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PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zur Bestimmung von Messwerten unter Ver wendung der Interpolation der Perioden von mindestens zwei, durch Abtastung einer Massverkörperung gewonnenen, gegeneinander eine Phasenverschiebung ungleich n 1800, wobei n eine ganze Zahl ist, aufweisenden Signalen, aus denen zwei sinusförmige, um 90" gegeneinander phasenver schobene Grundsignale (A, B) gleicher Amplitude abgeleitet werden, dadurch gekennzeichnet, dass aus den Grundsigna len (A, B) durch Summen. oder Differenzbildung miteinander
Interpolationssignale (C, D) gewonnen werden und dass die
Nulldurchgänge der Grund- und Interpolationssignale oder aus ihnen abgeleiteter Signale (a, a bis d, d) zur Bestimmung von Zwischenwerten innerhalb der Signalperiode verwendet werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplituden der Grundsignale (A, B) und der genannten Interpolationssignale (C, D) einander angeglichen werden, dass durch Summen- oder Differenzbildung dieser
Signale miteinander zweite Interpolationssignale (E, F, G, H) gewonnen werden, dass dann die Amplituden der Grundsi gnale (A, B) und der ersten und zweiten Interpolationssignale (C bis H) einander angeglichen und durch Summen- oder
Differenzbildung dieser Signale miteinander dritte Interpolationssignale (I bis Q) gewonnen werden usw. bis die Anzahl der Zwischenwerte hinreichend gross ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Grundsignale sowie die Interpolationssi gnale in Rechteckform (a, a bis q, q gebracht werden und dass die Zwischenwerte durch Zählen der Schaltflanken der Rechtecksignale bestimmt werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass durch passende Zählung der Schaltflanken Informationen über Grösse und Richtung von Verschiebungen der
Massverkörperung (1) von einem Anfangswert zu einem Endwert gewonnen werden.
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zu den Grund- und Interpolationssignalen gehörige Gegentaktsignale (a bis c) gebildet und nach Rechteckbildung zur Zählung der Schaltflanken verwendet werden.
6. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch einen ersten Differenzverstärker (21) zur Bildung der Differenz (D) der beiden Grundsignale (A, B) und einen zweiten Differenzverstärker (22) in Verbindung mit einem Signalinverter (23) zur
Bildung der Summe (C) der beiden Grundsignale.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6 zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch je einen jedem der ersten Interpolationssignale (C, D) zugeordneten ersten Signalabschwächer (71, 72) zur Spitzenwertanpassung an die Grundsignale (A, B) sowie durch je zwei jedem Signalabschwächer nachgeordnete Differenzverstärker (73, 74, 75, 76) zur Bildung der zweiten Interpolationssignale (E, F, G, H) aus den Grundsignalen (A, B) und den ersten Interpolationssignalen (C, D).
8. Vorrichtung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch je einen, jedem der zweiten Interpolationssignale (E, F, G, H) zugeordneten zweiten Signalabschwächer (86 bis 89) zur Spitzenwertanpassung an die Grundsignale (A, B) sowie durch je zwei, jedem Signalabschwächer nachgeordnete Differenzverstärker (90 bis 97) zur Bildung der dritten Interpolationssignal (I bis Q) aus den Grundsignalen (A, B) und den zweiten Interpolationssignalen (E, F, G, H).
9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch je einen, jedem Grundsignal (A, B) und jedem Interpolationssignal (C bis Q) zugeordneten bistabilen Schalter (102 bis 117) mit zueinander inversen Ausgängen zur Umwandlung der Grund- und Interpolationssignale (A, B, C bis Q) in Rechteckform, durch je zwei, jedem Ausgang der bistabilen Schalter zugeordnete Monoflops (118 bis 181) mit Vorbereitungseingang, welche durch die Rechtecksignale (a, a bis q, q) derart vorbereitet sind, dass der eine (118 bis 149) nur bei Vorwärtsbewegung und der andere (150 bis 181) nur bei Rückwärtsbewegung der Massverkörperung (1) Signale abgibt, sowie durch einen Vor-/Rückwärtszähler (58'),
mit dessen Vorwärtseingang die Ausgänge der Monoflops (118 bis 149) für die Vorwärtsbewegung und mit dessen Rückwärtseingang die Ausgänge der Monoflops (150 bis 181) für die Rückwärtsbewegung über je ein ODER-Tor (57', 56') verbunden sind.
10. Vorrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch je einen, jedem Grundsignal und jedem Interpolationssignal zugeordneten Trigger (24 bis 27) zur Umwandlung der Grund- und Interpolationssignale (A bis C) in Rechteckform (a bis c) sowie eine, dem Trigger nachgeordnete NICHT Schaltung (28 bis 31) zur Erzeugung entsprechender inverser Rechtecksignale (a bis c), durch je einen jedem Rechteck- und jedem inversen Rechtecksignal zugeordneten Monoflop (32 bis 39), der nur auf positive Schaltflanken anspricht, ferner je zwei jedem Monoflop nachgeschaltete UND-Tore (40 bis 55), welche durch die Rechtecksignale (a, a bis c, c derart vorbereitet sind, dass das eine (48 bis 55) nur bei Vorwärtsbewegung und das andere (40 bis 47) nur bei Rückwärtsbewegung der Massverkörperung (1) Signale abgibt, sowie durch einen Vor-/Rückwärtszähler (58),
mit dessen Vorwärtseingang die Ausgänge der UND-Tore für die Vorwärtsbewegung und mit dessen Rückwärtseingang die Ausgänge der UND-Tore für die Rückwärtsbewegung über je ein ODER-Tor (57, 56) verbunden sind.
11. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, gekennzeichnet durch einen einem Grundsignal (A) zugeordneten ersten Spitzenwertmesser (59, 59'), durch je ein jedem Interpolationssignal (C bis H) zugeordnetes elektronisches Potentiometer (65, 65', 66, 79, 80, 81) als Signalabschwächer, einen einem der Potentiometer (65, 65') nachgeordneten zweiten Spitzenwertmesser (60, 60'), einen ersten Komparator (63, 63') für die Ausgänge der beiden Spitzenwertmesser (59, 59', 60, 60') und ein dem Komparator nachgeordneten Integrator (64, 64') zur Steuerung der elektronischen Potentiometer (65, 65', 66, 79, 80, 81).
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen dem Integrator (64) nachgeschalteten zweiten Komparator (67) mit vorgegebener Referenzspannung (Uref) sowie eine mit dessen Ausgang verbundene Waruvorrichtung (68) zur Anzeige einer nicht erfolgten Spitzenwertanpassung des Interpolationssignals (C, E) an das Grundsignal (A).
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Bestimmung von Messwerten unter Verwendung der Interpolation der Perioden von mindestens zwei, durch Abtastung einer Massverkörperung gewonnenen, gegeneinander eine Phasenverschiebung ungleich n .1800, wobei n eine ganze Zahl ist, aufweisenden Signalen, aus denen zwei sinusförmige, um 90" gegeneinander phasenverschobene Grund signale gleicher Amplitude abgeleitet werden, sowie Vorrichtungen zu seiner Durchführung.
