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PATENTANSPRÜCHE
1. Operationsverstärker mit Offsetspannungs-Kompensa tion mit Hilfe einer zwischen den invertierenden und den nichtinvertierenden Eingang geschalteten Regelschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass a) ein Wechselspannungsverstärker (11) vorgesehen ist, dessen Eingang über einen ersten Schalter (Sl) abwechselnd an den invertierenden Eingang () des Operationsverstärkers (3) oder an eine Bezugsspannung (Uref) anschliessbar ist und dass b) der Ausgang des Wechselspannungsverstärkers (11) über einen ersten Kondensator (C1) und einen zweiten gleichrichtenden, mit dem ersten Schalter (Sl) synchron schaltbaren Schalter (S2) an einen zweiten Kondensator (C2) und an den nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers (3;
; einerseits oder an die Bezugs spannung (Uref) anschliessbar ist.
2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er in integrierter MOS-Technik ausgeführt ist.
3. Operationsverstärker nach Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Produkt des Verhältnisses cl
1 C1 + der Kapazitäten der Kondensatoren C, und C2 mit dem Verstärkungsfaktor A des Wechselspannungsverstärkers (11) kleiner als 2 ist.
4. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass a) die Schalter (Ss, S2) Umschalter sind, dass b) ein erster Schaltkontakt des ersten Schalters (S,) mit dem invertierenden Eingang () des Operationsverstärkers (3) und ein zweiter Schaltkontakt mit der Bezugsspannung (Uref) verbunden ist und der Schaltarm des ersten Schalters (S1) mit dem Eingang des Wechselspannungsverstärkers (11) verbun- den ist und dass c) der Schaltarm des zweiten Schalters (S2) mit dem ersten Kondensator (C1) verbunden ist,
dass ein erster Schaltkontakt des zweiten Schalters (S2) mit dem Verbindungspunkt des zweiten Kondensators (C2) mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers und der zweite Schaltkontakt mit der Bezugsspannung (Uref) verbunden sind.
5. Operationsverstärker nach Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Kondensator Cl und den Schaltarm des zweiten Schalters (S2) ein Widerstand (17) geschaltet ist.
6. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des Wechselspannungsverstärkers (11) über einen Widerstand (18) an den invertierenden Ein gang (-) des Operationsverstärkers (3) angeschlossen und über einen Ein-/Ausschalter (Sl) an das Bezugspotential (Uref) anschliessbar ist.
7. Operationsverstärker nach Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Sl, S2) Gleichtaktschalter und der Wechselspannungsverstärker (11) invertierend ist.
8. Operationsverstärker nach Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (Sl, S2) Gegentaktschalter und der Wechselspannungsverstärker (11) nichtinvertierend ist.
9. Operationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (S1, S2) voneinander verschiedene Schaltzeiten besitzen.
Die Erfindung bezieht sich auf einen Operationsverstärker mit kompensierter Offsetspannung nach dem Oberbegriff des
Patentanspruches 1.
Integrierte Operationsverstärker sind vielseitig verwend bare Differenzverstärker, die durch ihren Aufbau auf einer einzigen Siliziumscheibe eine gleichbleibende, enge thermische Kopplung der Schaltelemente aufweisen. Sie besitzen je einen invertierenden und einen nichtinvertierenden Eingang und Ausgang und weisen einen hohen Eingangswiderstand und eine hohe Verstärkung auf. Sie haben jedoch den Nachteil, dass sie nicht als ideale Differenzverstärker wirken, bei welchen bei gleichen Eingangsspannungen die Grösse der Ausgangsspannung Null ist. Um die ideale Ausgangsspannung Null zu erreichen, muss daher einem der Eingänge eine gewisse, Offsetspannung genannte kompensierende Spannung überlagert werden.
Die bekannten Kompensationsschaltungen mittels eines in die eine Zuleitung zu einem Eingang des Operationsverstärkers oder zwischen die Emitter oder Kollektoren eines Eingangs-Differenzverstärkers geschalteten Spannungsteilers wirken rein statisch und besitzen Wärmedrift.
