CH615543A5

CH615543A5 - Method and circuit arrangement for transmitting broadband audio signals by means of a baseband vocoder

Info

Publication number: CH615543A5
Application number: CH166577A
Authority: CH
Inventors: Jaroslav Blahna
Original assignee: Int Standard Electric Corp
Priority date: 1976-02-11
Filing date: 1977-02-11
Publication date: 1980-01-31
Also published as: DE2605306A1; IT1078063B; IE44880B1; ES455836A1; IE44880L; ZA77674B; GB1520715A; DE2605306C2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine dazugehörige Schaltungsanordnung zur Übertragung von breitbandigen Tonsignalen mittels eines Basisband-Vocoders gemäss dem Oberbegriff des ersten Anspruchs. The invention relates to a method and an associated circuit arrangement for the transmission of broadband audio signals by means of a baseband vocoder according to the preamble of the first claim.

Basisband-Vocoder sind an sich bekannt. Es sei hierzu auf die kurze Zusammenfassung auf Seiten 331 und 332 des Buches von Dr.-Ing. E. Hölzler und Dr.-Ing. D.Thierbach: «Nachrichtenübertragung. Grundlagen und Technik» Berlin 1966 und den ausführlicheren Aufsatz von M. R. Schröder und E. E. David: «A Vocoder for transmitting 10 Kc/s speech over a 3,5 Kc/s Channel» in der Zeitschrift «Acustica», Vol. 10 ( 1960), S. 35...43, verwiesen. Das CH-Patent Nr. 575 686 behandelt nun die Frage der Kompatibilität eines Basisband-Vocodersignals für den Empfang des Basisbandes allein durch einen Empfänger ohne Decodierungseinrichtungen. Es wird hier die Lehre gegeben, die Signale für die codierte Übertragung des oberen Frequenzbandes und die Synchronisierungssignale mit soweit herabgesetztem Pegel zu übertragen, dass sie durch die Signale des Baseband vocoders are known per se. Please refer to the short summary on pages 331 and 332 of the book by Dr.-Ing. E. Hölzler and Dr.-Ing. D.Thierbach: «Message transmission. Fundamentals and technology »Berlin 1966 and the more detailed article by MR Schröder and EE David:« A Vocoder for transmitting 10 Kc / s speech over a 3.5 Kc / s Channel »in the magazine« Acustica », Vol. 10 (1960) , Pp. 35 ... 43. CH Patent No. 575 686 now deals with the question of the compatibility of a baseband vocoder signal for the reception of the baseband solely by a receiver without decoding devices. There is the teaching here to transmit the signals for the coded transmission of the upper frequency band and the synchronization signals at such a reduced level that they are replaced by the signals of the

Basisbandes verdeckt werden und akustisch nicht mehr wahrnehmbar sind. So wird dann mit einem Empfänger ohne Decodierungseinrichtungen akustisch nur das Basisband allein wahrgenommen und die darüber liegenden Übertragungsanteile bleiben verdeckt. Da die Synchronisierungssignale auch während der Pausen des Nutzsignales übertragen werden müssen, also zu Zeiten, da keine Basisbandkomponenten zum Verdek-ken vorhanden sind, muss ihr Pegel so niedrig sein, dass sie akustisch auch dann nicht störend wahrnehmbar .sind. Das heisst in der Praxis aber dass ihr Pegel dann kleiner oder gleich dem des Systemrauschens sein muss. Baseband are covered and are no longer audible. Thus, with a receiver without decoding devices, only the baseband alone is perceived acoustically and the transmission components above it remain hidden. Since the synchronization signals must also be transmitted during the pauses of the useful signal, i.e. at times when there are no baseband components to cover, their level must be so low that they are not audibly perceptible even then. In practice, however, this means that their level must then be less than or equal to that of the system noise.

Die vorliegende Erfindung stellt sich zur Aufgabe, bei einem kompatiblen Basisband-Vocoder ein Verfahren für eine einfache und sichere Synchronisierung bei einer Übertragung der Augenblickswerte der Energieverteilung im Zeitmultiplex und die dazu benötigte Schaltungsanordnung anzugeben. Die Lösung der Aufgabe ist den unabhängigen Ansprüchen zu entnehmen. The object of the present invention is to provide, in the case of a compatible baseband vocoder, a method for simple and reliable synchronization when transmitting the instantaneous values of the energy distribution in time division multiplex, and the circuit arrangement required for this. The solution to the problem can be found in the independent claims.

Die Erfindung soll nun an Hand der in den Figuren dargestellten Beispiele ausführlich beschrieben werden. Es zeigt dabei: The invention will now be described in detail using the examples shown in the figures. It shows:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der Sendeseite eines kompatiblen Basisband-Vocoders mit der erfindungsgemässen Erzeugung des modulierten Pilotsignals und des trägerfrequenten Synchronisiersignales. Fig. 1 is a block diagram of the transmission side of a compatible baseband vocoder with the inventive generation of the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronizing signal.

Fig. 2 ein Blockschaltbild der Empfangsseite eines kompatiblen Basisband-Vocoders, in dem die erfindungsgemässen Demodulationseinrichtungen für das modulierte Pilotsignal und das trägerfrequente Synchronisiersignal nur angedeutet sind. 2 shows a block diagram of the receiving end of a compatible baseband vocoder, in which the demodulation devices according to the invention for the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal are only indicated.

Fig. 3 als Blockschaltbild den Modulatorteil der Fig. 1 mehr im Detail. Fig. 3 as a block diagram the modulator part of Fig. 1 in more detail.