Eine lichtelektrische Anordnung zum Bestimmen von Zwischenwerten bei der inkrementalen Messung der Lageänderung eines Gitters ist aus DE-PS 1177 353 (Ferranti) bekannt. Dabei werden aus der optischen Abbildung dieses Gitters und eines Referenzgitters auf eine rotierende Gitterscheibe mittels Photozellen elektrische Mess- und Referenzsignale gewonnen. Bei einer Lageänderung des Messgitters
erfolgt eine proportionale Phasenänderung des Messsignales, die mittels eines Phasendiskriminators gemessen wird. Nachteilig ist hierbei die rotierende Gitterscheibe.
Zum Interpolieren eines Teilungsintervalles einer Teilung ist es ferner bekannt, den Periodenbruchteil durch den Quotienten zweier zueinander phasenverschobener photoelektrischer Abtastsignale zu kennzeichnen (CH-PS 474 049, Leitz).
Dieser Quotient wird durch Abfrage der Teilerpunkt eines aus Spannungsteilern aufgebauten elektrischen Brückennetzwerkes bestimmt, an das die phasenverschobenen Abtastsignale angeschlossen sind.
Zur Erhöhung der Messgenauigkeit der Bewegung eines Strichmassstabes unter Verwendung elektrooptischer Abtastsignale ist es ferner bekannt, Linearkombinationen mit vorbestimmter Phasenlage zwischen zwei Abtastsignalen zu erzeugen (DE-PS 1 266 001, Contraves). Dazu sind je zwei Signale je zwei Widerstände in Reihe geschaltet, an deren gemeinsamen Verbindungspunkt die Linearkombination als Interpolationssignal abgegriffen wird.
Den beiden letztgenannten Verfahren, welche darauf zielen, Feinwerte durch Auszählen der Nulldurchgänge von Hilfssignalen zu gewinnen, ist der Nachteil gemeinsam, dass zur Bildung der Hilfssignale viele Gewichtsfaktoren eingeführt werden, welche sich unter allen Arbeitsbedingungen möglichst wenig ändern sollten.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Messverfahren unter Verwendung der Interpolation anzugeben, welches entweder Gewichtsfaktoren überhaupt vermeidet oder bei dem einige wenige Gewichtsfaktoren an veränderte Arbeitsbedigungen in einfacher Weise automatisch angepasst werden können.
Gelöst wird diese Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs genannten Art erfindungsgemäss dadurch, dass aus den Grundsignalen durch Summen- oder Differenzbildung miteinander Interpolationssignale gewonnen werden und dass die Nulldurchgänge der Grund- und Interpolationssignale oder aus ihnen abgeleiteter Signale zur Bestimmung von Zwischenwerten innerhalb der Signalperiode verwendet werden.
Eine Interpolation mit höherer Auflösung wird dadurch erzielt, dass die Amplituden der Grundsignale und der genannten Interpolationssignale einander angeglichen werden, dass durch Summen- oder Differenzbildung dieser Signale miteinander zweite Interpolationssignale gewonnen werden, dass dann die Amplituden der Grundsignale und der ersten und zweiten Interpolationssignale einander angeglichen und durch Summen- oder Differenzbildung dieser Signale miteinander dritte Interpolationssignale gewonnen werden usw. bis die Anzahl der Zwischenwerte hinreichend gross ist.
Eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens ist gekennzeichnet durch einen ersten Differenzverstärker zur Bildung der Differenz der beiden Grundsignale und einen zweiten Differenzverstärker in Verbindung mit einem Signalinverter zur Bildung der Summe der beiden Grundsignale.
Vorteilhafte Varianten des erfindungsgemässen Verfahrens und der Vorrichtung sind in den abhängigen Ansprüchen 3 bis 5 und 7 bis 12 gekennzeichnet.
Nachstehend wird die Erfindung anhand der Beschreibung einiger in den Zeichnungen schematisch dargestellter Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Vorrichtung zur Winkelmessung mit Teilkreis als Massverkörperung,
Fig. la ein Moirestreifenbild auf dem Teilkreis gemäss Fig. 1,
Fig. 2 eine Interpolationsschaltung für photoelektrische Abtastsignale des Moirestreifenbildes,
Fig. 3 eine erste Schaltung zur Gewinnung und Auswertung von Zählsignalen,
Fig. 4 eine Darstellung des Verlaufes von Interpolationssignalen innerhalb einer Moireperiode,
Fig. 5 eine Schaltung zur Spitzenwertanpassung von Interpolationssignalen an Grundsignale,
Fig. 5a eine Schaltung eines Spitzenwertmessers,
Fig. 6 eine zweite Interpolationsschaltung für die Interpolationssignale,
Fig. 7 eine zweite Schaltung zur Spitzenwertanpassung von Interpolationssignalen an Grundsignale,
Fig. 8 eine dritte Interpolationsschaltung für die Interpolationssignale,
Fig.
9 eine zweite Schaltung zur Gewinnung und Auswertung von Zählsignalen,
Fig. 9a eine Endstufe zur Schaltung gemäss Fig. 9.
Gemäss Fig. list ein Teilkreis 1 auf einer Welle 2 montiert, deren Winkelstellung gemessen werden soll. Der Teilkreis 1 trägt auf einem Umfang als Massverkörperung eine radiale Strichteilung 3 bekannter Art. Die Strichteilung 3 dient als Inkrementalmassstab und weist typisch 25 000 lichtundurchlässige Teilstriche und ebensoviele gleich breite transparente Lücken auf, welche in der Fig. 1 zum Zwecke der Darstellung übertrieben vergrössert sind. Ein Bereich 4 der Teilung 3 wird von einer Lampe 5 über einen Umlenkspiegel 6 beleuchtet und über einen Strahlengang 7 auf den dem Bereich 4 diametral gegenüberliegenden Bereich 8 der Teilung 3 derart optisch abgebildet, dass die Teilstriche des Bildes gegenüber den Teilstrichen des Bereiches 8 bei Drehung des Teilkreises 1 gegenläufig wandern.
Weist diese Abbildung eine geringe Vergrösserung auf, so ergibt sich im Bereich 8 ein Moiréeffekt, d.h. es entsteht ein Streifenbild, dessen helle und dunkle Streifen zu den Strichen der Teilung 3 parallel sind aber einen stark vergrösserten, für eine Beobachtung passenden Abstand aufweisen, wie er in Fig. la dargestellt ist.
Bei einer Winkelverschiebung des Teilkreises 1 um die Breite eines Teilstriches verschiebt sich das Moirestreifenbild im Bereich 8 um eine volle Periode, d.h. der nächste dunkle Streifen nimmt die Position des vorhergehenden ein.
