit, die einer bestimmten Entfernung do entspricht.
Das Impulsradargerät nach Fig. 1 funktioniert folgendermassen: Vom Sender SD gelangt ein Leistungssignal über den Duplexer DP an die Antenne AN, von der es ausgestrahlt wird. Ein kleiner Anteil von diesem Leistungssignal wird vom Duplexer DP oder sonst von der Leitung in der Nähe der Antenne als Eichsignal Sx ausgekoppelt. Im normalen Betrieb ist der Signalschalter S1 geschlossen und der Eichschalter ES offen, so dass das Eichsignal Sx unwirksam bleibt.
Das von der Antenne empfangene, an einem Ziel reflektierte Signal Se ge langtjedoch über den Duplexer DP, den Mischer MX1 und den geschlossenen Signalschalter S1 zum Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV, dessen Ausgangssignal Sa in der Signalverarbeitungsstufe SV ausgewertet wird, die einen ständigen Datenaustausch mit dem Rechner RN unterhält.
Der vom Rechner RN gesteuerte Dopplermodulator DM liefert ein Steuersignal Sw für die Signalverarbeitungsstufe SV, um beispielsweise den Effekt von Wetterechos oder von der Eigengeschwindigkeit des Radargerätes zu kompensieren.
Das empfangene Signal Se erfährt beim Durchlaufen des Mischers MXl, des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV und der Signalverarbeitungsstufe SV Laufzeitverzögerungen Tpm, Tpz bzw. Tps, die fertigungs-, alterungs und temperaturabhängig sein können. Dabei gilt:
Tp = Tpm + Tpz + Tps oder in Distanzen ausgedrückt: dp =dpm +dpz +dps
Das ausgestrahlte Signal Ss erreicht ein bestimmtes Ziel nach einer Zeit T; das empfangene, reflektierte Signal Se erreicht wieder den Duplexer DP nach einer Zeit 2T ab Sendebeginn, wobei die Zeit 2T der Zielentfernung do entspricht.
Diese Zeit 2T kann mit Hilfe der Verzögerungsschaltung
SAW simuliert werden, so dass das Signal beim Durchgang derselben eine Verzögerung Tw = 2T erfährt. Zu diesem Zweck wird vom Rechner RN periodisch in Intervallen der Dauert 2T der Signalschalter S1 geöffnet und der Eichschalter ES geschlossen, so dass für den Rechner RN das Eichsignal Sx als ein Empfangssignal eines Zieles in einer Entfernung do gilt. Die Verarbeitung dieses nicht dopplermodulierten Distanz-Eichimpulses geschieht dank dem Dopplermodulator DM im Dopplerextraktionskanal des Radargerätes.
Aus dem Eichsignal Sx leitet der Rechner eine Distanz dc ab, die zufolge der Laufzeitverzögerungen Tqm Tqz und Tqs in den Elementen MX2, ZFV bzw. SV fehlerbehaftet ist. Dabei gilt: Te = Tqm + Tqz + Tqs + Tw = Tq + Tw oder in Distanzen ausgedrückt: dc =dqm +dq,. +dqs + do =dq + do
Aus dem ermittelten Wert dc und dem bekannten Wert do kann der Rechner die Differenz F=dq = de-do bestimmen, so dass sich der richtige Wert aus dem Ausdruck do = dc-Fergibt.
Da aber immer Tqz = Tpz und Tqs = Tps und, wenn die Laufzeit in den Mischern MX1 und MX2 praktisch gleich ist, auch Tqm = Tpm gilt, wird auch dp = dq = F. So ergibt sich für den Betriebsfall mit geschlossenem Signalschalter S1 d = dC-dp = dC-F worin dc der jeweils ermittelte und d der entsprechend richtige Distanzwert ist. Dabei ist zu beachten, dass die Laufzeit der Leitung zwischen dem Duplexer DP und dem Mischer MX2 normalerweise vernachlässigbar klein ist; andernfalls kann deren Betrag vom Rechner in die Rechnung miteinbezogen werden.