Für viele Verwendungen, insbesondere für Bestandteile von Präzisionsmessgeräten oder -zählern in rein elektronischer Ausführung sind Operationsverstärker mit dynamischer und/ oder stetiger Offsetspannungs-Kompensation notwendig. Dies trifft besonders zu bei integrierten Schaltungen, deren Technologie, beispielsweise MOS-Technologie, nur Operationsverstärker mit erheblicher Offsetspannung erlaubt.
Es sind bereits verschiedene solcher Offsetkompensations Schaltungen füp Operationsverstärker bekannt, die dynamische Kompensation der Offsetspannung erlauben. Beispiele sind in Fig. 1 bis 3 der Zeichnung angegeben und bei der Beschreibung dieser Figuren erklärt. Eine in Fig. 1 und 2 dargestellte bekannte Schaltung braucht einen Operationsverstärker mit kleiner Offsetspannung, so dass bei in MOS-Technologie integrierten Operationsverstärkern keine Verbesserung erreicht wird.
Eine zweite, in Fig. 3 dargestellte Schaltung eines sogenannten chopperstabilisierten Operationsverstärkers ist in dem Buch Operational Amplifiers, Design and Applications von J.G. Graeme, G.E. Tobey und L.P. Huelsmann, S. 152 und 153 beschrieben, welche Widerstände und Kondensatoren mit hohen, in einigen Integriertechniken nur schwierig zu realisierenden Werten benötigt.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung mit für Präzisionszwecke genügend kompensierter Offsetspannung zu schaffen, die geeignet ist in integrierter MOS-Schaltungstechnologie ohne grosse Kapazitätsund Widerstandswerte ausgeführt zu werden.
Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 definiert. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den weiteren Patentansprüchen angegeben.
Sie wird nachstehend anhand einer Zeichnung beispielsweise erläutert.
Die Figuren der Zeichnung bedeuten:
Fig. 1 allgemeines Schema eines Operationsverstärkers mit Offsetspannungs-Kompensation;
Fig. 2 ein Schema einer bekannten Schaltung;
Fig. 3 ein Schema eines chopperstabilisierten Operationsverstärkers;
Fig. 4 eine Schaltung gemäss der Erfindung;
Fig. 5 ein Diagramm und
Fig. 6 eine Teilschaltung gemäss der Erfindung.
Das allgemeine, bekannte Schema eines Operationsverstärkers mit dynamischer Kompensation der Offsetspannung gemäss Fig. 1 besteht aus einem an einem Eingang 1 für eine zu verstärkende Spannung angeschlossenen Operationsverstärker 3 mit einer Offsetspannung Uov zwischen einem inver
tierenden Eingang ( - ) und einem nichtinvertierenden Ein gang (+) in Kombination mit einem Regler 2 mit zwei Eingang gen, von denen der erste an den invertierenden Eingang ( - ) des Operationsverstärkers 3 und der zweite an ein Bezugspotential Uref, vorzugsweise Null, angeschlossen ist. Der Ausgang des Reglers 2 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers verbunden.
Eine weitere bekannte Ausführung ist in der Fig. 2 dargestellt. Der Regler 2 ist als Integralregler ausgeführt. Er enthält einen mittels eines Widerstands 4 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 3 verbundenen zweiten Operationsverstärker 5, der einen an seinen invertierenden Eingang (-), mit dem Widerstand 4 verbundenen Eingang und an seinen Ausgang angeschlossenen Kondensator 6 besitzt und seinerseits mit seinem Ausgang mit dem nichtinvertierenden Ein gang (+) des Operationsverstärkers 3 verbunden ist.