Der Bereich 8 wird über einen zweiten Umlenkspiegel 9 auf eine fotoelektrische Empfängeranordnung 10 abgebildet.
Diese Anordnung 10 umfasst vier getrennte Empfängerdioden 11, 12, 13, 14, welche gleichmässig längs des Moirebildes angeordnet sind, wie es Fig. la zeigt. Die Helligkeitsverteilung im Bereich 8 hat einen annähernd sinusförmigen Verlauf. Bei Drehung des Teilkreises verschiebt sie sich, und es entstehen daher ebenfalls sinusförmige elektrische Ausgangssignale der Empfängerdioden 11, 12, 13, 14, welche gegeneinander um jeweils 90" phasenverschoben sind.
Stellt man die Verschiebung durch die Winkelvariable < p dar, derart, dass dem Streifenabstand eine Periode von 360" entspricht, so sind die Signale der Dioden 11, 12, 13, 14 bei passender Nullpunktwahl jeweils proportional zu sin < p, cos cp, - sin < p, - cos < p, wobei eine Streifenverschiebung in Richtung von Diode 14 auf Diode 11 positiv rechnet.
Messvorrichtungen der soweit beschriebenen Art sind bekannt. Durch Zählen der Nulldurchgänge der Diodenausgangssignale erreicht man bereits eine 4-fach-Interpolation der Moireperiode, d.h. jede Verschiebung um · des Streifen abstandes bewirkt eine Änderung des Winkelmesswertes. Fig.
2 zeigt nun eine erfindungsgemässe Schaltung für die Dioden ausgangssignale, mit der eine 8fach-Interpolation möglich ist.
Die Ausgangssignale der Dioden 11, 12, 13, 14 werden in Ver stärkern 15, 16, 17, 18 verstärkt und durch Differenzbildung in
Differenzverstärkern 19, 20 anschliessend von störenden
Gleichanteilen befreit. Dadurch entstehen die beiden Grund signale
A = sin < p
B = cos (p mit den Nullstellen
Ao = Oo, = 900,asz = 1800,Bo = 2700.
Ein weiterer Differenzverstärker 21 bildet nun die Differenz
D = A - B = sin (p - cos (p und Verstärker 22 in Verbindung mit einem dem Minuseingang vorgeschalteten Signalinverter 23 die Summe
C = A + B = sin < p + cos < p mit den Nullstellen -Co = 1350, -Do = 2250, Co = 3150,Do = 450.
Diese Nullstellen treten bei Drehung des Teilkreises 1 auf und werden zur Messung des Drehwinkels gezählt. Hat der Teilkreis, wie oben angenommen 25 000 Teilstriche, so treten bei einer vollen Umdrehung 25 000. 2. 8 = 400 000 Nullstellen auf, d.h. der Winkel zwischen 2 Nullstellen beträgt.
400g
400 000 =
Der zu messende Winkel ergibt sich also hierbei zu
M = Anzahl der Nullstellen x 1OCC.
Eine erste Schaltung zur Nullstellenzählung der Signale A, B, C, D zeigt Fig. 3. Die sinusförmigen Signale A, B, C, D werden durch in den Nulldurchgängen schaltende Trigger 24, 25, 27, 26 in Rechteckform gebracht. NICHT-Schalter 28, 29, 30, 31 bilden zu den Rechtecksignalen a, b, c, d die Gegentaktsignale a, b, c, d. Aus diesen Rechtecksignalen bilden nur auf positive Signalfianken ansprechende monostabile Multivibratoren (Monoflops) 32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39 bei jedem positiven Flankendurchgang je einen Zählplus at, al, bt, bt,ct, ct, dt, dt, von typisch 0,3 Fs Dauer.
Jeder Zählpuls wird je einem UND-Tor 40 bis 47 für die Rückwärtsbewegung bzw. 48 bis 55 für die Vorwärtsbewegung zugeleitet.
Damit die Tore 40 bis 47 nur die bei Rückwärtsbewegung einlaufenden Zählpulse durchlassen, die bei Vorwärtsbewegung einlaufenden Zählpulse aber sperren, sind ihren zweiten Eingängen die Rechtecksignale a, b, c, d, a, b, cd als Vorbereitungssignale zugeleitet, welche zusammen mit weiteren Interpolationssignalen in Fig. 4 dargestellt sind.
So erhält beispielsweise das Tor 40 die Zählpulse at, die, von den positiven Flanken des Rechteck-Grundsignales a abgeleitet, bei den Interpolationsstellen 0 , 360" bei Vorwärtsbewegung und 1800 bei Rückwärtsbewegung auftreten (Fig. 4). Als Rückwärts-Tor darf 40 nur den Zählpuls bei 1800 durchlassen, es muss die Zählpulse bei 0 , 360" sperren.
Tor 40 ist daher mit dem Signal b vorbereitet, welches bei 1800 mit Pegel 1 Tor 40 öffnet, bei 0 und 360" aber mit Pegel 0 Tor 40 sperrt. Ähnliche Erwägungen führen zur Beschaltung der übrigen Rückwärts-Tore 41 bis 47 und der Vorwärts-Tore 48 bis 55, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist. Die Ausgänge der Tore 40 bis 47 sind durch ein NICHT-ODER Tor 56 zusammengefasst, die Tore 48 bis 55 durch ein NICHT-ODER-Tor 57. Am Ausgang von Tor 57 erscheinen also alle Zählpulse nur bei Vorwärtsbewegung des Teilkreises 1, am Ausgang von Tor 56 nur bei Rückwärtsbewegung. Diese beiden Ausgänge sind mit dem Vorwärts- bzw. Rückwärtseingang eines Vor-/Rückwärtszählers 58 verbunden, dessen Stand somit die Winkellage des Teilkreises 1 repräsentiert.
Die soweit beschriebene erfindungsgemässe 8fach-Interpolation einer Moirepenode erfordert eine Verknüpfung der als amplitudengleich vorausgesetzten Grundsignale A, B gemäss Fig. 2. Zur Gewinnung weiterer Interpolationssignale werden nun die Signale A, B, C, D miteinander verknüpft.
Dazu müssen aber die Spitzenwerte der Signale einander angeglichen werden. Ein diesem Zweck dienender Signalabschwächer ist in Fig. 5 dargestellt.
Gemäss Fig. 5 ist das sinusförmige Grundsignal A aus Fig. 2 einem Spitzenwertmesser 59 zugeführt. Die Interpolationssignale C, D aus Fig. 2 werden zur Spitzenwertanpassung zwei elektronischen Potentiometern 65 bzw. 66 zugeleitet.
Zur Steuerung dieser Potentiometer 65, 66 ist das Ausgangssignal des Potentiometers 65 mit dem Eingang eines zweiten Spitzenwertmessers 60 verbunden. Ein Ausführungsbeispiel für die Spitzenwertmesser zeigt Fig. 5a. Der Signaleingang ist mit 61 bezeichnet, der Signalausgang mit 62. Die Ausgänge der Spitzenwertmesser 59, 60 sind mit einem Differenzverstärker 63 als Komparator verbunden, dessen Ausgangssignal von einem Integrator 64 zeitlich aufsummiert wird. Das Ausgangssingal des Integrators 64 ist den Steuereingängen der Potentiometer 65, 66 zugeführt.