Das Impulsradargerät nach Fig. 2 weist die gleichen Elemente AN, SD, LO, MX1, MX2, SAW, ZFV, SV, RN, DM und ES wie das Impulsradargerät nach Fig. 1 sowie eine beispielsweise aus einem Zirkulator ZR und einem ersten Kopp ler K1 bestehende Koppelschaltung KS auf, deren Ausgangssignal Sr über die Reihenschaltung eines ersten Vorverstärkers V1, eines Signalschalters S2 und eines zweiten Kopplers K2 dem Eingang des Mischers MX1 zugeführt wird. Zudem ist zwischen dem Ausgang der Verzögerungsleitung SAW und einem weiteren Eingang des Kopplers K2 die Reihenschaltung eines weiteren Mischers MX3, eines zweiten Vorverstärkers V2 und des Eichschalters ES eingefügt.
Dabei ist der Mischer MX3 ein Einseitenbandaufwärtsmischer, dessen Oszillatorsignaleingang mit dem Ausgangssignal des Lokaloszillators LO beaufschlagt ist.
Das Impulsradargerät nach Fig. 2 funktioniert folgendermassen: Vom Sender SD gelangt ein Leistungssignal über den Zirkulator ZR und den Koppler K1 an die Antenne AN, von der es abgestrahlt wird. Ein kleiner Anteil dieses Leistungssignals wird vom Koppler K1 in der Nähe der Antenne als Eichsignal Sy ausgekoppelt. Im normalen Betrieb ist der Signalschalter S2 geschlossen und der Eichschalter ES offen, so dass das Eichsignal Sy unwirksam bleibt. Das von der Antenne empfangene, an einem Ziel reflektierte Signal Sr gelangt jedoch über den Koppler K1, den Zirkulator ZR, den Vorverstärker V1, den geschlossenen Signalschalter S2, den Koppler K2 und den Mischer MX1 zum Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV, dessen Ausgangssignal Sb in der Signalverarbeitungsstufe SV ausgewertet wird.
Das Signal Sr erfährt beim Durchlaufen des Vorverstärkers V1, des Kopplers K2, des Mischers MX1, des Zwischenfrequenzverstärkers ZFV und der Signalverarbeitungsstufe SV eine Laufzeitverzögerung Tp', die fertigungs-, alterungsund temperaturabhängig sein kann.
Die Zeit 2T, die einer Zielentfernung do entspricht, kann mit Hilfe der Verzögerungsschaltung SAW simuliert werden, so dass für den Rechner RN das Eichsignal Sy als Empfangssignal eines Zieles in einer Entfernung do gilt, wobei die Verarbeitung dieses nicht dopplermodulierten Distanz-Eichimpulses dank dem Dopplermodulator DM im Dopplerextraktionskanal des Radargerätes geschieht. Aus diesem Eichsignal Sy leitet der Rechner eine Distanz dc ab, die zufolge der Laufzeitverzögerung Tq' in den Elementen V2, K2, MXl, ZFV und SV fehlerbehaftet ist.
Aus dem ermittelten Wert dc und dem bekannten Wert do kann der Rechner die Differenz F = dc - do bestimmen, so dass sich der richtige Wert aus dem Ausdruck do = dc - F und allgemein d = dc - F ergibt, worin dc der jeweils ermittelte und d der entsprechend richtige Distanzwert ist. Dabei ist zu beachten, dass die Laufzeiten im Zirkulator ZR, in den Mischern MX2 und MX3 und in der Leitung zwischen dem Koppler K1 und dem Mischer MX2 entweder sehr klein oder in die Rechnung miteinbezogen werden können.
Schliesslich sei noch bemerkt, dass in vielen Fällen die Vorverstärker V1 und V2 entfallen können und dass manchmal auch der Signalschalter durch eine direkte Verbindung überbrückt werden kann.
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PATENT CLAIMS
1. Pulse radar device with a coupling circuit connected to an antenna, which is connected on the input side to a transmitter and on the output side via the series connection of a first mixer and an intermediate frequency amplifier to a signal processing stage, which is connected to both a computer and a double modulator, a stabilized local oscillator provides an oscillator signal for both the first mixer and for a second mixer, characterized in that the series connection of a delay circuit (SAW) and a calibration switch (ES) is inserted between the output of the second mixer (MX2) and an input of the intermediate frequency amplifier (ZFV) whose closing times are controlled by the computer (RN),
and that the computer (RN) from the time between the start of a calibration signal (Sx, Sy) derived from the transmission signal after a frequency conversion in the second mixer (MX2) and a time delay do in the delay circuit (SAW) with the calibration switch (ES) closed arrives via the intermediate frequency amplifier (ZFV), and the evaluation of this calibration signal (Sx, Sy) in the signal processing stage (SV) determines a duration value de, the difference de-do = F being the error difference for correcting a respectively determined distance value dc according to the formula d = d - F is used, where d is the correspondingly corrected distance value.