Fig. 4 als Blockschaltbild den Demodulatorteil der Fig. 2. 4 is a block diagram of the demodulator part of FIG. 2.

Fig. 5-9 Realisationen für den Phasenschieber PS in den Fig. 1,3 und 4. 5-9 realizations for the phase shifter PS in FIGS. 1, 3 and 4.

Fig. 10 als Blockschaltbild ein Beispiel für die Ableitung der benötigten Frequenzen von der eines gemeinsamen Generators durch Teilung auf der Sendeseite. 10 is a block diagram showing an example of the derivation of the required frequencies from that of a common generator by division on the transmission side.

In Fig. 1, die die Sendeseite eines kompatiblen Basisbandvocoders als Blockschaltbild zeigt, wird aus dem zu übertragenden breitbandigen Musik- oder Sprachsignal mittels eines Tiefpasses LP das Basisband ausgefiltert. Bandpässe BPl...BPn teilen das darüber liegende obere Frequenzband in n Kanäle auf, von denen die Augenblickswerte der Energieverteilung durch Gleichrichtung mittels Pegeldetektoren LDl.JLDn gewonnen werden. Die Ausgänge dieser Pegeldetektoren sind mit den Schaltstufen l...n eines Abtastschalters SS verbunden, der die Pegeldetektoren sequentiell abtastet und die Abtastwerte dann einem Modulator Ml im Zeitmultiplex als Modulationssignal anliefert. Dieser Modulator Ml erhält seinen Träger von einem Pilotgenerator PG. Das modulierte Pilotsignal wird einem Summierglied SD zugeführt. Wenn es als Einseitenbandsignal übertragen werden soll, hat es vorher noch ein nicht dargestelltes Einseitenbandfilter durchlaufen. An einem anderen Eingang des Summiergliedes SD liegt das vom Ausgang des Tiefpasses LP gelieferte Basisband an. In Fig. 1, which shows the transmission side of a compatible baseband vocoder as a block diagram, the baseband is filtered out from the broadband music or speech signal to be transmitted by means of a low pass LP. Bandpasses BPl ... BPn divide the upper frequency band above it into n channels, from which the instantaneous values of the energy distribution are obtained by rectification using level detectors LDl.JLDn. The outputs of these level detectors are connected to the switching stages 1 ... n of a sampling switch SS, which scans the level detectors sequentially and then supplies the sampling values to a modulator Ml in time division multiplex as a modulation signal. This modulator M1 receives its support from a pilot generator PG. The modulated pilot signal is fed to a summing element SD. If it is to be transmitted as a single-sideband signal, it has previously passed through a single-sideband filter, not shown. The baseband supplied by the output of the low pass LP is present at another input of the summing element SD.

Einem Taktgenerator TG wird das Taktsignal zum Weiterschalten des Abtastschalters entnommen. Da auf der Empfangsseite ein Verteiler synchron zu diesem Abtastschalter betrieben werden muss, muss ein Synchronisiersignal mit ausgesendet werden. Hierzu wird das Taktsignal in einem Frequenzteiler FDS durch den Faktor 2n geteilt und mittels eines Tiefpasses LPS aus dem Ausgangssignal des Frequenzteilers FDS die Grundwelle ausgesiebt. Nach dem CH-Patent Nr. 575 686 sollte diese Grundwelle dann ebenfalls dem Pilotsignal aufmoduliert werden, was aber auf der Empfangsseite infolge des geringen zulässigen Pegels für das Synchronisiersignal die Démodulation erschwerte. Erfindungsgemäss wird deshalb in The clock signal for advancing the sampling switch is taken from a clock generator TG. Since a distributor must be operated synchronously with this sampling switch on the receiving side, a synchronization signal must also be transmitted. For this purpose, the clock signal in a frequency divider FDS is divided by the factor 2n and the fundamental wave is sifted out from the output signal of the frequency divider FDS using a low-pass filter LPS. According to Swiss Patent No. 575 686, this fundamental wave should then also be modulated onto the pilot signal, which, however, made the demodulation difficult on the receiving side due to the low permissible level for the synchronization signal. According to the invention is therefore in

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

615543 615543

einem zweiten Modulator M2 das um 90° in der Phase verschobene Pilotsignal mit dem Synchronisiersignal moduliert. In der Figur ist das durch den Phasenschieber PS versinnbildlicht. Das Ausgangssignal des zweiten Modulators M2 wird ebenfalls einem Eingang des Summiergliedes SD zugeführt. Es hätte hierbei nahegelegen für die getrennte Übertragung von Augenblickswerten und Synchronisiersignalen die sogenannte Qua-drature-Modulation gemäss DT-PS 1 083 336 oder der DT-OS 2 413 500 einzusetzen, was jedoch auch eine exakte 90° Phasenverschiebung der relativ breitbandigen Augenblickswertsignale erfordert hätte. Ohne dadurch gegenüber dem angewandten Verfahren ins Gewicht fallende Vorteile erzielen zu können, hätte dieses zu einer nicht unbeträchtlichen Aufwandver-grösserung geführt, was insbesondere auf der Empfangsseite ins Gewicht gefallen wäre. a second modulator M2 modulates the pilot signal shifted by 90 ° in phase with the synchronization signal. In the figure, this is symbolized by the phase shifter PS. The output signal of the second modulator M2 is also fed to an input of the summing element SD. It would have been obvious to use the so-called quadrature modulation according to DT-PS 1 083 336 or DT-OS 2 413 500 for the separate transmission of instantaneous values and synchronization signals, but this would also have required an exact 90 ° phase shift of the relatively broadband instantaneous value signals . Without being able to achieve any significant advantages over the method used, this would have led to a not inconsiderable increase in expenditure, which would have been particularly important on the reception side.