Zum Betrieb dieser Schaltung ist notwendig, dass die Signale A, C, ihre Spitzenwerte überhaupt angenommen haben, damit die Spitzenwertmesser 59, 60 arbeiten können.
Dies wird durch eine Drehbewegung des Teilkreises 1 erreicht. Wurde der Teilkreis 1 noch nicht gedreht, so hat das Ausgangssignal des Integrators 64 nicht den vorgesehenen Wert. In diesem Fall gibt ein dem Integrator 64 nachgeschalteter zweiter Komparator 67 mit entsprechenden Referenzsignal Uref ein von Null verschiedenes Ausgangssignal ab, welches eine Warnlampe 68 zum Leuchten bringt. In dem soweit beschriebenen Regelkreis ändert sich das Ausgangssignal des Integrators 64 solange, bis durch Steuerung des Potentiometers 65 der Spitzenwert des Signals C auf den Spitzenwert des Signals A abgeschwächt ist. Ist der Spitzenwert des Signales D gleich dem von C, so bewirkt die gleichzeitige Steuerung des Potentiometers 66 auch die Angleichung des Signales D an das Signal A.
Da bekanntlich A = sin (p, B = cos (p den Spitzenwert 1 haben, C = A + B und D = A - B aber den Spitzenwert , so werden an den Ausgängen 69, 70 der elektronischen Potentiometer 65 und 66 die angepassten Signale l/W2C und l/W2D auftreten.
Zur Verknüpfung der angepassten Signale dient nun eine der Fig. 2 ähnliche Interpolationsschaltung, wie sie in Fig. 6 dargestellt ist. Die Anpassungsschaltung gemäss Fig. 5 ist hier durch zwei Signalschwächer 71, 72 für die Signale C, D symbolisiert. Ein Verstärker 73 bildet die Differenz H = B -l/W2D und Verstärker 74, 75, 76 in Verbindung mit Signalinvertern 77, 78 die Summen
E = A +1/1ru
F = A +WW2D
G = B +WT2C mit den Nullstellen
Eb-, = Eo=337,5 , Fo=22,5 , Fb-) =202,5 ,
Gb-) = 112,5", Go=292,50, Hb-) = 67,50, Ho=247,50, welche wiederum Fig. 4 entnehmbar sind. Mit diesen Signalen ist bereits eine 16fach-Interpolation des Intervalles zwi schen zwei Moire-Streifen möglich.
Eine Fig. 3 entsprechende Zählschaltung für die Nullstellen der Signale A, B, C, D, E, F, G, H wird später beschrieben.
Zur Gewinnung weiterer Interpolationssignale werden wiederum die Signale A bis H miteinander verknüpft. Eine dazu notwendige Schaltung zur Spitzenwertanpassung der Interpolationssignale E, F, G, H an die Grundsignale A, B, zeigt Fig. 7, deren Aufbau und Funktion denen gemäss Fig. 5 entsprechen. Für die Signale A und E sind Spitzenwertmesser 59', 60' sowie ein Komparator 63' und Integrator 64' vorgesehen.
Ein elektronisches Potentiometer 65' für das Signal E sowie 79, 80 und 81 für die Signale F, G, H sind vom Integrator 64' derart gesteuert, dass an deren Ausgängen 82, 83, 84, 85 die angepassten Signale 1/po, I/pF, I/pG und l/pH auftreten, wobei wiederum Amplitudengleichheit der Signale E, F, G, H vorausgesetzt ist. p ist der Spitzenwert der Signale E, F, G, H der aufgrund bekannter mathematischer Zusammen hänge p = g + beträgt.
Zur Verknüpfung der angepassten Signale dient wiederum eine den Figuren 2 und 6 ähnliche Interpolationsschaltung, welche in Fig. 8 dargestellt ist. Die Anpassungsschaltung gemäss Fig. 7 ist durch Signalabschwächer 86, 87, 88, 89 für die Signale E, F, G, H symbolisiert. Verstärker 90, 91 bilden die Differenzen
N = - B + l/pE
O = - B + 1/pF und Verstärker 92, 93, 94, 95, 96, 97 in Verbindung mit Signalinvertern 98, 99, 100, 101 die Summensignale
1 = A + 1/pE
K = A + I/pF
L = A + l/pG
M = A + l/pH
P = B + l/pG Q = B + 1/pH mit den Nullstellen
Ib-) =168,750,10=348,750, Ko =11,250, KY 191250 = = 146,250, Lo = 326,250,
MY - 123 750,
Mo = 303,750, Nu=33,750, = = 213,75 , Oo = 56,250, ob-) =236,250,P) = 101,25", Po = 281,250, Qb-) = 78,75", Qo=258,750, welche auch Fig. 4 entnehmbar sind.
Mit diesen Signalen ist eine 32fach-Interpolation der Moire-Penode möglich. Hat der Teilkreis 1 wiederum 25 000 Teilstriche, so treten nun bei einer vollen Umdrehung 25 000 .2.32 2 32 32 1 600 000 Nullstellen auf, d.h. der Winkel zwischen zwei Nullstellen beträgt.
400s =2,5CC.
1 600 000
Es ist klar, dass weitere Wiederholungen der oben beschriebenen Interpolationsverfahren zu beliebig feinen Interpolationen führen. Allerdings steigen dabei die Forderungen an die Stabilität der elektrischen Schaltkreise hinsichtlich Frequenzbandbreite, d.h. variable Drehgeschwindigkeit des Teilkreises 1, Temperaturänderungen, Feuchte, mechanische Stösse usw.
Nachfolgend wird in Verbindung mit Fig. 9 eine der in Fig. 3 dargestellten entsprechende, jedoch für höherzahlige Interpolation geeignete Zählschaltung beschrieben. Die sinusförmigen Signale A, B ... Q an den Ausgängen der Verstärker 19, 20, 21, 22 (Fig. 2), 73 bis 76 (Fig. 6) und 90 bis 97 (Fig. 8) werden durch in den Nulldurchgängen schaltende Schmitt-Trigger 102 bis 117 mit zueinander inversen Ausgängen in Rechteckform gebracht. Die Rechtecksignale a bis q und deren inverse Signale a bis q sind in Fig. 4 dargestellt.
Aus diesen Rechtecksignalen bilden nur auf positive Signalflanken ansprechende Monoflops 118 bis 181 mit Vorbereitungseingang bei jedem positiven Flankendurchgang der Signale a bis q und a bis q einen Zählpuls von typisch 0,5 als Dauer, wenn am Vorbereitungseingang ein Signalpegel 0 auftritt.