2. Pulse radar device according to claim 1, characterized in that the calibration switch (ES) is preceded by a further mixer (MX3) for frequency conversion, and that the calibration signal (Sy) is fed via a coupler (K2) to the input of the first mixer (MXl) .
3. Pulse radar device according to claim 2, characterized in that both the main output of the coupling circuit (KS) and the third mixer (MX3) are followed by a preamplifier (V1 or V2).
4. pulse radar device according to claim 1, characterized in that a signal switch (S1) is inserted between the first mixer (MXl) and the intermediate frequency amplifier (ZFV).
5. pulse radar device according to claim 2 or 3, characterized in that the coupler (K2) is preceded by a signal switch (S2).
The present invention relates to a pulse radar device according to the preamble of claim 1.
Radar test devices are known which act as retroreflective relay stations and consist of a receiver, a transmitter and an interposed fixed or adjustable pulse delay element representing the apparent measuring distance. With such a device, as is known for example from DE-AS 10 75 685, the distance measurement can be checked.
However, such radar test devices have the disadvantage that they have to be installed outside the near zone in order to perform the test in front of the radar device to be tested.
The invention shows a way to arrive at a pulse radar device which has an automatic distance indicator that is independent of a radar test device.
This is according to the invention by the measures specified in the characterizing part of claim 1, it extends.
Advantageous embodiments of the invention are specified in further claims.
The invention is explained in more detail below by describing exemplary embodiments with reference to drawings. It shows:
1 shows the block diagram of a pulse radar device according to a first embodiment of the invention,
Fig. 2 shows the block diagram of a pulse radar device according to another embodiment of the invention.
The pulse radar device shown in FIG. 1 has a coupling circuit in the form of a duplexer DP connected to an antenna AN, which is acted upon on the input side by the power signal of a transmitter SD and on the output side passes on a signal Se received by the antenna to a mixer MXI.
The output signal of the mixer MX1 is fed via the series circuit of a signal switch and an intermediate frequency amplifier ZFV to the input of a signal processing stage SV, which is connected via a computer RN to a Doppler modulator, the outputs of which are connected to further inputs of the signal processing stage SV. The duplexer DP has a further output for a calibration signal Sx derived from the transmission signal, which is fed to the input of the intermediate frequency amplifier ZFV via the series circuit of a second mixer MX2, a delay circuit SAW and a calibration switch ES.
Further inputs of the two mixers MX1 and MX2 are supplied with the output signal of a local oscillator LO and a control input of the transmitter SD with a further output signal of the signal processing stage SV. The delay circuit SAW can be manufactured, for example, on a quartz substrate and operated in a thermostat. Through the intermediate frequency position, the transmission signal receives a precisely defined transit time, independent of temperature and age, which corresponds to a certain distance do.
The pulse radar device according to FIG. 1 functions as follows: a power signal from the transmitter SD reaches the antenna AN via the duplexer DP, from which it is emitted. A small portion of this power signal is coupled out as a calibration signal Sx by the duplexer DP or otherwise by the line in the vicinity of the antenna. In normal operation, the signal switch S1 is closed and the calibration switch ES is open, so that the calibration signal Sx remains ineffective.
However, the signal received by the antenna and reflected at a target reaches the duplexer DP, the mixer MX1 and the closed signal switch S1 to the input of the intermediate frequency amplifier ZFV, the output signal Sa of which is evaluated in the signal processing stage SV and which ensures constant data exchange with the computer RN maintains.
The Doppler modulator DM controlled by the computer RN supplies a control signal Sw for the signal processing stage SV, for example to compensate for the effect of weather echoes or of the speed of the radar device.
The received signal Se experiences transit time delays Tpm, Tpz or Tps when passing through the mixer MX1, the intermediate frequency amplifier ZFV and the signal processing stage SV, which can be production, aging and temperature dependent. The following applies:
Tp = Tpm + Tpz + Tps or expressed in distances: dp = dpm + dpz + dps
The transmitted signal Ss reaches a certain destination after a time T; the received, reflected signal Se reaches the duplexer DP again after a time 2T from the start of transmission, the time 2T corresponding to the target distance do.
