**WARNUNG** Anfang DESC Feld konnte Ende CLMS uberlappen **.
PATENTANSPRÜCHE
1. Dual-Mode-Antenne, dadurch gekennzeichnet, dass mit einem einseitig verschlossenen Hohlleiter ein Hornstrahler gebildet ist, mit in dessen Hohlraum angeordnetem Hohlleiter Koaxialleiter-Transformator, zum Zweck, dass sich in der Ebene der Hornöffnung eine elektromagnetische Feldverteilung als Kombination von Ell und H11 Wellenmoden mit parallel angeordneten Feldvektoren ausbildet.
2. Antenne nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter einen kreisförmigen Querschnitt aufweist.
3. Antenne nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass für Linearpolarisation der Hohlleiter-Koaxialleiter Transformator ein Dipol ist.
4. Antenne nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass für Dualpolarisation der Hohlleiter-Koaxialleiter Transformator ein Dipol-Paar ist.
5. Antenne nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass für Zirkularpolarisation der Hohlleiter-Koaxialleiter Transformator eine Helixantenne ist.
6. Antenne nach einem der Patentansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der zum Hohlleiter-Koaxialleiter-Transformator führende Koaxialleiter durch die Hornöffnung verläuft.
7. Verwendung der Dual-Mode-Antenne nach Patentanspruch 1 als Primärstrahler in einem Reflektorantennensystem, wobei der Brennpunkt der Reflektorfläche in den Hohlraum des Hornstrahlers verlegt ist und die Hornstrahleröffnung gegen den Scheitel des Reflektors gerichtet ist.
Eine der wichtigsten Beurteilungskriterien von Antennen ist das Strahldiagramm, das die Bündelung der ganzen einge führten Energie in einer gegebenen Richtung darstellt. In den meisten Fällen ist es erwünscht, dass das Strahlungsdiagramm der Antenne nur eine Keule aufweist, aber die praktische Aus führung zeigt nebst einer Hauptkeule mehrere kleine Keulen oder Nebenzipfel, die in verschiedenen Richtungen orientiert sind. Nebenzipfel bedeuten, dass ein Teil der Energie in unerwünschte Richtungen abgestrahlt wird und als verloren zu betrachten ist.
Zusätzlich zu dieser Verminderung des Wirkungsgrades der Antenne führen Nebenzipfel zu hochfrequenten Störungen innerhalb eines Richtfunknetzes.
Bei üblichen Hornstrahlern wird in der Hornöffnung ein elektrisches Feld erzeugt, durch das am Rand der Öffnung soge nannte Randströme erzeugt werden. Zu den Strahlungseigen schaften bei normaler Feldverteilung in der Hornöffnung bil den diese Randströme zusätzliche Strahler und bilden die
Hauptquelle für weitwinklige Nebenzipfel.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht dementsprechend in der Reduktion der Nebenzipfel, ferner soll mit einem Hornstrahler in koaxialem Aufbau ein axialsymmetrisches Strahlendiagramm ermöglicht werden.
Erfindungsgemäss wird dies bei einer Dual-Mode-Antenne durch die Merkmale des unabhängigen Patentanspruchs 1 erreicht.
Als Stand der Technik wird die sogenannte Splash-Plate Antenne angenommen, bei der jedoch die asymmetrischen Eigenschaften eine Verminderung des Wirkungsgrades der Antenne und starke Nebenzipfel im Strahlungsdiagramm zur
Folge haben.
Nachfolgend wird die Erfindung selbst und es werden Aus führungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert.
Dabei zeigen:
Fig. 1-3 die Kombination von elektrischen Feldvektoren in einem koaxialen Wellenleiter von zwei Mikrowellen-Moden in der Theorie,
Fig. 4, 5 zwei praktische Realisationen des Eii-Modus im koaxialen Wellenleiter durch Ring in Fig. 4 oder Dipol in Fig. 5,
Fig. 6 einen Dipol in einem Hohlleiter für die Erzeugung der zwei Moden nach Fig. 3 gemäss einer praktischen Realisation,
Fig. 7 eine Dual-Mode-Horn-Antenne mit einem rotationssymmetrischen Reflektor,
Fig. 8, 9 eine Anordnung von einem Dipolelement für einen Dual-Mode-Hornstrahler,
Fig. 10, 11 eine Anordnung mit zwei Dipolpaaren im Hornstrahler für eine doppelte Polarisation.