Eine von den vorhergehend beschriebenen Schaltungen verschiedene Schaltung nach der Fig. 3 zur Realisierung eines Operationsverstärkers mit geringer Offsetspannung bedient sich der Chopperstabilisierung . Sie ist im Buch Operational Amplifiers, Design and Applications von J.G. Graeme, G.E. Tobey und L.P. Huelsmann, McGraw-Hill Kogakusha, Ltd., Tokyo, Düsseldorf, e.a. auf Seite 151 bis 154 beschrieben.
Ihre Grundschaltung ist in Fig. 3 dargestellt. Sie besitzt zwei Zweige mit Filtern für die Verstärkung von höherfrequenten und tieferfrequenten oder Gleichspannungen, die an den gemeinsamen Eingang 1 angeschlossen sind. Der eine Zweig ist mittels einem aus einem Kondensator 9 und einem Widerstand 10 bestehenden Hochpassfilter an den invertierenden Eingang () eines Operationsverstärkers 7 angeschlossen. De zweite Zweig besteht aus einem Widerstand 12 und einem Kondensator 13 als Tiefpassfilter, einem weiteren Widerstand 14, einem Schalter Si, einem Kondensator 15, einem invertierenden Wechselstromverstärker 11, einem Kondensator Cl in dessen Ausgang,
einem zweiten Schalter S2 und einem zweiten Tiefpass aus einem Widerstand 16 und einem Kondensator C2 in Verbindung mit dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 7. Die Schalter S, und S2 werden von einer nichtgezeichneten Steuerschaltung synchron gesteuert.
Der beschriebene, chopperstabilisierte Verstärker eignet sich nicht für die Ausführung in integrierter MOS-Technik wegen der hohen Werte, die die in den Tiefpässen verwendeten Kondensatoren und Widerstände aufweisen, die unentbehrlich sind, um eine genügende Filterwirkung zu erreichen.
Der in bezug auf seine Offsetspannung kompensierte Operationsverstärker der Fig. 4 gemäss der Erfindung, der vorzugsweise in der die bekannten Vorteile aufweisenden integrierten MOS-Technologie ausgeführt ist, enthält eine integrie rende Regelschaltung 2 mit einer Reihenschaltung eines Wechselspannungsverstärkers 11 mit einem Schaltarm eines Umschalters Sl auf der Eingangsseite, dem Kondensator Cl an der Ausgangsseite und dem mit diesem vorzugsweise über einen Widerstand 17 verbundenen Schaltarm eines Umschalters S2. Der erste Schaltkontakt des Schalters S1 ist an den invertierenden Eingang ( - ) des Operationsverstärkers 3 angeschlossen.
Der erste Schaltkontakt des zweiten Schalters S2 ist mit dem Kondensator C2 und dem nichtinvertierenden Ein gang (+) des Operationsverstärkers 3 verbunden. Die zweiten Schaltkontakte der Schalter 5 undS sind an die Leitung mit dem Bezugspotential Uref gelegt.
Die Schalter Sl und S2 gemäss dieser Fig. 4 sind Gegentaktschalter und der Wechselspannungsverstärker 11 ist nichtinvertierend. Sie sind ebenfalls in der MOS-Schaltung integriei
Bei einer zweiten Ausführungsart eines Operationsverstärkers gemäss der Erfindung, welche im Prinzip gleich ist wie diejenige der Fig. 4, sind die Schalter 5 und S2 jedoch Gegentaktumschalter und der Wechselspannungsverstärker 11 ist invertierend.
Der Umschalter Sl der Schaltung gemäss Fig. 4 kann auch durch eine Reihenschaltung eines Widerstands 18 und eines Ein-/Ausschalters 5 gemäss Fig. 6 ersetzt werden, wobei der Schaltarm an der Leitung mit dem Bezugspotential Uref und der Schaltkontakt am Verbindungspunkt des Widerstands 18 mit dem Wechselspannungsverstärker 11 liegt.