Die Beschaltung der Monoflops 118 bis 181 ist in Fig. 9 im einzelnen angegeben. In Verbindung mit Fig. 4 erkennt man, dass die Monoflops 118 bis 149 nur die bei Vorwärtsbewegung des Teilkreises 1 einlaufenden positiven Signalflanken als Zählpulse weitergeben, bei Rückwärtsbewegung sperren die Monoflops 118 bis 149, die Monoflops 150 bis 181 geben in diesem Fall die Zählpulse ab. Sie erhält beispielsweise der Monoflop 149 bei Vorwärtsbewegung die positive Signalflanke von q bei 78,75 und bei Rückwärtsbewegung bei 258,75".An der Interpolationsstelle 78,75 hat das Signal i am Vorbereitungseingang von Monoflop 149 den Pegel 0 , hier wird also ein Vorwärts-Zählpuls abgegeben.
An der Interpolationsstelle 258,75 dagegen hat das Vorbereitungssignal i den Pegel 1 , d.h. der Rückwärtspuls wird von Monoflop 149 gesperrt. Monoflop 181 ist jedoch mit Signal i vorbereitet aber ebenfalls durch Signal q gesteuert. In diesem Fall wird bei 258,75 der Rückwärtspuls erzeugt und bei 78,75 der Vorwärtspuls gesperrt.
Die Ausgänge der Vorwärts -Monoflops 118 bis 149 sind, ähnlich Fig. 3 durch ein NICHT-ODER-Tor 57' zusammengefasst, die Rückwärts -Monoflops 150 bis 181 durch ein
NICHT-ODER-Tor 56' (Fig. 9a). Die Ausgänge der Tore 56', 57' sind mit dem Rückwärts- bzw. Vorwärtszähleingang eines Vor-/Rückwärtszählers 58' verbunden, dessen Stand die Winkellage des Teilkreises 1 repräsentiert.
Verwendet man gemäss Fig. 9 nur die Schmitt-Trigger 102 bis 105 mit den Monoflops 118 bis 125 und 150 bis 157, so erhält man wie in Fig. 3 eine 8fach-Interpolation mit Zähl schritten von loch. Für eine 16fach-Interpolation mit Zählschritten von 5"" sind die Trigger 102 bis 109 mit den Monoflops 118 bis 133 und 150 bis 165 erforderlich, und für eine 32fach-Inter polation mit 2,5Cc-Zählschritten verwendet man die vollstän dige Schaltung gemäss Figuren 2, 6, 8, 9 und 9a.
Beschreibt man die Wirkung der oben erwähnten Fehler quellen bei der Winkelmessung durch eine einfache Verschie bung in Amplitude und Phasen der Grundsignale A, B (Fig.
2), so kann man daraus resultierende Fehler in der Phasen lage der Interpolationssignale A bis Q berechnen. Es hat sich gezeigt, dass insbesondere bei der 32fach-Interpolation unter gewissen Bedingungen einzelne Nullstellen nicht gezählt wer den. Kann man diese Bedingungen nicht vermeiden und will man trotzdem sicher sein, dass sich derartige kleine Einzel messfehler nicht zu grösseren Fehlern akkumulieren, so ist es zweckmässig, nicht nur die Feinpulse der feinsten Interpola tion aufzusummieren, sondern aus der oben beschriebenen 8fach- bzw. 16fach-Interpolationsstufe Grobwerte zu zählen, denen dann bei der Ablesung ein aus der Feinzählung bestimmter kleiner Feinmesswert additiv hinzugefügt wird.
Dem Fachmann ist klar, dass die dargestellten Signalkombinationen nur Ausführungsbeispiel sind. So liegen insbesondere eine andere Wahl der Vorzeichen für die Signale A bis Q sowie der gemeinsamen Amplitude der zwecks Kombination einander angepassten Signale noch im Rahmen der vorliegenden Erfindung.
Liste vonhandelsüblichen, in den erfindungsgemässen Vorrichtungen verwendbaren Bauelementen Bezugszeichen Katalog Nr. Hersteller 5 TIL 31 Texas Instruments 10 IPL 33 x 4 Integrated Photometrics,
Dorchester/GB 15 bis 22 LM 349 National Semiconductor 23, 77, 78, 98 bis 101 LF 356 National Semiconductor 24 bis 27 LM 319 National Semiconductor 28 bis 31 CD 4069 National Semiconductor 32 bis 39 CD 4528 National Semiconductor 40 bis 55 CD 4081 National Semiconductor 56, 56', 57, 57' CD 4078 National Semiconductor 58, 58' 74 C National Semiconductor
192/193 65, 65', 66, 79, 80, 81 H 11 F3 General Electric 63, 63' CA 3140 RCA 73 bis 76, 90 bis 97 CA 3140 RCA 118 bis 181 SH 54221 Texas Instruments
** WARNING ** beginning of DESC field could overlap end of CLMS **.
PATENT CLAIMS
1. A method for determining measured values using the interpolation of the periods of at least two, obtained by scanning a material measure, against each other a phase shift not equal to n 1800, where n is an integer, comprising signals, from which two sinusoidal, 90 "against each other phase shifted basic signals (A, B) of the same amplitude can be derived, characterized in that from the basic signals (A, B) by summing or forming a difference with one another
Interpolation signals (C, D) are obtained and that the
Zero crossings of the basic and interpolation signals or signals derived from them (a, a to d, d) can be used to determine intermediate values within the signal period.
2. The method according to claim 1, characterized in that the amplitudes of the basic signals (A, B) and said interpolation signals (C, D) are matched to one another, that by forming a sum or difference
Signals with each other second interpolation signals (E, F, G, H) are obtained, that then the amplitudes of the basic signals (A, B) and the first and second interpolation signals (C to H) are equalized and by sum or
Difference formation of these signals with each other third interpolation signals (I to Q) can be obtained etc. until the number of intermediate values is sufficiently large.
3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the basic signals and the interpolation signals are brought in rectangular form (a, a to q, q) and that the intermediate values are determined by counting the switching edges of the rectangular signals.
4. The method according to claim 3, characterized in that information about the size and direction of displacements of the
Material measure (1) can be obtained from an initial value to an end value.
5. The method according to claim 4, characterized in that push-pull signals (a to c) belonging to the basic and interpolation signals are formed and are used after the formation of a rectangle to count the switching edges.
6. Device for performing the method according to one of claims 1 to 5, characterized by a first differential amplifier (21) for forming the difference (D) of the two basic signals (A, B) and a second differential amplifier (22) in conjunction with a signal inverter ( 23) for
Formation of the sum (C) of the two basic signals.
7. The device according to claim 6 for performing the method according to claim 2, characterized by each of the first interpolation signals (C, D) assigned first signal attenuator (71, 72) for peak value adaptation to the basic signals (A, B) and by two each Differential amplifier (73, 74, 75, 76) downstream of the signal attenuator to form the second interpolation signals (E, F, G, H) from the basic signals (A, B) and the first interpolation signals (C, D).