Fig. 2 zeigt nun die Empfangsseite eines kompatiblen Basisband-Vocoders, bei der die erfindungsgemässen Demodula-tionseinrichtungen für das modulierte Pilotsignal und das trägerfrequente Synchronisiersignal nur angedeutet sind. Da ja voraussetzungsmässig die Pegel vom modulierten Pilotsignal und Synchronisiersignal so niedrig sind, dass sie von den Basisbandsignalen verdeckt werden und so akustisch nicht mehr hörbar sind, kann empfangsseitig das ganze empfangene Band einem Eingang eines Summiergliedes SD zugeführt werden. Ausserdem werden durch einen Bandpass BP das modulierte Pilotsignal und das Synchronisiersignal ausgefiltert und in einer Demodulationseinheit DME die Augenblickswerte der Energieverteilung und das Synchronisiersignal durch Zusatz der wiedergewonnenen, um 90° gegeneinander versetzten Träger voneinander getrennt zurückgewonnen. Die Augenblickswerte der Energieverteilung werden dem Mittenkontakt eines Verteilers D zugeführt, der sie synchron zur Sendeseite in die den einzelnen Kanälen l...n jeweils zugeordneten Speicher Spl...Spn einspeichert. Der Synchronlauf wird dadurch sichergestellt, dass der Takt für die Verteilerweiterschaltung von den mitübertragenen Synchronisierzeichen abgeleitet wird, wozu Modulator VS, Tiefpass LPS, steuerbarer Taktgenerator TG und Frequenzteiler FDS dienen. In bekannter Weise wird dann durch den Speicherinhalt der Speicher Sp 1 ...Spn mittels der Modulatoren Ml...Mn die Lautstärke von den Ersatzstromquellen EGl...EGn eingestellt und die so erhaltenen Ersatzsignale an die anderen Eingänge des Summiergliedes DS angelegt, an dessen Ausgang dann das wiederhergestellte breitbandige Signal abgenommen und über einen nicht dargestellten Verstärker einem Lautsprecher zugeführt wird. 2 now shows the receiving side of a compatible baseband vocoder, in which the demodulation devices according to the invention for the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal are only indicated. Since the levels of the modulated pilot signal and synchronization signal are so low that they are covered by the baseband signals and are therefore no longer audible acoustically, the entire received band can be fed to an input of a summing element SD on the receiving side. In addition, the modulated pilot signal and the synchronizing signal are filtered out by a bandpass BP and the instantaneous values of the energy distribution and the synchronizing signal are recovered separately from one another in a demodulation unit DME by adding the recovered carriers which are offset by 90 °. The instantaneous values of the energy distribution are fed to the center contact of a distributor D, which stores them synchronously with the transmission side in the memories Spl ... Spn assigned to the individual channels 1 ... n. The synchronous operation is ensured by the fact that the clock for the distributor switching is derived from the synchronizing characters that are also transmitted, for which purpose modulator VS, low pass LPS, controllable clock generator TG and frequency divider FDS are used. In a known manner, the volume of the backup power sources EGl ... EGn is then set by the memory content of the memories Sp 1 ... Spn by means of the modulators Ml ... Mn and the replacement signals thus obtained are applied to the other inputs of the summing element DS the output of which is then removed from the restored broadband signal and fed to a loudspeaker via an amplifier (not shown).

Fig. 3 zeigt nun das Modulatorteil der in Fig. 1 dargestellten Sendeseite eines erfindungsgemässen kompatiblen Basisband-Vocoders mit mehr Details. Für mit denen der Fig. 1 übereinstimmende Baugruppen werden die gleichen Bezugszeichen verwendet. Mit (A) ist in beiden Figuren, Fig. 1 und 3 der Modulationseingang des Modulators Ml, an dem die Ausgangssignale des Abtastschalters SS anliegen, bezeichnet, (B) ist der Punkt des Abtastschalters SS, an den die Taktfrequenz für das Weiterschalten angelegt ist, und (C) der Ausgang des Summiergliedes SD, dem das Vocodersignal entnommen wird. Nur in Fig. 3 ist nun mit (1) der Eingang des 90° Phasengliedes PS, mit (2) der Trägereingang des Modulators M1 und der des Modulators M2 mit (3) bezeichnet. FIG. 3 now shows the modulator part of the transmitting side of a compatible baseband vocoder according to the invention shown in FIG. 1 with more details. The same reference numerals are used for modules which correspond to those in FIG. 1. With (A) in both figures, Fig. 1 and 3, the modulation input of the modulator Ml, to which the output signals of the sampling switch SS are present, (B) is the point of the sampling switch SS, to which the clock frequency for switching is applied , and (C) the output of the summing element SD, from which the vocoder signal is taken. Only in Fig. 3 is now (1) the input of the 90 ° phase element PS, with (2) the carrier input of the modulator M1 and that of the modulator M2 with (3).