Fig. 12 eine Anordnung mit einer Helix im Hornstrahler für Zirkularpolarisation.
Fig. 13 ein Strahlungsdiagramm einer erfindungsgemässen Dual-Mode-Antenne in 3 Haupt-Polarisationsebenen und die entsprechenden Kreuzpolarisations-Diagramme.
Fig. 14 ein Strahlungsdiagramm eines Parabol-Reflektors, der mittels einer im Brennpunkt angeordneten erfindungsgemässen Dual-Mode-Antenne ausgeleuchtet ist.
Die zwei möglichen Moden sowie ihre erwünschte Kombination sind in Fig. 1-3 dargestellt. Fig. 1 zeigt einen Schnitt durch einen Koaxial-Hohlleiter 11 mit Innenleiter 13, so dimensioniert, dass die Eti-Welle existieren darf. Ähnlich existiert auch die in Fig. 2 gezeigte Hii-Welle im gleichen Wellenleiter 11. Die Pfeile 12 bzw. 14 stellen die elektrischen Feldvektoren der zwei Wellen Ell und Hll dar. Die Kombination der Feldvektoren der Fig. 1 und 2 im Wellenleiter 11 ergeben die Feldverteilung 15 gemäss Fig. 3. Das Ziel dieser Feldverteilung ist: Die Vektorkomponenten, senkrecht zur Referenzebene 16 in Fig. 3, sollen sich durch ihre entgegengesetzte Phase aufheben; die Vektoren parallel zur Referenzebene 16 mit gleicher Phase sollen sich verstärken.
Die Kreuzpolarisations-Leistung kann als Mass für die erreichte Annullierung der Feldvektoren senkrecht zur Referenzebene 16 gelten.
Ein zweites Ergebnis dieser Wellen-Kombination ist: Weil die dimensionelle Abhängigkeit der Eti- und Hii-Wellen in der Öffnung des Hornstrahlers gleich ist, werden Ströme am Rand des Hornstrahlers auf Null reduziert, und hiermit können die resultierenden weitwinklig abgestrahlten Nebenzipfel besonders klein gehalten werden, d.h. die abgestrahlte Energie verbleibt in einer einzelnen axialsymmetrischen Keule, die z.B.
von einem Reflektor aufgefangen werden kann. Fig. 13 zeigt das gemessene Strahldiagramm des Ell + Hll Hornstrahlers.
Die eben erwähnten Eigenschaften sind deutlich zu erkennen.
Solche Ell + Hll Dual-Mode-Hörner sind schon für Hohlleiter/Horn-Systeme in der Vergangenheit entwickelt worden.
Gemäss der Erfindung wird die gewünschte Feldverteilung in der Hornöffnung mittels eines Dipols für die in Fig. 3 gezeigte Geometrie vereinfacht. Für die Erregung von Eii-Wellen wird ein Eii-Generator direkt eingesetzt, d.h. für linear polarisierte (LP) Anwendungen ein Dipol 19 gemäss Fig. 5, oder für den zirkular polarisierten (ZP) Einsatz ein Wendelstrahler (Helix) 110 gemäss Fig. 4. Der normale Wellentyp in der koaxialen Leitung ist die Hll-Welle. Werden nun diese beiden Elemente im Horn 11 zusammengebracht, so bildet sich eine Feldvektorverteilung gemäss Fig. 6 aus. Die Hll- und Eii-Wellen bilden sich in der Ebene des Dipols, und trotz verschiedenen Abstrahlungs Geschwindigkeiten wird das Phasenverhältnis bis zur Hornöffnung nur unwesentlich verändert.
Diese Eigenschaft wird durch die relative Frequenzbandbreite des Strahlungsdiagrammes von etwa 25% gekennzeichnet.