Die Wirkungsweise der allgemeinen Schaltung eines für die Offsetspannung kompensierten Operationsverstärkers 3 ist folgende:
Die Offsetspannung wird durch die Reglerschaltung 2 kontinuierlich abgegriffen, verstärkt und auf den nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 3 gegeben. Diese verstärkte Spannung wirkt der auf dem invertierenden Ein gang (-) des Operationsverstärkers 3 auftretenden Offsetspannung entgegen, wodurch diese mehr oder weniger kompensiert werden kann.
Die bekannte Reglerschaltung 2 gemäss der Fig. 2 benutzt den als Integrator geschalteten driftarmen Operationsverstärker 5, mittels welchem die verstärkten Offsetspannungen summiert werden und durch welchen diese auf den nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 3 übertragen werden, als Regler. Da es in einigen Technologien der Herstellung integrierter Halbleiterschaltungen schwierig oder sogar unmöglich ist, besonders driftarme und geringe Offsetspannungen aufweisende Operationsverstärker mit grösseren Offsetspannungen aber dafür andere vorteilhafte Eigenschaften aufweisenden Operationsverstärkern auf dem gleichen Chip herzustellen, erlaubt die Schaltung gemäss der Fig. 2 nur eine beschränkte Verwendung.
Bei der Schaltung des chopperstabilisierten Operationsverstärkers nach der Fig. 3 wird die am Eingang 1 auftretende Spannung auf zwei Zweige verteilt. Im ersten Zweig wird die Eingangsspannung Uein über ein Hochpassfilter aus dem Kondensator 9 und dem Widerstand 10 auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 7 übertragen.
Im zweiten Zweig wird die Eingangsspannung Uejn über das aus dem Widerstand 12 und dem Kondensator 13 bestehende Tiefpassfilter gesiebt, mittels des Schalters S1 zerhackt und die zerhackte Spannung über den die Gleichspannung sperrendes Kondensator 15, den invertierenden Wechselspannungsverstärker 11 und dem Kondensator C, zur Auskoppelung der verstärkten Wechselspannung synchron zum ersten Schalter Si, mittels des zweiten Schalters S2 abgegriffen und über den Widerstand 16 und dem Kondensator C2 gesiebt. Dabei verhindert der Widerstand 16 zugleich eine vollständige Entladung des Kondensators C2 bei geschlossenem Schalter S2.
Die Spannung am Kondensator C2 wird dem nichtinvertierenden Eingang (+) des Operationsverstärkers 7 zugeführt. Durch die Wechselspannungskoppelung wird bei dieser Art von Operationsverstärkern die Offsetspannung nicht wirksam.
Die jedoch bei dieser Schaltung notwendigen Kondensatoren und Widerstände sind ebenfalls bei modernen Integrations-Technologien nur mit erheblichem Aufwand realisierbar.
Zudem sind zur Vermeidung von Unregelmässigkeiten der Verstärkung und Nichtlinearitäten weitere Korrekturmassnahmen mit Hilfe starker Rückkopplung des Operationsverstärkers 7 notwendig. Alle diese Massnahmen schränken die Verwendbarkeit dieser Schaltung erheblich ein.
Die einfache integrierte Kompensationsschaltung gemäss der Erfindung nach der Fig. 4 lässt sich anhand des Diagramms der Fig. 5 erklären. In diesem bedeutet: a) die Taktsignale mit Abschnitten ta und tb am Ausgang der in der Fig. 4 nichtgezeichneten Steuerschaltung für die Schalter Sl und S2; b) den Verlauf der Offsetspannung Uoff zu der Bezugsspannung Uref, welche vorzugsweise den Wert Null aufweist; c) die Spannung U11 am Ausgang des invertierenden Wechselspannungsverstärkers 11 und d) die Spannung Uu, am Ausgang des Kondensators Ci.