Das Ausgangssignal des Pilotgenerators PG liegt nun einmal am Trägereingang (2) des Modulators Ml an, in dem es durch die am Modulationseingang (A) dieses Modulators anliegenden, durch den Abtastschalter SS im Zeitmultiplex angeordneten Abtastwerte der n Pegeldetektoren LDl...LDn moduliert wird. Ferner liegt das Ausgangssignal des Pilotgenerators PG am Eingang des Phasengliedes PS, das es um 90° in der Phase dreht und dann dem Trägereingang (3) des Modulators M2 zuführt. Aus dem Ausgangssignal des Pilotgenerators wird mittels eines Frequenzteilers FDT das Taktsignal für den Abtastschalter und aus diesem dann mittels der Frequenzteilers FDS und des Tiefpassfilters LPS das Synchronisiersignal gewonnen, was später an Hand der Fig. 10 ausführlich beschrieben wird. The output signal of the pilot generator PG is now present at the carrier input (2) of the modulator Ml, in which it is modulated by the sampling values of the n level detectors LD1 ... LDn arranged at the modulation input (A) of this modulator and arranged by the sampling switch SS in time division multiplex . Furthermore, the output signal of the pilot generator PG is at the input of the phase element PS, which rotates it in phase by 90 ° and then feeds it to the carrier input (3) of the modulator M2. The clock signal for the sampling switch is obtained from the output signal of the pilot generator by means of a frequency divider FDT and from this then the synchronization signal is obtained by means of the frequency divider FDS and the low-pass filter LPS, which will be described in detail later with reference to FIG. 10.

Fig. 4 zeigt nun das Demodulatorteil der in Fig. 2 dargestellten Empfangsseite eines erfindungsgemässen kompatiblen Basisband-Vocoders als Blockschaltbild. Auch hier werden für mit denen der Fig. 2 übereinstimmende Baugruppen die gleichen Bezugszeichen verwendet. In beiden Figuren, Fig. 2 und 4 ist mit (D) der Eingang für das zu demodulierende Signal der beiden Demodulatoren DM1 und DM2 bezeichnet sowie mit (E) bzw. (F) der Ausgang des dem Demodulator DM1 bzw. DM2 nachgeschalteten Tiefpasses LP1 bzw. LP2. Mit (1) ist der Eingang eines 90° Phasengliedes PS und mit (2) bzw. (3) der Trägereingang des Demodulators DM 1 bzw. DM2 bezeichnet. Für das Demodulatorteil der Empfangsseite sei dabei unterstellt, dass von der Sendeseite das die Abtastwerte der n Pegeldetektoren im Zeitmultiplex als Modulation enthaltende Signal als Einseitenbandsignal mit unterdrücktem Träger ausgesendet wird, dagegen das die Synchronisierfrequenz als Modulation enthaltende Signal als Zweiseitenbandsignal mit mitübertragenem Träger. Aus dem trägerfrequenten Synchronisiersignal muss dann auf der Empfangsseite der Träger wiedergewonnen werden, der dann nach 90° Phasendrehung auch zur Démodulation des Einseitenbandsignales verwendet wird. Deshalb wird bei der Anordnung nach Fig. 4 mittels des Bandpasses 4 aus dem empfangenen Signalgemisch moduliertes Pilotsignal mit den Amplitudenwerten im Zeitmultiplex und trägerfrequentes Synchronisiersignal ausgefiltert und dem Eingang (D) der beiden Demodulatoren DM1 und DM2 zugeführt. Dem Trägereingang (2) des Demodulators DM1 wird das Ausgangssignal eines regelbaren Oszillators VCO zugeführt, an dessen Stelleingang über einen sehr schmalbandigen Tiefpass LP3 von etwa 0,5 Hz Bandbreite der von der Phasenlage zwischen Träger des zu demodulierenden Signales und Demodulationsträger abhängige Gleichstromanteil des Demodulationsproduktes anliegt und so den Phasenunterschied auf den Wert null bis auf einen unvermeidbaren geringen Regelschlupf nachstellt. Dem Ausgang (E) des Tiefpasses LP1 mit etwa 40 Hz Bandbreite wird dann das demodulierte Synchronisiersignal entnommen. Das Ausgangssignal des regelbaren Oszillators VCO liegt ferner am Eingang (1) des 90° Phasengliedes PS, so dass es auch mit dieser Phasenverschiebung am Trägereingang (3) des Demodulators DM2 anliegt. Dem Ausgang dieses Demodulators ist ein Tiefpass LP2 mit etwa 400 Hz Bandbreite nachgeschaltet, dessen Ausgang (3) die demodulierten Abtastwerte der sendeseiti-gen Pegeldetektoren entnommen und dem Verteiler D der Fig. 2 zugeführt werden. Da es sich bei dem Demodulationsvor-gang in beiden Demodulatoren DM1 und DM2 um eine Syn-chrondemodulation handelt, bleiben die Modulationsprodukte weitgehend von Störfrequenzen unbeeinflusst, was auch jeweils für die modulierte Pilotfrequenz und die trägerfrequenten Synchronisierzeichen, deren Träger ja in Quadratur zueinander stehen, zutrifft. FIG. 4 shows the demodulator part of the receiving side of a compatible baseband vocoder according to the invention shown in FIG. 2 as a block diagram. Here, too, the same reference numerals are used for modules that match those in FIG. 2. In both figures, FIGS. 2 and 4, (D) denotes the input for the signal to be demodulated from the two demodulators DM1 and DM2, and (E) and (F) the output of the low-pass filter LP1 connected downstream of the demodulator DM1 and DM2 or LP2. With (1) the input of a 90 ° phase element PS and with (2) or (3) the carrier input of the demodulator DM 1 or DM2 is designated. For the demodulator part of the receiving end, it is assumed that the signal containing the samples of the n level detectors in time-division multiplexing is transmitted as a single-sideband signal with the carrier suppressed, while the signal containing the synchronization frequency as the modulation is transmitted as a double-sideband signal with the carrier transmitted. The carrier must then be recovered from the carrier-frequency synchronizing signal, which carrier is then used after 90 ° phase rotation for the demodulation of the single-sideband signal. Therefore, in the arrangement according to FIG. 4, the pilot signal modulated from the received signal mixture with the amplitude values in time division multiplex and carrier-frequency synchronizing signal is filtered out by means of the bandpass filter 4 and fed to the input (D) of the two demodulators DM1 and DM2. The carrier input (2) of the demodulator DM1 is supplied with the output signal of a controllable oscillator VCO, at the actuating input of which a DC band component of the demodulation product, which is dependent on the phase position between the carrier of the signal to be demodulated and the demodulation carrier, is applied via a very narrow-band low pass LP3 of approximately 0.5 Hz bandwidth and so adjusts the phase difference to zero except for an unavoidable low control slip. The demodulated synchronization signal is then taken from the output (E) of the low pass LP1 with a bandwidth of approximately 40 Hz. The output signal of the controllable oscillator VCO is also at the input (1) of the 90 ° phase element PS, so that it is also present with this phase shift at the carrier input (3) of the demodulator DM2. The output of this demodulator is followed by a low pass LP2 with a bandwidth of approximately 400 Hz, the output (3) of which is taken from the demodulated samples of the transmitter-side level detectors and fed to the distributor D in FIG. 2. Since the demodulation process in both demodulators DM1 and DM2 is a synchronous demodulation, the modulation products remain largely unaffected by interference frequencies, which also applies to the modulated pilot frequency and the carrier-frequency synchronization characters, whose carriers are quadrature to each other .