Im Rundhohlleiter sind zwei weitere Wellentypen (Hol, Eol) möglich, die aber infolge der Asymmetrie des Dipols im Horn nicht entstehen können. Bei Vergrösserung der elektrischen Abmessungen des Horns wird die bestehende Feldverteilung
durch ungerade Wellentypen Hmn, Emn (m X n) stark beeinflusst, und somit die Abstrahl-Eigenschaften, besonders der Kreuzpolarisations-Pegel.
Eine Antenne, die aus passiven bilateralen Elementen besteht, kann die Richtung des Signalflusses nicht unterscheiden, also gilt die folgende Beschreibung sowohl für Signalempfang als auch für Signalabstrahlung. Der Empfang elektromagnetischer Energie durch eine Antenne ist in Fig. 7 durch Pfeile 21 dargestellt. Die Bündelung dieser Energie erfolgt durch den Reflektor 22 zum Brennpunkt 23 hin. Der Hornstrahler ist in diesem Punkt 23 angeordnet, um möglichst viel von dieser HF-Energie aufzunehmen. Das HF-Signal wird dann auf den koaxialen Wellenleiter 24 eingespeist und zu dem am Reflektorvertex montierten Verbinder 25 geführt.
Im Prinzip ist der Hornstrahler 31 in Fig. 8 ein Koaxial Hohlleiter-Übergang. Anstatt das Signal nun vom Rundhohlleiter über einen Monopol auf eirie seitlich am Rundhohlleiter angeordnete Koaxialleitung zu führen, wird es über einen symmetrischen Dipol auf eine von vorne durch die Hornöffnung geführte Koaxialleitung umgesetzt. Runde Hohlleiter können verschiedene Moden von HF-Signalen übertragen. Die in diesem Rundhohlleiter oder Horn, in dem sich eine koaxiale Zuführung befindet, möglichen Wellentypen sind durch die E110 und H110 Typen gekennzeichnet, wie Fig. 1-6 zeigen. Die vom Reflektor 22 aufgefangene Welle wird zum Dipol 33 geführt. Ein Teil des Signals läuft weiter zur Rückwand 34 des Horns 31, wird dort reflektiert und verstärkt damit das Dipolfeld.
Angepasst an die Koaxialleitung 32, wandelt der Dipol 33 dieses Signals in den TEM-Wellen-Typ um. Die Koaxialleitung 32 führt das Signal zum Verbinder 35. Zur Erleichterung der Anpassung des Dipols 33 wird ein Schlitz 37 in den Aussenleiter 38 des Koaxialleiters 32 eingefräst und der Innenleiter mit Streifen 39 zum Aussenleiter 38 kurzgeschlossen.
Um das Horn 31 vom Dipol 33 und dem Koaxialleiter 32 elektrisch isoliert zu haltern, wird der Dipol 33 in einer bestimmten mechanischen Lage bezüglich des Horns 31 mit Polyurethan-Hartschaum 36 fixiert.
Varianten dieser ersten Ausführungsform sind in Fig. 10-12 dargestellt. Anstelle des einen Dipols 33 gemäss Fig. 8 und 9 und entsprechend des einen Koaxialleiters 32 können vier parallel verlaufende Koaxialleiter 53, 54, 55, 56 vorgesehen sein, die mittels zweier Leistungsteiler 57, 58 in zwei unabhängige Signalkanäle unterteilt sein können und als solche mit zwei Steckanschlüssen 510, 511 verbunden sind.
Jeder dieser Koaxialleiter ist mit einem Monopol versehen, derart, dass zwei Paare von sich diametral gegenüberliegenden Monopolen zwei senkrecht aufeinanderstehende Dipole 51, 52 bilden. Diese Anordnung bildet somit einen dual polarisierten Strahler.
Die geringe Kreuzpolarisations-Komponente des einzelnen Dipols erlaubt, zwei in der Polarisation um 90 verdrehte Signale gleichzeitig und unabhängig voneinander zu behandeln.
Hier ist festzuhalten, dass dieses Antennensystem die Bedingungen für gleichzeitiges Senden und Empfangen erfüllt.
Eine weitere Variante ist in Fig. 12 dargestellt. Der Dipol 33 in Fig. 8, 9 ist durch eine Wendel 41 ersetzt. Von dieser Wendel ist das eine Ende in gleicher Art wie bei den vorbeschriebenen Varianten mit dem Innenleiter des Koaxialleiters 32 verbunden. Diese Anordnung ergibt einen zirkular polarisierten Strahl leer.