Die Schalter Sl und S2 werden durch die Signale nach der Fig. 5a taktweise gesteuert. Die durch den Schalter Sl zerhackte Offsetspannung Uoff liegt am nichtinvertierenden Wechselspannungsverstärker 11 und erscheint an dessen Ausgang als Spannung Uii gemäss der Zeile c der Fig. 5. Am Ausgang des Kondensators Cl tritt die Spannung Uci nach der Zeile d der Fig. 5 auf. Während der ersten Phase t des Taktes wird der Kondensator Cl auf die Spannung A U0ff aufgeladen. A bedeutet dabei die Verstärkung des Wechselspannungsverstärkers 11. Während jeweils der zweiten Phase tb wird die Ladung des Kondensators Cl auf den Kondensator C2 übertragen.
Dadurch ergibt sich eine Erniedrigung der in der oberen Zeile gezeichneten Offsetspannung Uoff gegenüber der in der unteren Zeile dargestellten konstanten Referenzspannung Uref gemäss den Zeilen b der Fig. 5. Dadurch wird die Offsetspannung Uov des Operationsverstärkers 3 auf einen sehr kleinen, durch die Verstärkung des Wechselspannungsverstärkers 11 bestimmten Betrag vermindert, der die Verwendbarkeit dieser Schaltung praktisch nicht beschränkt. Damit die Regelschaltung stabil ist, soll das Produkt der Verstärkung A des Wechselspannungsverstärkers 11 mit dem Verhältnis der Kapazitäten der Kondensatoren Cl und C2 gemäss der Formel:
C1 kleiner als 2 sein.
C1 + C2
Die Taktfrequenz richtet sich nach der verwendeten Integrations-Technologie und der Verwendung des zu kompensierenden Operationsverstärkers 3 der Fig. 4. Die beiden Schalter Sl und S2 arbeiten synchron. Für gute Funktion kann es vorteilhaft sein die Steuerung der Schalter Sl und S2 so auszuführen, dass der Schalter S2 etwas früher als der Schalter Sl angesteuert wird. Der Widerstand 17 hat nur strombegrenzende Funktion bei Übertragen der Ladung vom Kondensator Cl, zum Kondensator C2 und beim Laden von Cl. Er hat daher nur eine geringe Grösse und bietet keine Schwierigkeit bei der Ausführung in integrierter MOS-Schaltung.
Die Schaltung mit Gleichtaktschaltern Sl und S2 und mit einem invertierenden Wechselspannungsverstärker 11 wirkt in gleicher Weise wie diejenige nach der Fig. 4.
Der Schalter Sl nach der Fig. 6 arbeitet auf analoge Weise wie derjenige in Fig. 4, wobei die Ansteuerung so ausgeführt wird, dass der Schalter S, in erregtem Zustand schliesst.
Die Schaltungen nach den Fig. 4 und 6 sind sehr einfach und sie lassen sich in jeder Technologie leicht auf einen Chip integrieren. Sie arbeiten zuverlässig und es lässt sich eine sehr kleine, die Anwendbarkeit nicht einschränkende Offsetspannung erreichen, so dass von einer praktisch vollständigen Kompensation der Offsetspannung gesprochen werden kann.
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PATENT CLAIMS
1. operational amplifier with offset voltage compensation with the aid of a control circuit connected between the inverting and the non-inverting input, characterized in that a) an AC voltage amplifier (11) is provided, the input of which is alternately connected to the inverting input (S1) via a first switch (S1) ) of the operational amplifier (3) or to a reference voltage (Uref) and that b) the output of the AC voltage amplifier (11) via a first capacitor (C1) and a second rectifying switch (S2) which can be switched synchronously with the first switch (S1) ) to a second capacitor (C2) and to the non-inverting input (+) of the operational amplifier (3;
; on the one hand or to the reference voltage (Uref) can be connected.