Die Fig. 5...9 zeigen nun Beispiele für die Realisierung des 90° Phasengliedes PS in den Fig. 1,3 und 4. Da nur eine einzige, sich in ihrer Lage nicht ändernde Frequenz um 90° in der Phase verschoben werden soll, kann die eingesetzte Anordnung sowohl analog wie auch digital arbeiten. Fig. 5 zeigt nun die Grundform eines an sich bekannten analogen Phasenschiebers, der z. B. in dem Artikel: « Wideband Phase Shift Networks» von R. B. Dome in der Zeitschrift «Electronics» Dezember 1946 beschrieben wurde. Basierend auf dieser Grundform lassen sich an Hand der in dem Artikel gegebenen Lehren eine Reihe von auch für den 90° Wert geeignete Varianten finden. Nachteil dieser Anordnung ist nun aber, dass alle Streuungen der verwendeten Bauelemente, sei es infolge von Auslieferungstoleranzen oder infolge Änderung durch Alterung, sich auf den Wert des Phasenwinkels bemerkbar machen. An den Punkt ( t ) 5 ... 9 now show examples of the implementation of the 90 ° phase element PS in FIGS. 1, 3 and 4. Since only a single frequency which does not change in its position is to be shifted in phase by 90 ° , the arrangement used can work both analog and digital. Fig. 5 shows the basic form of a known analog phase shifter, the z. B. was described in the article: "Wideband Phase Shift Networks" by R. B. Dome in the magazine "Electronics" December 1946. Based on this basic form, a number of variants that are also suitable for the 90 ° value can be found using the teachings given in the article. The disadvantage of this arrangement, however, is that all the scattering of the components used, whether as a result of delivery tolerances or as a result of changes due to aging, has an effect on the value of the phase angle. To the point (t)

4 4th

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

9 9

wird die sendeseitig vom Pilotgenerator PG bzw. empfangsseitig vom regelbaren Oszillator VCO gelieferte Frequenz angelegt und an den Punkt (2) diese ohne und am Punkt (3) mit Phasenverschiebung entnommen. Die Punkte (1), (2) und (3) entsprechen dabei hier, wie auch bei den weiteren Figuren, den gleichbezeichneten Punkten in der Fig. 3 bzw. 4. the frequency supplied by the pilot generator PG on the transmitting side or on the receiving side by the controllable oscillator VCO is applied and this is removed at point (2) without and at point (3) with phase shift. The points (1), (2) and (3) correspond here, as in the other figures, to the points with the same designation in FIGS. 3 and 4.