Für den Einsatz in einem Parabol-Reflektor mit einer Brennweite = 303,6 mm, einem Durchmesser = 920 mm, bei einer Frequenz f = 4,7 GHz (+ 300 MHz) wurde ein Dual Mode-Horn gebaut.
Die ungefähre Dimensionierung für diesen spezifischen Fall war wie folgt (siehe auch Fig. 8):
Horndurchmesser D = 65 mm
Hornlänge H = 65 mm
Dipollänge P = 20 mm
Abstand Dipol/Hornrückwand d = 12,5 mm
Koaxialkabel 50 Ohm, semi-rigid 0,325 inch
Schlitzlänge L = 12,9 mm
Elektrische Eigenschaften des Dual-Mode-Horns:
Reflektion -25 db
Dämpfung weniger 0,3 db
Antennendiagramm gemäss Fig. 13
Das Antennendiagramm Fig. 13 zeigt drei Haupt-Polarisations-Schnitte 81, 82, 83 für vertikal, 45" und horizontal, deren Verhältnis zueinander darauf hinweist, dass das Antennendiagramm des Horns eine gute axiale Rotationssymmetrie besitzt.
In der unteren Hälfte des Antennendiagramms ist das kreuzpolarisierte Strahlungsdiagramm 84, 85, 86, die in 90 zu den eben erwähnten Haupt-Polarisations-Schnitten aufgezeichnet wurden - der maximale Pegel liegt bei weniger als -20 db und bei 0 Winkel (d.h. in der Antennen-Achse) weniger -50 db.
Fig. 14 zeigt das Strahlungsdiagramm einer symmetrischen Parabolantenne mit einem Hornstrahler gemäss Fig. 8 im Brennpunkt 23 angeordnet. Die Haupt-Polarisations-Schnitte 91, 92, 93 entsprechen denen in Fig. 13. Die Kreuz-Polarisationsstrahlungsdiagramme sind durch Kurven 94, 95, 96 dargestellt.
In diesem Beispiel wird 65% der vom Horn gestrahlten Energie auf nützliche Art durch den Reflektor gebündelt; 35 % Verluste entstehen durch Dämpfung in der Koaxialleitung, Energie die am Reflektorrand vorbeistrahlt, ungleichmässige Feldverteilung über der Reflektoröffnung und Streuung durch mechanische Ungenauigkeiten.
** WARNING ** beginning of DESC field could overlap end of CLMS **.
PATENT CLAIMS
1. Dual-mode antenna, characterized in that a horn is formed with a waveguide closed on one side, with a hollow conductor arranged in the hollow conductor of the coaxial conductor transformer, for the purpose that in the plane of the horn opening there is an electromagnetic field distribution as a combination of Ell and H11 wave modes with field vectors arranged in parallel.
2. Antenna according to claim 1, characterized in that the waveguide has a circular cross section.
3. Antenna according to claim 2, characterized in that for linear polarization the waveguide-coaxial transformer is a dipole.
4. Antenna according to claim 2, characterized in that for dual polarization the waveguide-coaxial transformer is a dipole pair.
5. Antenna according to claim 2, characterized in that for circular polarization the waveguide-coaxial transformer is a helical antenna.
6. Antenna according to one of the claims 3 to 5, characterized in that the coaxial conductor leading to the waveguide-coaxial transformer extends through the horn opening.
7. Use of the dual-mode antenna according to claim 1 as a primary radiator in a reflector antenna system, wherein the focal point of the reflector surface is moved into the cavity of the horn antenna and the horn antenna opening is directed against the apex of the reflector.
One of the most important assessment criteria for antennas is the beam diagram, which shows the bundling of all the energy introduced in a given direction. In most cases, it is desirable that the radiation pattern of the antenna has only one lobe, but the practical embodiment shows, in addition to a main lobe, several small lobes or side lobes that are oriented in different directions. Side lobes mean that part of the energy is emitted in undesired directions and can be regarded as lost.
In addition to this reduction in the efficiency of the antenna, side lobes lead to high-frequency interference within a microwave network.