2. Operational amplifier according to claim 1, characterized in that it is designed in integrated MOS technology.
3. operational amplifier according to claims 1 and 2, characterized in that the product of the ratio cl
1 C1 + the capacitances of the capacitors C, and C2 with the gain factor A of the AC amplifier (11) is less than 2.
4. operational amplifier according to claim 1, characterized in that a) the switches (Ss, S2) are changeover switches, that b) a first switch contact of the first switch (S,) with the inverting input () of the operational amplifier (3) and a second Switch contact is connected to the reference voltage (Uref) and the switching arm of the first switch (S1) is connected to the input of the AC voltage amplifier (11) and that c) the switching arm of the second switch (S2) is connected to the first capacitor (C1) is
that a first switch contact of the second switch (S2) is connected to the connection point of the second capacitor (C2) to the non-inverting input (+) of the operational amplifier and the second switch contact is connected to the reference voltage (Uref).
5. Operational amplifier according to claims 1 and 4, characterized in that a resistor (17) is connected between the capacitor C1 and the switching arm of the second switch (S2).
6. operational amplifier according to claim 1, characterized in that the input of the AC amplifier (11) via a resistor (18) to the inverting input (-) of the operational amplifier (3) and via an on / off switch (Sl) to the Reference potential (Uref) can be connected.
7. operational amplifier according to claims 1 and 4, characterized in that the switches (Sl, S2) common mode switch and the AC voltage amplifier (11) is inverting.
8. operational amplifier according to claims 1 and 4, characterized in that the switch (Sl, S2) push-pull switch and the AC voltage amplifier (11) is non-inverting.
9. operational amplifier according to claim 1, characterized in that the switches (S1, S2) have different switching times.
The invention relates to an operational amplifier with compensated offset voltage according to the preamble of
Claim 1.
Integrated operational amplifiers are versatile differential amplifiers which, due to their construction on a single silicon wafer, have a constant, tight thermal coupling of the switching elements. They each have an inverting and a non-inverting input and output and have a high input resistance and a high gain. However, they have the disadvantage that they do not act as ideal differential amplifiers in which the magnitude of the output voltage is zero with the same input voltages. In order to achieve the ideal output voltage zero, one of the inputs must be overlaid with a certain compensating voltage called offset voltage.
The known compensation circuits by means of a voltage divider connected into a supply line to an input of the operational amplifier or between the emitters or collectors of an input differential amplifier act purely statically and have thermal drift.
For many uses, in particular for components of precision measuring devices or counters in a purely electronic version, operational amplifiers with dynamic and / or continuous offset voltage compensation are necessary. This applies in particular to integrated circuits whose technology, for example MOS technology, only allows operational amplifiers with a considerable offset voltage.
Various such offset compensation circuits for operational amplifiers are already known, which allow dynamic compensation of the offset voltage. Examples are given in Fig. 1 to 3 of the drawing and explained in the description of these figures. A known circuit shown in FIGS. 1 and 2 requires an operational amplifier with a small offset voltage, so that no improvement is achieved in operational amplifiers integrated in MOS technology.
A second circuit, shown in FIG. 3, of a so-called chopper-stabilized operational amplifier is described in the book Operational Amplifiers, Design and Applications by J.G. Graeme, G.E. Tobey and L.P. Huelsmann, pp. 152 and 153 described which resistors and capacitors with high values, which are difficult to achieve in some integrated technologies, are required.
The present invention has for its object to provide a circuit with offset voltage sufficiently compensated for precision purposes, which is suitable to be implemented in integrated MOS circuit technology without large capacitance and resistance values.
The invention is defined in claim 1. Advantageous refinements are specified in the further claims.
It is explained below using a drawing, for example.
The figures in the drawing mean:
1 general scheme of an operational amplifier with offset voltage compensation;
Fig. 2 is a schematic of a known circuit;
3 shows a diagram of a chopper-stabilized operational amplifier;
4 shows a circuit according to the invention;
Fig. 5 is a diagram and
Fig. 6 shows a partial circuit according to the invention.