Eine weitere Möglichkeit zeigt Fig. 6. Am Punkte (1) liegt wieder die vom Pilotgenerator PG bzw. vom Oszillator VCO gelieferte Frequenz an. Ein Wellenformwandler ST, z. B. ein Schmitt-Trigger wandelt die Sinuswelle in eine Rechteckwelle um, die nun einmal dem Punkte (2) zugeführt wird, ausserdem aber auch am Eingang einer monostabilen Schaltstufe MM1 anliegt. Bei Auftreten einer positiv ansteigenden Flanke an ihrem A Eingang steuert die Schaltstufe durch und liefert an ihrem Q Ausgang einen Impuls von Vi Perioden Dauer. Auf diese Standzeit muss die Schaltstufe abgeglichen werden. Dieser Impuls liegt nun am B Eingang einer zweiten monostabilen Schaltstufe MM2 an, die bei Auftreten einer negativ abfallenden Flanke an diesem Eingang für V2 Perioden Dauer durchschaltet. Hierdurch entsteht am Q Ausgang der zweiten monostabilen Schaltstufe MM2 ein Rechteckwellenzug, der zu dem am A-Eingang der ersten monostabilen Schaltstufe um 90° phasenverschoben ist. Auch bei dieser Schaltung hängt der Wert des Phasenwinkels und die Symmetrie der Rechteckwelle von dem Abgleich der Standzeiten der beiden monostabilen Schaltkreise und damit von der Toleranz und Konstanz der Werte der Bauelemente und auch Versorgungsspannungen ab. Another possibility is shown in FIG. 6. At point (1) the frequency supplied by the pilot generator PG or by the oscillator VCO is again present. A waveform converter ST, e.g. B. a Schmitt trigger converts the sine wave into a square wave, which is now fed to point (2), but is also present at the input of a monostable switching stage MM1. If a positive rising edge occurs at its A input, the switching stage controls and delivers a pulse of Vi periods on its Q output. The switching stage must be adjusted for this service life. This pulse is now present at the B input of a second monostable switching stage MM2, which switches through for V2 periods when a negative falling edge occurs at this input. This creates a square wave train at the Q output of the second monostable switching stage MM2, which is 90 ° out of phase with that at the A input of the first monostable switching stage. With this circuit too, the value of the phase angle and the symmetry of the square wave depend on the comparison of the service lives of the two monostable circuits and thus on the tolerance and constancy of the values of the components and also supply voltages.

In Fig. 7 ist nun eine Anordnung dargestellt, die nicht von der Pilotfrequenz selbst, sondern von einer Rechteckwelle mit der doppelten Folgefrequenz ausgeht, die von einem Muttergenerator MG geliefert und dem Punkte (1) zugeführt wird. Diese Rechteckwelle wird nun dem Takteingang T einer ersten bistabilen Schaltstufe für Daten FF1 direkt und über eine Inver-terstufe I dem Takteingang T einer zweiten ebensolchen Schaltstufe zugeführt. Der Q-Ausgang der ersten Schaltstufe FF1 führt zum Punkte (2), während der Q'-Ausgang mit dem D-Eingang der zweiten Schaltstufe FF2 verbunden ist, deren Q-Ausgang zum Punkte (3) führt. Es bedarf wohl keiner weiteren Erläuterung, dass diese Anordnung nicht mehr von den verwendeten Bauelementen abhängt, solange die Signallaufzeiten in der Inverterstufe I und den beiden bistabilen Schaltstufen FF1 und FF2 vernachlässigbar klein bleiben. Frequenzkonstanz und Symmetrie des Muttergenerators bestimmen allein die bei615543 7 shows an arrangement which does not start from the pilot frequency itself, but from a square wave with twice the repetition frequency, which is supplied by a mother generator MG and to which point (1) is fed. This square wave is now fed directly to the clock input T of a first bistable switching stage for data FF1 and via an inverter stage I to the clock input T of a second switching stage of the same type. The Q output of the first switching stage FF1 leads to points (2), while the Q 'output is connected to the D input of the second switching stage FF2, whose Q output leads to points (3). No further explanation is required that this arrangement no longer depends on the components used, as long as the signal propagation times in the inverter stage I and the two bistable switching stages FF1 and FF2 remain negligibly short. Frequency constancy and symmetry of the mother generator alone determine those at 615543

den Trägerspannungen. Für den Muttergenerator kann beispielsweise sendeseitig eine Anordnung nach DT-AS 2 038 435.4 zweckmässig eingesetzt werden. the carrier voltages. For the mother generator, for example, an arrangement according to DT-AS 2 038 435.4 can be expediently used on the transmission side.

Die Anordnungen nach Fig. 8 und 9 gehen nun von dem Vierfachen der Pilotfrequenz aus, das als Rechteckwelle von einem Muttergenerator MG dem Punkt (1) angeliefert wird. In Fig. 8 ist nun dieser Punkt mit dem T-Eingang eines bistabilen Schaltkreises FF1 verbunden, dessen Q-Ausgang mit dem T-Eingang eines zweiten FF2 und dessen Q-Ausgang mit dem T-Eingang eines dritten bistabilen Schaltkreises FF3 verbunden ist. Der Q-Ausgang der beiden Schaltkreise FF2 bzw. FF3 führt zu dem Punkt (2) bzw. (3). Für die Anordnung nach Fig. 10 werden bistabile K-Schaltkreise eingesetzt, wodurch sich die Anordnung mit 2 Schaltkreisen aufbauen lässt. Der Ausgang des Muttergenerators MG ist über den Punkt ( 1 ) mit den T-Ein-gängen der beiden Schaltkreise FF1 und FF2 verbunden. Der J-Eingang des ersten Schaltkreises FF1 ist mit dem Q-Ausgang des zweiten und der K-Eingang des ersten mit dem Q-Ausgang des zweiten Schaltkreises FF2 verbunden. Der J-Eingang des zweiten Schaltkreises ist dagegen mit dem Q-Ausgang des ersten und der K-Eingang des ersten mit dem Q-Ausgang des ersten Schaltkreises verbunden. Ferner ist der Q-Ausgang des ersten bzw. des zweiten Schaltkreises mit dem Punkte (2) bzw. (3) verbunden. The arrangements according to FIGS. 8 and 9 are now based on four times the pilot frequency, which is delivered as point (1) as a square wave from a mother generator MG. In Fig. 8 this point is now connected to the T input of a bistable circuit FF1, the Q output of which is connected to the T input of a second FF2 and the Q output of which is connected to the T input of a third bistable circuit FF3. The Q output of the two circuits FF2 and FF3 leads to points (2) and (3). 10 bistable K-circuits are used, whereby the arrangement can be constructed with 2 circuits. The output of the mother generator MG is connected via point (1) to the T inputs of the two circuits FF1 and FF2. The J input of the first circuit FF1 is connected to the Q output of the second and the K input of the first to the Q output of the second circuit FF2. In contrast, the J input of the second circuit is connected to the Q output of the first and the K input of the first to the Q output of the first circuit. Furthermore, the Q output of the first and second circuit is connected to points (2) and (3).