This time 2T can be done using the delay circuit
SAW can be simulated so that the signal experiences a delay Tw = 2T when passing through it. For this purpose, the computer RN periodically opens the signal switch S1 at intervals of the duration 2T and the calibration switch ES closes, so that for the computer RN the calibration signal Sx is regarded as a reception signal of a target at a distance do. This Doppler-modulated distance calibration pulse is processed thanks to the Doppler modulator DM in the Doppler extraction channel of the radar device.
The computer derives a distance dc from the calibration signal Sx, which, due to the delay delays Tqm Tqz and Tqs, is subject to errors in the elements MX2, ZFV and SV. The following applies: Te = Tqm + Tqz + Tqs + Tw = Tq + Tw or expressed in distances: dc = dqm + dq ,. + dqs + do = dq + do
The computer can determine the difference F = dq = de-do from the determined value dc and the known value do, so that the correct value is obtained from the expression do = dc-F.
However, since Tqz = Tpz and Tqs = Tps and, if the runtime in the mixers MX1 and MX2 is practically the same, Tqm = Tpm also applies, dp = dq = F. This results in operation with closed signal switch S1 d = dC-dp = dC-F where dc is the respectively determined and d the correspondingly correct distance value. It should be noted that the running time of the line between the duplexer DP and the mixer MX2 is usually negligible; otherwise, the amount can be included in the calculation by the computer.
The pulse radar device according to FIG. 2 has the same elements AN, SD, LO, MX1, MX2, SAW, ZFV, SV, RN, DM and ES as the pulse radar device according to FIG. 1 and one, for example, from a circulator ZR and a first coupler K1 existing coupling circuit KS, the output signal Sr of which is fed to the input of the mixer MX1 via the series circuit of a first preamplifier V1, a signal switch S2 and a second coupler K2. In addition, the series connection of a further mixer MX3, a second preamplifier V2 and the calibration switch ES is inserted between the output of the delay line SAW and a further input of the coupler K2.
The mixer MX3 is a single-sideband up-mixer, the oscillator signal input of which is supplied with the output signal of the local oscillator LO.
The pulse radar device according to FIG. 2 functions as follows: a power signal arrives from the transmitter SD via the circulator ZR and the coupler K1 to the antenna AN, from which it is emitted. A small proportion of this power signal is coupled out by the coupler K1 in the vicinity of the antenna as a calibration signal Sy. In normal operation, the signal switch S2 is closed and the calibration switch ES is open, so that the calibration signal Sy remains ineffective. However, the signal Sr received by the antenna and reflected on a target reaches the input of the intermediate frequency amplifier ZFV, the output signal Sb of which via the coupler K1, the circulator ZR, the preamplifier V1, the closed signal switch S2, the coupler K2 and the mixer MX1 Signal processing stage SV is evaluated.
When the preamplifier V1, the coupler K2, the mixer MX1, the intermediate frequency amplifier ZFV and the signal processing stage SV pass through, the signal Sr experiences a transit time delay Tp 'which can be production, aging and temperature dependent.
The time 2T, which corresponds to a target distance do, can be simulated with the aid of the delay circuit SAW, so that for the computer RN the calibration signal Sy is regarded as the reception signal of a target at a distance do, the processing of this non-Doppler-modulated distance calibration pulse thanks to the Doppler modulator DM happens in the Doppler extraction channel of the radar device. From this calibration signal Sy, the computer derives a distance dc, which is faulty in the elements V2, K2, MX1, ZFV and SV due to the delay time Tq '.
The computer can determine the difference F = dc-do from the determined value dc and the known value do, so that the correct value results from the expression do = dc-F and generally d = dc-F, in which dc is the respectively determined one and d is the correspondingly correct distance value. It should be noted that the running times in the circulator ZR, in the mixers MX2 and MX3 and in the line between the coupler K1 and the mixer MX2 can either be very short or can be included in the calculation.
Finally, it should be noted that in many cases the preamplifiers V1 and V2 can be omitted and that sometimes the signal switch can also be bridged by a direct connection.