The general, known scheme of an operational amplifier with dynamic compensation of the offset voltage according to FIG. 1 consists of an operational amplifier 3 connected to an input 1 for a voltage to be amplified, with an offset voltage Uov between an inverse
ing input (-) and a non-inverting input (+) in combination with a controller 2 with two inputs, the first of which is connected to the inverting input (-) of the operational amplifier 3 and the second to a reference potential Uref, preferably zero is. The output of controller 2 is connected to the non-inverting input (+) of the operational amplifier.
Another known embodiment is shown in FIG. 2. Controller 2 is designed as an integral controller. It contains a second operational amplifier 5 connected by means of a resistor 4 to the inverting input of the operational amplifier 3, which has an capacitor connected to its inverting input (-), to the resistor 4 connected to its input and to its output and in turn with its output to the A non-inverting input (+) of the operational amplifier 3 is connected.
A circuit according to FIG. 3 different from the circuits described above for realizing an operational amplifier with a low offset voltage uses chopper stabilization. It is in the book Operational Amplifiers, Design and Applications by J.G. Graeme, G.E. Tobey and L.P. Huelsmann, McGraw-Hill Kogakusha, Ltd., Tokyo, Düsseldorf, e.a. described on pages 151 to 154.
Their basic circuit is shown in Fig. 3. It has two branches with filters for the amplification of higher-frequency and lower-frequency or direct voltages, which are connected to the common input 1. One branch is connected to the inverting input () of an operational amplifier 7 by means of a high-pass filter consisting of a capacitor 9 and a resistor 10. The second branch consists of a resistor 12 and a capacitor 13 as a low-pass filter, a further resistor 14, a switch Si, a capacitor 15, an inverting AC amplifier 11, a capacitor C1 in its output,
a second switch S2 and a second low-pass filter comprising a resistor 16 and a capacitor C2 in connection with the non-inverting input (+) of the operational amplifier 7. The switches S, and S2 are controlled synchronously by a control circuit (not shown).
The chopper-stabilized amplifier described is not suitable for implementation in integrated MOS technology because of the high values which the capacitors and resistors used in the low-pass filters have, which are essential to achieve a sufficient filter effect.
4 according to the invention, which is preferably embodied in the integrated MOS technology having the known advantages, contains an integrating control circuit 2 with a series circuit of an AC voltage amplifier 11 with a switching arm of a switch S1 the input side, the capacitor C1 on the output side and the switching arm of a changeover switch S2, which is preferably connected to it via a resistor 17. The first switch contact of the switch S1 is connected to the inverting input (-) of the operational amplifier 3.
The first switch contact of the second switch S2 is connected to the capacitor C2 and the non-inverting input (+) of the operational amplifier 3. The second switch contacts of switches 5 and S are connected to the line with the reference potential Uref.
The switches S1 and S2 according to FIG. 4 are push-pull switches and the AC voltage amplifier 11 is non-inverting. They are also integrated in the MOS circuit
In a second embodiment of an operational amplifier according to the invention, which is basically the same as that of FIG. 4, the switches 5 and S2 are, however, push-pull switches and the AC voltage amplifier 11 is inverting.
4 can also be replaced by a series connection of a resistor 18 and an on / off switch 5 according to FIG. 6, the switching arm on the line with the reference potential Uref and the switching contact at the connection point of the resistor 18 with the AC voltage amplifier 11.
The general circuit of an operational amplifier 3 compensated for the offset voltage works as follows:
The offset voltage is continuously tapped by the regulator circuit 2, amplified and applied to the non-inverting input (+) of the operational amplifier 3. This amplified voltage counteracts the offset voltage occurring on the inverting input (-) of the operational amplifier 3, as a result of which this can be more or less compensated for.
The known regulator circuit 2 according to FIG. 2 uses the low-drift operational amplifier 5 connected as an integrator, by means of which the amplified offset voltages are summed and by which they are transmitted to the non-inverting input (+) of the operational amplifier 3, as a regulator. Since it is difficult or even impossible in some technologies for the production of integrated semiconductor circuits to produce operational amplifiers with particularly low drift and low offset voltages with larger offset voltages but with other advantageous operational amplifiers on the same chip, the circuit according to FIG. 2 permits only limited use .