8. The device according to claim 7, characterized by one, each of the second interpolation signals (E, F, G, H) assigned second signal attenuator (86 to 89) for peak value adaptation to the basic signals (A, B) and by two, each signal attenuator Subordinate differential amplifier (90 to 97) for forming the third interpolation signal (I to Q) from the basic signals (A, B) and the second interpolation signals (E, F, G, H).
9. Apparatus according to claim 7 or 8, characterized by one, each basic signal (A, B) and each interpolation signal (C to Q) associated bistable switch (102 to 117) with mutually inverse outputs for converting the basic and interpolation signals (A , B, C to Q) in rectangular form, by two monoflops (118 to 181) with preparation input assigned to each output of the bistable switches, which are prepared by the rectangular signals (a, a to q, q) in such a way that one ( 118 to 149) emits signals only when moving forwards and the other (150 to 181) only when the material measure (1) moves backwards, as well as through an up / down counter (58 '),
with its forward input the outputs of the monoflops (118 to 149) for the forward movement and with its backward input the outputs of the monoflops (150 to 181) for the backward movement are each connected via an OR gate (57 ', 56').
10. The device according to claim 6, characterized by one, each basic signal and each interpolation signal assigned trigger (24 to 27) for converting the basic and interpolation signals (A to C) into rectangular shape (a to c) and one, the trigger downstream NOT Circuit (28 to 31) for generating corresponding inverse square-wave signals (a to c), by means of a monoflop (32 to 39) assigned to each square-wave and each inverse square-wave signal, which only responds to positive switching edges, and also two AND- connected downstream of each monoflop Gates (40 to 55), which are prepared by the square-wave signals (a, a to c, c) in such a way that one (48 to 55) only when moving forward and the other (40 to 47) only when moving backwards the measuring standard (1) Emits signals, and by an up / down counter (58),
with the forward input of the outputs of the AND gates for the forward movement and with the reverse input of the outputs of the AND gates for the backward movement are each connected via an OR gate (57, 56).
11. The device as claimed in claim 7 or 8, characterized by a first peak value meter (59, 59 ') assigned to a basic signal (A), by an electronic potentiometer (65, 65', 66, 79) assigned to each interpolation signal (C to H), 80, 81) as signal attenuators, a second peak value meter (60, 60 ') arranged after one of the potentiometers (65, 65'), a first comparator (63, 63 ') for the outputs of the two peak value meters (59, 59', 60, 60 ') and an integrator (64, 64') downstream of the comparator for controlling the electronic potentiometers (65, 65 ', 66, 79, 80, 81).
12. The device according to claim 11, characterized by a second comparator (67) connected downstream of the integrator (64) with a predetermined reference voltage (Uref) and a warning device (68) connected to its output for displaying a peak value adjustment of the interpolation signal (C, E) which has not taken place. to the basic signal (A).
The invention relates to a method for determining measured values using the interpolation of the periods of at least two signals obtained by scanning a material measure and having a phase shift not equal to n. 1800, where n is an integer, of which two are sinusoidal, by 90 "mutually phase-shifted basic signals of the same amplitude are derived, as well as devices for carrying them out.
A photoelectric arrangement for determining intermediate values in the incremental measurement of the change in position of a grating is known from DE-PS 1177 353 (Ferranti). Electrical measuring and reference signals are obtained from the optical imaging of this grating and a reference grating on a rotating grating disk by means of photo cells. When the position of the measuring grid changes
there is a proportional phase change of the measurement signal, which is measured by means of a phase discriminator. A disadvantage here is the rotating grid disc.
For interpolating a division interval of a division, it is also known to identify the period fraction by the quotient of two photoelectric scanning signals which are phase-shifted with respect to one another (CH-PS 474 049, Leitz).
This quotient is determined by querying the dividing point of an electrical bridge network made up of voltage dividers, to which the phase-shifted scanning signals are connected.
In order to increase the measuring accuracy of the movement of a line scale using electro-optical scanning signals, it is also known to generate linear combinations with a predetermined phase position between two scanning signals (DE-PS 1 266 001, Contraves). For this purpose, two signals each have two resistors connected in series, at the common connection point of which the linear combination is tapped as an interpolation signal.
The latter two methods, which aim to obtain fine values by counting the zero crossings of auxiliary signals, have the disadvantage in common that many weighting factors are introduced to form the auxiliary signals, which should change as little as possible under all working conditions.
The object of the invention is to provide a measurement method using interpolation which either avoids weight factors at all or in which a few weight factors can be automatically adapted in a simple manner to changed working conditions.
This object is achieved according to the invention in a method of the type mentioned at the outset in that interpolation signals are obtained from one another from the basic signals by forming summations or differences, and in that the zero crossings of the basic and interpolation signals or signals derived from them are used to determine intermediate values within the signal period .
An interpolation with a higher resolution is achieved in that the amplitudes of the basic signals and the interpolation signals mentioned are matched to one another, in that second interpolation signals are obtained from one another by forming the sum or difference of these signals, and then the amplitudes of the basic signals and the first and second interpolation signals are matched to one another and third interpolation signals can be obtained from one another by forming the sum or difference of these signals, etc., until the number of intermediate values is sufficiently large.
A device for carrying out the method is characterized by a first differential amplifier for forming the difference between the two basic signals and a second differential amplifier in connection with a signal inverter for forming the sum of the two basic signals.
Advantageous variants of the method and the device according to the invention are characterized in the dependent claims 3 to 5 and 7 to 12.
The invention is explained in more detail below on the basis of the description of some exemplary embodiments schematically illustrated in the drawings.
Show it:
1 shows a device for angle measurement with a pitch circle as a material measure,
FIG. 1 a shows a moiré strip image on the pitch circle according to FIG. 1,
2 shows an interpolation circuit for photoelectric scanning signals of the moire stripe image,
3 shows a first circuit for obtaining and evaluating count signals,
4 shows the course of interpolation signals within a moiré period,
5 shows a circuit for peak value adaptation of interpolation signals to basic signals,
5a shows a circuit of a peak value meter,
6 shows a second interpolation circuit for the interpolation signals,
7 shows a second circuit for peak value adaptation of interpolation signals to basic signals,
8 shows a third interpolation circuit for the interpolation signals,
Fig.
9 a second circuit for obtaining and evaluating count signals,
9a shows an output stage for switching according to FIG. 9.
According to FIG. 1, a pitch circle 1 is mounted on a shaft 2, the angular position of which is to be measured. The graduated circle 1 has a radial graduation 3 of a known type on a circumference as a measuring standard. The graduation 3 serves as an incremental scale and typically has 25,000 opaque graduation marks and as many equally wide transparent gaps, which are exaggerated in FIG. 1 for the purpose of illustration . A region 4 of the graduation 3 is illuminated by a lamp 5 via a deflecting mirror 6 and is optically imaged via a beam path 7 onto the region 8 of the graduation 3 diametrically opposite the region 4 in such a way that the division lines of the image compared to the division lines of the region 8 during rotation of the circle 1 hike in opposite directions.