Fig. 10 zeigt schliesslich, obwohl in Fig. 3 bereits weitgehend enthalten, einzeln die Ableitung der auf der Sendeseite benötigten Frequenzen wie Taktfrequenz für den Abtastschalter SS, Synchronisiersignal, Pilotfrequenz und Träger für das trägerfrequente Synchronisiersignal. Je nach eingesetztem Phasenglied schwingt der dargestellte Generator entweder auf der Pilotfrequenz oder deren Doppelten bzw. Vierfachen. Sein Ausgangssignal wird einmal dem Punkte (1) des Phasengliedes PS zugeführt und ferner dem Eingang des Frequenzteilers FDT. Der Teilerfaktor m dieses Teilers ist so gewählt, dass sich durch die Teilung die Schaltfrequenz des Abtastschalters SS ergibt, die diesem über den Punkt (B) zugeführt wird. In einem nachfolgenden Frequenzteiler FDS wird diese Schaltfrequenz nochmals um den Faktor 2n geteilt, wobei n die Anzahl der Stufen des Abtastschalters ist. Mittels eines Tiefpasses LPS werden aus dem Ausgangssignal des Frequenzteilers FDS alle Frequenzen oberhalb der Grundfrequenz ausgesperrt und diese dem Modulator M2 als Modulationssignal zugeführt. Finally, although already largely contained in FIG. 3, FIG. 10 individually shows the derivation of the frequencies required on the transmission side, such as clock frequency for the scanning switch SS, synchronization signal, pilot frequency and carrier for the carrier-frequency synchronization signal. Depending on the phase element used, the generator shown oscillates either at the pilot frequency or at double or quadruple. Its output signal is fed once to the point (1) of the phase element PS and further to the input of the frequency divider FDT. The divider factor m of this divider is selected such that the division results in the switching frequency of the sampling switch SS, which is supplied to it via point (B). In a subsequent frequency divider FDS, this switching frequency is divided again by a factor of 2n, where n is the number of stages of the sampling switch. Using a low-pass filter LPS, all frequencies above the fundamental frequency are locked out of the output signal of the frequency divider FDS and these are fed to the modulator M2 as a modulation signal.

5 5

10 10th

IS IS

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

G G

2 Blatt Zeichnungen 2 sheets of drawings

Claims

615 543 PATENT CLAIMS

1. Method for transmitting broadband audio signals by means of a baseband vocoder via transmission channels with reduced bandwidth with simultaneous, interference-free reception of the baseband solely by receivers without vocoder decoding devices, in which method on the transmission side with the instantaneous values of the energy distribution in the discrete frequency ranges above the baseband The pilot signal is sequentially modulated in time-division multiplex, the amplitude of the pilot signal and that of the instantaneous values being set such that the amplitude of the modulated pilot signal is lower than the mean time value of the amplitudes of the directly transmitted baseband by a factor determined by the perceptibility limit given by the masking effect lies, and after a synchronizing signal is also transmitted, which is also not audible due to the concealment effect, according to the receiver for Vocod receivers er decoding devices, the synchronization signal is selectively evaluated and controls a distributor that distributes the individual instantaneous values to the associated substitute current sources for amplitude adjustment, the substitute signals then being reassembled with the directly transmitted baseband to form the broadband signal, characterized in that the instantaneous values and the pilot signal is obtained as the carrier, the modulated pilot signal is obtained by modulating a second carrier with the same frequency, but with a phase shift of 90 ° with respect to the pilot signal, with the synchronizing signal, with one of the two signals, modulated pilot signal or carrier-frequency synchronizing signal, the carrier being suppressed, and that the signal mixture to be transmitted is formed from the baseband, the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal by addition, and the modulie on the receiving side by filter means from this signal mixture The pilot signal and the carrier-frequency synchronizing signal are filtered out and the instantaneous values of the energy distribution and the synchronizing signal can be recovered separately by adding the recovered carriers, which are offset by 90 ° to one another, by demodulation.

2nd

2. The method according to claim 1, characterized in that the modulated pilot signal is a single sideband signal and the carrier frequency synchronizing signal is a double sideband signal.

3rd

615543

Circuit (FF2) is present that finally the two carriers, which are 90 ° out of phase with one another, are taken as square-wave voltage sequences from the normal outputs (Q) of the two bistable multivibrators (FIG. 7).

3. The method according to claim 1, characterized in that the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal are double sideband signals.

4. The method according to claim 1, characterized in that the level of the carrier frequency synchronizing signal does not exceed the level of system noise.

5

5. The method according to claim 1, characterized in that the level of the carrier-frequency synchronization signal is lower by a factor determined by the perceptibility limit given by the masking effect compared to the temporal mean of the amplitudes of the baseband signal, but in its signal pauses the level of system noise does not exceed.