When switching the chopper-stabilized operational amplifier according to FIG. 3, the voltage occurring at input 1 is distributed over two branches. In the first branch, the input voltage Uein is transmitted via a high-pass filter from the capacitor 9 and the resistor 10 to the inverting input of the operational amplifier 7.
In the second branch, the input voltage Uejn is sieved through the low-pass filter consisting of the resistor 12 and the capacitor 13, chopped by means of the switch S1, and the chopped voltage via the capacitor 15 blocking the DC voltage, the inverting AC voltage amplifier 11 and the capacitor C, for decoupling the amplified AC voltage synchronous to the first switch Si, tapped by means of the second switch S2 and sieved through the resistor 16 and the capacitor C2. Resistor 16 also prevents capacitor C2 from completely discharging when switch S2 is closed.
The voltage across the capacitor C2 is supplied to the non-inverting input (+) of the operational amplifier 7. Due to the AC voltage coupling, the offset voltage is not effective in this type of operational amplifier.
However, the capacitors and resistors required for this circuit can also be implemented only with considerable effort in modern integration technologies.
In addition, in order to avoid irregularities in the amplification and non-linearities, further corrective measures with the strong feedback of the operational amplifier 7 are necessary. All of these measures restrict the usability of this circuit considerably.
The simple integrated compensation circuit according to the invention according to FIG. 4 can be explained on the basis of the diagram in FIG. 5. This means: a) the clock signals with sections ta and tb at the output of the control circuit (not shown in FIG. 4) for the switches S1 and S2; b) the profile of the offset voltage Uoff to the reference voltage Uref, which preferably has the value zero; c) the voltage U11 at the output of the inverting AC amplifier 11 and d) the voltage Uu at the output of the capacitor Ci.
The switches S1 and S2 are controlled cyclically by the signals according to FIG. 5a. The offset voltage Uoff chopped by the switch S1 is present at the non-inverting AC voltage amplifier 11 and appears at its output as voltage Uii according to line c of FIG. 5. At the output of capacitor C1, voltage Uci occurs after line d of FIG. 5. During the first phase t of the clock, the capacitor Cl is charged to the voltage A U0ff. A means the gain of the AC voltage amplifier 11. During the second phase tb, the charge of the capacitor C1 is transferred to the capacitor C2.
This results in a lowering of the offset voltage Uoff shown in the upper line compared to the constant reference voltage Uref shown in the lower line according to lines b of FIG. 5. As a result, the offset voltage Uov of the operational amplifier 3 is reduced to a very small one by amplifying the AC voltage amplifier 11 reduced certain amount that practically does not limit the usability of this circuit. In order for the control circuit to be stable, the product of the gain A of the AC amplifier 11 should be the ratio of the capacitances of the capacitors C1 and C2 according to the formula:
C1 be less than 2.
C1 + C2
The clock frequency depends on the integration technology used and the use of the operational amplifier 3 to be compensated for in FIG. 4. The two switches S1 and S2 operate synchronously. For good function, it can be advantageous to control the switches S1 and S2 in such a way that the switch S2 is activated somewhat earlier than the switch S1. The resistor 17 has only a current-limiting function when the charge is transferred from the capacitor C1, to the capacitor C2 and when charging Cl. It is therefore only small in size and offers no difficulty when it is implemented in an integrated MOS circuit.
The circuit with common mode switches S1 and S2 and with an inverting AC voltage amplifier 11 acts in the same way as that according to FIG. 4.
The switch S1 according to FIG. 6 operates in an analogous manner to that in FIG. 4, the control being carried out in such a way that the switch S closes in the excited state.
The circuits according to FIGS. 4 and 6 are very simple and can be easily integrated on a chip in any technology. They work reliably and a very small offset voltage, which does not limit the applicability, can be achieved, so that one can speak of a virtually complete compensation of the offset voltage.