In conventional horns, an electric field is generated in the horn opening, so-called edge currents are generated at the edge of the opening. In addition to the radiation properties with normal field distribution in the horn opening, these boundary currents form additional emitters and form the
Main source for wide-angled lobes.
Accordingly, the object of the present invention is to reduce the side lobes; furthermore, an axially symmetrical beam diagram is to be made possible with a horn radiator in a coaxial structure.
According to the invention, this is achieved in a dual-mode antenna by the features of independent patent claim 1.
The so-called splash-plate antenna is assumed to be the state of the art, but the asymmetrical properties of the antenna reduce the efficiency of the antenna and strong side lobes in the radiation diagram
Have consequence.
In the following, the invention itself and examples of the invention are explained with reference to the drawing.
Show:
1-3 the combination of electric field vectors in a coaxial waveguide of two microwave modes in theory,
4, 5 two practical realizations of the Eii mode in the coaxial waveguide by ring in Fig. 4 or dipole in Fig. 5,
6 shows a dipole in a waveguide for generating the two modes according to FIG. 3 according to a practical implementation,
7 shows a dual-mode horn antenna with a rotationally symmetrical reflector,
8, 9 an arrangement of a dipole element for a dual-mode horn,
10, 11 an arrangement with two dipole pairs in the horn for a double polarization.
Fig. 12 shows an arrangement with a helix in the horn for circular polarization.
13 shows a radiation diagram of a dual-mode antenna according to the invention in 3 main polarization planes and the corresponding cross-polarization diagrams.
14 shows a radiation diagram of a parabolic reflector which is illuminated by means of an inventive dual-mode antenna arranged in the focal point.
The two possible modes and their desired combination are shown in Fig. 1-3. Fig. 1 shows a section through a coaxial waveguide 11 with inner conductor 13, dimensioned so that the Eti wave may exist. Similarly, the Hii wave shown in FIG. 2 also exists in the same waveguide 11. The arrows 12 and 14 respectively represent the electrical field vectors of the two waves Ell and Hll. The combination of the field vectors of FIGS. 1 and 2 in the waveguide 11 results in the 3. The field distribution 15 according to FIG. 3. The goal of this field distribution is: The vector components, perpendicular to the reference plane 16 in FIG. 3, should cancel each other out due to their opposite phase; the vectors parallel to the reference plane 16 with the same phase are to be amplified.
The cross-polarization power can be used as a measure of the cancellation of the field vectors perpendicular to the reference plane 16.
A second result of this combination of waves is that because the dimensional dependence of the Eti and Hii waves in the opening of the horn is the same, currents at the edge of the horn are reduced to zero, and the resulting wide-angled side lobes can be kept particularly small , ie the radiated energy remains in a single axially symmetrical lobe, e.g.
can be caught by a reflector. 13 shows the measured beam diagram of the Ell + Hll horn.
The properties just mentioned are clearly visible.
Such Ell + Hll dual-mode horns have been developed for waveguide / horn systems in the past.
According to the invention, the desired field distribution in the horn opening is simplified by means of a dipole for the geometry shown in FIG. 3. An Eii generator is used directly to excite Eii waves, i.e. for linearly polarized (LP) applications a dipole 19 according to FIG. 5, or for circularly polarized (ZP) use a helix 110 according to FIG. 4. The normal wave type in the coaxial line is the Hll wave. If these two elements are brought together in the horn 11, a field vector distribution according to FIG. 6 is formed. The Hll and Eii waves are formed in the plane of the dipole, and despite different radiation speeds, the phase relationship up to the horn opening is only slightly changed.
This property is characterized by the relative frequency bandwidth of the radiation diagram of approximately 25%.
Two further types of wave (Hol, Eol) are possible in the circular waveguide, but these cannot arise due to the asymmetry of the dipole in the horn. When the electrical dimensions of the horn are enlarged, the existing field distribution becomes
strongly influenced by odd wave types Hmn, Emn (m X n), and thus the radiation properties, especially the cross-polarization level.