If this image has a small magnification, there is a moiré effect in area 8, i.e. a stripe image is formed, the light and dark stripes of which are parallel to the lines of the division 3 but have a greatly enlarged distance suitable for observation, as is shown in FIG.
When the pitch circle 1 is angularly shifted by the width of a tick mark, the moiré strip image in area 8 shifts by one full period, i.e. the next dark stripe takes the position of the previous one.
The area 8 is imaged on a photoelectric receiver arrangement 10 via a second deflecting mirror 9.
This arrangement 10 comprises four separate receiver diodes 11, 12, 13, 14, which are arranged uniformly along the moiré image, as shown in FIG. The brightness distribution in area 8 has an approximately sinusoidal course. When the pitch circle is rotated, it shifts, and therefore there are also sinusoidal electrical output signals from the receiver diodes 11, 12, 13, 14, which are 90 ° out of phase with each other.
If the shift is represented by the angle variable <p, such that the stripe spacing corresponds to a period of 360 ", then the signals from the diodes 11, 12, 13, 14 are each proportional to sin <p, cos cp, with a suitable zero point selection. sin <p, - cos <p, a stripe shift in the direction from diode 14 to diode 11 calculating positively.
Measuring devices of the type described so far are known. Counting the zero crossings of the diode output signals already achieves a 4-fold interpolation of the moiré period, i.e. every shift by · the strip spacing causes a change in the angle measurement. Fig.
2 now shows a circuit according to the invention for the diode output signals, with which an 8-way interpolation is possible.
The output signals of the diodes 11, 12, 13, 14 are amplified in United amplifiers 15, 16, 17, 18 and by forming a difference in
Differential amplifiers 19, 20 then from interfering
Equal shares exempt. This creates the two basic signals
A = sin <p
B = cos (p with the zeros
Ao = Oo, = 900, asz = 1800, Bo = 2700.
Another differential amplifier 21 now forms the difference
D = A - B = sin (p - cos (p and amplifier 22 in connection with a signal inverter 23 connected upstream of the negative input, the sum
C = A + B = sin <p + cos <p with the zeros -Co = 1350, -Do = 2250, Co = 3150, Do = 450.
These zeros occur when the pitch circle 1 rotates and are counted to measure the angle of rotation. If, as assumed above, the graduated circle has 25,000 graduation marks, 25,000 occur at a full revolution. 2. 8 = 400,000 zeros, i.e. the angle between 2 zeros is.
400g
400,000 =
The angle to be measured thus results here
M = number of zeros x 1OCC.
FIG. 3 shows a first circuit for zeroing the signals A, B, C, D. The sinusoidal signals A, B, C, D are brought into square shape by triggers 24, 25, 27, 26 which switch in the zero crossings. NOT switches 28, 29, 30, 31 form the push-pull signals a, b, c, d for the square-wave signals a, b, c, d. From these square-wave signals, only monostable multivibrators (monoflops) 32, 33, 34, 35, 36, 37, 38, 39 that respond to positive signal edges form a count plus at, al, bt, bt, ct, ct, dt, with each positive edge crossing dt, typically 0.3 Fs duration.
Each count pulse is fed to an AND gate 40 to 47 for the backward movement or 48 to 55 for the forward movement.
So that the gates 40 to 47 only allow the counting pulses arriving during backward movement, but block the incoming counting pulses when moving forward, the square-wave signals a, b, c, d, a, b, cd are fed to their second inputs as preparation signals, which together with further interpolation signals are shown in Fig. 4.
For example, the gate 40 receives the counting pulses at, which, derived from the positive edges of the square-wave basic signal a, occur at the interpolation points 0, 360 "when moving forward and 1800 when moving backwards (FIG. 4). 40 may only be used as the backward gate pass the count pulse at 1800, it must block the count pulses at 0, 360 ".
Gate 40 is therefore prepared with signal b, which opens gate 40 at 1800 with level 1, but blocks gate 40 at 0 and 360 "but with level 0. Similar considerations lead to the connection of the other reverse gates 41 to 47 and the forward Gates 48 to 55, as shown in Fig. 3. The outputs of gates 40 to 47 are combined by a NOR gate 56, gates 48 to 55 by a NOR gate 57. At the exit of gate 57 Thus, all counting pulses appear only when the pitch circle 1 is moving forwards, and only when moving backwards at the gate 56. These two outputs are connected to the forward and backward input of an up / down counter 58, the level of which thus represents the angular position of the pitch circle 1.
The 8-way interpolation according to the invention of a moirepenode described so far requires a connection of the basic signals A, B, which are assumed to be of the same amplitude, as shown in FIG. 2. To obtain further interpolation signals, the signals A, B, C, D are now linked.
To do this, however, the peak values of the signals must be adjusted to one another. A signal attenuator serving this purpose is shown in FIG.
5, the sinusoidal basic signal A from FIG. 2 is fed to a peak value meter 59. The interpolation signals C, D from FIG. 2 are fed to two electronic potentiometers 65 and 66 for peak value adjustment.
To control these potentiometers 65, 66, the output signal of the potentiometer 65 is connected to the input of a second peak value meter 60. An exemplary embodiment for the peak value meter is shown in FIG. 5a. The signal input is labeled 61, the signal output 62. The outputs of the peak value meters 59, 60 are connected to a differential amplifier 63 as a comparator, the output signal of which is summed up in time by an integrator 64. The output signal of the integrator 64 is fed to the control inputs of the potentiometers 65, 66.
To operate this circuit it is necessary that the signals A, C, have at all assumed their peak values so that the peak value meters 59, 60 can work.
This is achieved by rotating the pitch circle 1. If the pitch circle 1 has not yet been rotated, the output signal of the integrator 64 does not have the intended value. In this case, a second comparator 67 connected downstream of the integrator 64 with the corresponding reference signal Uref outputs an output signal which differs from zero and which lights up a warning lamp 68. In the control loop described so far, the output signal of the integrator 64 changes until the peak value of the signal C is weakened to the peak value of the signal A by control of the potentiometer 65. If the peak value of the signal D is equal to that of C, the simultaneous control of the potentiometer 66 also causes the adjustment of the signal D to the signal A.
Since it is known that A = sin (p, B = cos (p have the peak value 1, C = A + B and D = A - B have the peak value, however, the adapted signals become at the outputs 69, 70 of the electronic potentiometers 65 and 66 l / W2C and l / W2D occur.
An interpolation circuit similar to that of FIG. 2, as shown in FIG. 6, is now used to link the adapted signals. The adaptation circuit according to FIG. 5 is symbolized here by two signal attenuators 71, 72 for the signals C, D. An amplifier 73 forms the difference H = B -l / W2D and amplifiers 74, 75, 76 in conjunction with signal inverters 77, 78 form the sums
E = A + 1 / 1ru
F = A + WW2D
G = B + WT2C with the zeros
Eb-, = Eo = 337.5, Fo = 22.5, Fb-) = 202.5,
Gb-) = 112.5 ", Go = 292.50, Hb-) = 67.50, Ho = 247.50, which in turn can be seen in Fig. 4. With these signals, a 16-fold interpolation of the interval is already between two moire stripes possible.