6. Circuit arrangement for carrying out the method according to claim 1, characterized in that the instantaneous values of the energy distribution in the frequency ranges above the baseband are sequentially applied to the signal input of a first modulator (M1) by a sampling switch (SS), the carrier input of which from A pilot generator (PG) is supplied with a pilot signal that at the signal input of a second modulator (M2) the clock frequency supplied by a clock generator (TG), through which the sampling switch (SS) is stepped on, after division by a factor that is twice the value the

The number of discrete frequency ranges above the baseband, by means of a frequency distributor (FDS), at whose carrier input the pilot signal shifted by 90 ° is applied, corresponds to the output signals of the two modulators (M1, M2), i.e. the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal, and the baseband supplied by a low-pass filter are fed to the inputs of a summing stage (SD), the output (C) of which is taken from the signal mixture to be transmitted, that the received signal mixture is used to take the modulated pilot signal and the carrier-frequency synchronization signal from the received signal mixture by means of a bandpass filter (BP) the inputs of two demodulators (DM1, DM2) are applied so that a carrier signal is fed directly to the carrier input of one demodulator (DM2 or DM1) and that of the other demodulator (DM1 or DM2) with a 90 ° phase shift that the output of the a demodulator (DM1) via a first low pass (LP 1) the instantaneous values of the energy distribution and the output of the other demodulator (DM2) via a second low-pass filter (LP2), the synchronization signal is taken that a controllable oscillator (VCO) through a third low-pass filter (LP3) from the output of that demodulator (DM2 or DM1), to which the carrier signal is fed directly, the control signal extracted is synchronized with the carrier of the carrier-frequency synchronizing signal or the modulated pilot signal which is also transmitted on the transmission side.

7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the 90 ° phase shift of the second carrier takes place on the transmitting and / or receiving side by means of a phase shifter (PS) which consists of a phase inversion stage with a transistor, the collector and emitter of which are connected in series via a capacitor (C) and a resistor (R) are connected to one another such that the undisplaced carrier voltage is taken from the emitter and the carrier voltage is 90 ° out of phase from the connection points of the capacitor (C) and resistor (R) (FIG. 5).

8. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the 90 ° phase shift of the second carrier takes place by means of a phase shifter (PS) on the transmitting and / or receiving side, that this phase shifter consists of the cascade connection of a Schmitt trigger (ST) and two monostable multivibrators ( MM1, MM2), the Schmitt trigger (ST) converts the input sinusoidal voltage into a square-wave voltage, the rising edge of which triggers the first monostable multi-vibrator (MM 1), which then emits a pulse of lk period duration, that the falling edge of this pulse triggers the second monostable multivibrator (MM2), which then emits a pulse of Vi period duration, so that at its output there is a voltage that is greater than the input sinusoidal voltage or the output voltage of the Schmitt trigger (ST) Square wave phase-shifted by 90 ° arises (FIG. 6).

9. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that on the transmitting and / or receiving side the two carriers shifted in phase by 90 ° from one another by a common mother generator (MG) by digital frequency division of its square wave output signal by means of bistable switching stages (FF1, FF2, FF3) can be obtained.

10th

15

20th

25th

30th

35

40

45

50

55

60

65

10. Circuit arrangement according to claim 9, characterized in that the two carriers are obtained on the transmitting and / or receiving side by halving the frequency from the square-wave output signal of the mother generator (MG) in that its square-wave voltage sequence once the T input of a bistable divider trigger circuit ( FF1) and after inversion in an inverter stage (I) the T input of a bistable multivibrator (FF2) is fed, that the signal at the inverted output (Q) of the bistable divider multivibrator (FF1) at the data input (D) of the bistable Tilting

11. The circuit arrangement as claimed in claim 9, characterized in that the two carriers are obtained on the transmitting and / or receiving side by frequency division from the square wave output signal of the mother generator (MG) in that its square wave sequence controls a first bistable divider flip-flop (FF1), which supplies two inverted square-wave voltage sequences at half the sequence frequency at its two outputs, normal output (G) and inverted output (Q), that each of these square-wave voltage sequences controls a further bistable divider flip-flop (FF2, FF3) and that the normal outputs (Q) from these two divider flip-flops (FF2, FF3), after renewed frequency halving, the two carriers, which are offset in phase by 90 °, are removed as square-wave voltage sequences (FIG. 8).

12. Circuit arrangement according to claim 9, characterized in that the two carriers on the transmitting and / or receiving side are obtained by frequency-equalization from the square wave output signal of the mother generator (MG) in that its square-wave voltage sequence at the clock inputs (T) of two bistable JK flip-flops (FF1, FF2) is present that the normal output (Q) of the first trigger circuit (FF1) with the K input of the second trigger circuit (FF2), the normal output (Q) of the second trigger circuit (FF2) with the J input of first flip-flop (FF1), on the other hand the inverted output (Q) of the first flip-flop (FF1) with the J input of the second flip-flop (FF2) and the inverted output (Q) of the second flip-flop (FF2) with the K input of the first The flip-flop (FF1) is connected so that finally the normal outputs (Q) of the two bistable flip-flops (FF1, FF2) are removed from the phase-shifted carriers by 90 ° (FIG. 9).

13. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the clock frequency for the sampling switch (SS) and the synchronization signal is derived by division on the transmission side from the output frequency of the pilot generator (PG).

14. Circuit arrangement according to claim 9, characterized in that on the transmission side, the clock frequency for the sampling switch (SS) and the synchronization signal is also derived from the output signal of the mother generator (MG).