An antenna consisting of passive bilateral elements cannot distinguish the direction of the signal flow, so the following description applies to both signal reception and signal radiation. The reception of electromagnetic energy by an antenna is shown in FIG. 7 by arrows 21. This energy is bundled by the reflector 22 towards the focal point 23. The horn is arranged at this point 23 in order to absorb as much of this RF energy as possible. The RF signal is then fed onto the coaxial waveguide 24 and led to the connector 25 mounted on the reflector vertex.
In principle, the horn emitter 31 in FIG. 8 is a coaxial waveguide transition. Instead of routing the signal from the circular waveguide via a monopole to a coaxial line arranged on the side of the round waveguide, it is converted via a symmetrical dipole to a coaxial line guided from the front through the horn opening. Round waveguides can transmit different modes of RF signals. The possible shaft types in this circular waveguide or horn, in which there is a coaxial feed, are identified by the E110 and H110 types, as shown in FIGS. 1-6. The wave captured by the reflector 22 is guided to the dipole 33. Part of the signal continues to the rear wall 34 of the horn 31, is reflected there and thus strengthens the dipole field.
Adapted to the coaxial line 32, the dipole 33 converts this signal into the TEM wave type. The coaxial line 32 leads the signal to the connector 35. To facilitate the adaptation of the dipole 33, a slot 37 is milled into the outer conductor 38 of the coaxial conductor 32 and the inner conductor is short-circuited with strips 39 to the outer conductor 38.
In order to keep the horn 31 electrically insulated from the dipole 33 and the coaxial conductor 32, the dipole 33 is fixed in a certain mechanical position with respect to the horn 31 with rigid polyurethane foam 36.
Variants of this first embodiment are shown in Figs. 10-12. Instead of the one dipole 33 according to FIGS. 8 and 9 and corresponding to the one coaxial conductor 32, four parallel coaxial conductors 53, 54, 55, 56 can be provided, which can be divided into two independent signal channels by means of two power dividers 57, 58 and as such with two plug connections 510, 511 are connected.
Each of these coaxial conductors is provided with a monopole such that two pairs of diametrically opposed monopoles form two dipoles 51, 52 which are perpendicular to one another. This arrangement thus forms a dual polarized radiator.
The low cross-polarization component of the individual dipole allows two signals that are polarized by 90 to be treated simultaneously and independently of one another.
It should be noted here that this antenna system fulfills the conditions for simultaneous transmission and reception.
Another variant is shown in FIG. 12. The dipole 33 in FIGS. 8, 9 is replaced by a helix 41. One end of this helix is connected to the inner conductor of the coaxial conductor 32 in the same manner as in the previously described variants. This arrangement gives a circularly polarized beam empty.
A dual mode horn was built for use in a parabolic reflector with a focal length = 303.6 mm, a diameter = 920 mm, and a frequency f = 4.7 GHz (+ 300 MHz).
The approximate dimensioning for this specific case was as follows (see also Fig. 8):
Horn diameter D = 65 mm
Horn length H = 65 mm
Dipole length P = 20 mm
Distance dipole / horn rear wall d = 12.5 mm
Coaxial cable 50 ohm, semi-rigid 0.325 inch
Slot length L = 12.9 mm
Electrical properties of the dual mode horn:
Reflection -25 db
Attenuation less than 0.3 db
Antenna diagram according to FIG. 13
The antenna diagram in FIG. 13 shows three main polarization sections 81, 82, 83 for vertical, 45 "and horizontal, the relationship of which to one another indicates that the antenna diagram of the horn has good axial rotational symmetry.
In the lower half of the antenna diagram is the cross-polarized radiation pattern 84, 85, 86, which were recorded in 90 for the main polarization cuts just mentioned - the maximum level is less than -20 db and 0 angle (ie in the antenna -Axis) less -50 db.
FIG. 14 shows the radiation diagram of a symmetrical parabolic antenna with a horn antenna according to FIG. 8 arranged in the focal point 23. The main polarization cuts 91, 92, 93 correspond to those in FIG. 13. The cross-polarization radiation diagrams are represented by curves 94, 95, 96.
In this example 65% of the energy radiated by the horn is bundled in a useful way by the reflector; 35% losses result from damping in the coaxial line, energy that shines past the edge of the reflector, uneven field distribution over the reflector opening and scattering due to mechanical inaccuracies.