A counter circuit corresponding to FIG. 3 for the zeros of the signals A, B, C, D, E, F, G, H will be described later.
In order to obtain further interpolation signals, the signals A to H are in turn linked together. FIG. 7 shows a circuit necessary for this to adapt the peak value of the interpolation signals E, F, G, H to the basic signals A, B, the structure and function of which correspond to those according to FIG. 5. Peak-value meters 59 ', 60' as well as a comparator 63 'and integrator 64' are provided for the signals A and E.
An electronic potentiometer 65 'for the signal E and 79, 80 and 81 for the signals F, G, H are controlled by the integrator 64' in such a way that the adapted signals 1 / po, I at their outputs 82, 83, 84, 85 / pF, I / pG and l / pH occur, with the signals E, F, G, H again having the same amplitude. p is the peak value of the signals E, F, G, H which is p = g + due to known mathematical relationships.
An interpolation circuit similar to that shown in FIGS. 2 and 6, which is shown in FIG. 8, is again used to link the adapted signals. 7 is symbolized by signal attenuators 86, 87, 88, 89 for the signals E, F, G, H. Amplifiers 90, 91 form the differences
N = - B + l / pE
O = - B + 1 / pF and amplifier 92, 93, 94, 95, 96, 97 in connection with signal inverters 98, 99, 100, 101 the sum signals
1 = A + 1 / pE
K = A + I / pF
L = A + l / pG
M = A + 1 / pH
P = B + l / pG Q = B + 1 / pH with the zeros
Ib-) = 168.750.10 = 348.750, Ko = 11.250, KY 191250 = = 146.250, Lo = 326.250,
MY - 123 750,
Mo = 303.750, Nu = 33.750, = = 213.75, Oo = 56.250, ob-) = 236.250, P) = 101.25 ", Po = 281.250, Qb-) = 78.75", Qo = 258.750, which 4 can also be seen.
A 32-fold interpolation of the Moire penode is possible with these signals. If the pitch circle 1 again has 25,000 graduation marks, then 25,000 .2.32 2 32 32 1,600,000 zeros occur at a full revolution, i.e. the angle between two zeros is.
400s = 2.5CC.
1,600,000
It is clear that further repetitions of the interpolation methods described above lead to interpolations of arbitrary fine. However, the demands on the stability of the electrical circuits with regard to frequency bandwidth, i.e. variable speed of rotation of pitch circle 1, temperature changes, humidity, mechanical shocks etc.
A counter circuit corresponding to that shown in FIG. 3 but suitable for higher-number interpolation is described below in connection with FIG. 9. The sinusoidal signals A, B ... Q at the outputs of the amplifiers 19, 20, 21, 22 (FIG. 2), 73 to 76 (FIG. 6) and 90 to 97 (FIG. 8) are through in the zero crossings switching Schmitt triggers 102 to 117 with outputs inverse to one another brought into a rectangular shape. The square-wave signals a to q and their inverse signals a to q are shown in FIG. 4.
From these square-wave signals, only monoflops 118 to 181 responding to positive signal edges with preparation input form a counting pulse of typically 0.5 as a duration for each positive edge crossing of signals a to q and a to q, if a signal level 0 occurs at the preparation input.
The wiring of the monoflops 118 to 181 is shown in detail in FIG. 9. In connection with FIG. 4, it can be seen that the monoflops 118 to 149 only pass on the positive signal edges coming in when the pitch circle 1 moves forward, as a counting pulse when moving backward, the monoflops 118 to 149 block, the monoflops 150 to 181 in this case emit the counting pulses . For example, the monoflop 149 receives the positive signal edge of q at 78.75 when moving forwards and at 258.75 "when moving backwards. At the interpolation point 78.75, the signal i at the preparation input of monoflop 149 has the level 0, so here there is a forward - Count pulse issued.
At the interpolation point 258, 75, on the other hand, the preparation signal i has the level 1, i.e. the reverse pulse is blocked by monoflop 149. However, monoflop 181 is prepared with signal i but is also controlled by signal q. In this case the reverse pulse is generated at 258.75 and the forward pulse is blocked at 78.75.
The outputs of the forward monoflops 118 to 149 are, similar to FIG. 3, summarized by a NOR gate 57 ', the reverse monoflops 150 to 181 by a
NOR gate 56 '(Fig. 9a). The outputs of the gates 56 ', 57' are connected to the downward or upward count input of an up / down counter 58 ', the position of which represents the angular position of the pitch circle 1.
If only the Schmitt triggers 102 to 105 with the monoflops 118 to 125 and 150 to 157 are used according to FIG. 9, an 8-fold interpolation with counting steps of loch is obtained as in FIG. 3. The triggers 102 to 109 with the monoflops 118 to 133 and 150 to 165 are required for a 16-fold interpolation with counting steps of 5 "", and for a 32-fold interpolation with 2.5Cc counting steps, the complete circuit according to the figures is used 2, 6, 8, 9 and 9a.
Describing the effect of the above-mentioned error sources in the angle measurement by a simple shift in the amplitude and phases of the basic signals A, B (Fig.
2), you can calculate the resulting errors in the phase position of the interpolation signals A to Q. It has been shown that, in particular with 32-fold interpolation, individual zeros are not counted under certain conditions. If these conditions cannot be avoided and you still want to be sure that such small individual measurement errors do not accumulate into larger errors, it is advisable not only to sum up the fine pulses of the finest interpolation, but from the 8-fold or 16-fold described above -Interpolation level to count coarse values, to which a small fine measurement value determined from the fine counting is then added during the reading.
It is clear to the person skilled in the art that the signal combinations shown are only an exemplary embodiment. In particular, another choice of the signs for the signals A to Q and the common amplitude of the signals adapted for the purpose of combination are still within the scope of the present invention.
List of commercially available components that can be used in the devices according to the invention Reference numbers Catalog No. Manufacturer 5 TIL 31 Texas Instruments 10 IPL 33 x 4 Integrated Photometrics,
Dorchester / GB 15 to 22 LM 349 National Semiconductor 23, 77, 78, 98 to 101 LF 356 National Semiconductor 24 to 27 LM 319 National Semiconductor 28 to 31 CD 4069 National Semiconductor 32 to 39 CD 4528 National Semiconductor 40 to 55 CD 4081 National Semiconductor 56, 56 ', 57, 57' CD 4078 National Semiconductor 58, 58 '74 C National Semiconductor
192/193 65, 65 ', 66, 79, 80, 81 H 11 F3 General Electric 63, 63' CA 3140 RCA 73 to 76, 90 to 97 CA 3140 RCA 118 to 181 SH 54221 Texas Instruments