Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Steuerung zweier steuerbarer Halbleiter, denen wechselweise Steuerimpulse zugeführt werden.
Es ist bekannt, dass bei Wechselrichtern, die mit zwei im Gegentakt betriebenen Ausgangstransistoren ausgestattet sind, die Hauptursache für Betriebsstörungen in den ungleichmässigen Ausgangsströmen dieser Ausgangstransistoren zu finden ist; solche unsymmetrischen Ströme können fliessen, wenn die Spannungs-Zeit-Integrale der an den Primärteilwicklungen des an diese Ausgangstransistoren angeschlossenen Ausgangsübertragers auftretenden Halbwellen von Halbwelle zu Halbwelle leicht unterschiedlich sind. Solche unsymmetrischen Ströme bewirken oft eine zu starke Belastung des dem grösseren Strom ausgesetzten Ausgangstransistors, der über seine zulässige Maximaltemperatur aufgeheizt und zerstört werden kann.
Das Spannungs-Zeit-Integral der dem Ausgangsübertrager von den Ausgangstransistoren angebotenen Spannungen kann sich aus einer Reihe von Gründen ändern, beispielsweise aufgrund von Änderungen der Steuereingangsimpulse, Änderungen der Spannungsabfälle in den Steuerkreisen der beiden Ausgangstransistoren oder aufgrund von Schaltzeitunterschieden.
Daher ist es sehr schwer, allen Last- und Parameteränderungen sowie Änderungen der äusseren Einflüsse in zufriedenstellender Weise gleichzeitig zu begegnen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der für symmetrische Ströme in den beiden Ausgangskreisen der beiden steuerbaren Halbleiter mit einfachen Mitteln gesorgt ist, unabhängig davon, wodurch die Unsymmetrien bedingt sind.
Dies wird gemäss der Erfindung dadurch erreicht, dass eine erste Schaltung zur Feststellung einer Unsymmetrie der Ausgangsströme der steuerbaren Halbleiter und eine an den Ausgang der ersten Schaltung angeschlossene zweite Schaltung zur Beeinflussung der Impulsbreiten der Steuerimpulse im Sinne einer Symmetrierung der Ausgangsströme der beiden steuerbaren Halbleiter vorgesehen sind.
Eine weitere Ausbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerimpulse mittels eines astabilen Multivibrators erzeugt werden, dass die erste Schaltung durch einen Übertrager gebildet ist, dessen Primänvicklung in eine der Gleichstromzuführungsleitungen für die beiden Halbleiter eingefügt ist und dass die zweite Schaltung durch eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Kondensator gebildet ist, wobei das diodenseitige Ende der Reihenschaltung mit dem einen Ende der Sekundärwicklung des Übertragers und das kondensatorseitige Ende der Reihenschaltung sowie das andere Ende dieser Sekundärwicklung mit der Steuerstrecke des die beiden Halbleiter steuernden aktiven Elements des Multivibrators verbunden sind. Diese Schaltungsanordnung zeichnet sich durch ihre besondere Einfachheit aus.
Die Erfindung wird nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Wechselrichters, bei dem die Symmetriermassnahmen gemäss der Erfindung zur Anwendung gelangen,
Fig. 2 eine ausführliche Schaltungsanordnung eines Wechselrichters mit der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung.
Fig. 3 die Ausgangsspannung des Wechselrichters, die Ausgangsströme der beiden Ausgangstransistoren und die Ausgangsspannung der Treiberstufe bei einem Wechselrichter ohne die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung und
Fig. 4 die entsprechenden Kurven bei einem Wechselrichter mit der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung.
In Fig. 1 ist die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung an die Gegentaktausgangsstufe eines Wechselrichters angeschlossen, der üblicherweise Bestandteil eines Gleichspannungsumsetzers sein kann. Der bekannte Wechselrichter besteht dabei aus einer Treiberschaltung 10, der nachgeschalteten Gegentaktendstufe 11 mit zwei Leistungshalbleitern und dem nachgeschalteten Ausgangsübertrager 12, der die Ausgangsspannung U,2 des Wechselrichters abgibt. Die Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung besteht aus den Schaltungen 13 und 14, von denen die erste Schaltung 13 eingangsseitig an den Ausgangsübertrager 12 und ausgangsseitig an den Eingang der Schaltung 14 angeschlossen ist, die ihrerseits ausgangsseitig mit der Treiberschaltung 10 verbunden ist.
Die erste Schaltung 13 dient zur Feststellung der Unsymmetrien der Ausgangsströme der Leistungshalbleiter, während die zweite Schaltung 14 die Halbwellenbreite der in der Treiberschaltung 10 erzeugten Steuerimpulse für die Leistungshalbleiter im Sinne einer Symmetrierung der Ausgangsströme dieser Leistungshalbleiter beeinflusst. (Mit der Schaltung 13 werden also Unsymmetrien der Halbleiterausgangsströme festgestellt und hiervon abhängig mittels der Schaltung 14 die diesen Halbleitern zugeführten Steuerimpulse in ihrer Breite so verändert, dass in beiden Gegentaktausgangszweigen gleichmässige Ströme fliessen.) Die Unsymmetrie kann auf verschiedene Weise festgestellt werden.
Der von der Gleichspannungsquelle zur Versorgung der Halbleiter fliessende Strom enthält einen Grundwechselstrom, dessen Phase und Grösse eine Funktion der Richtung und Grösse des Unsymmetriestromes ist und der als Signalquelle benutzt werden kann. Die an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers 12 auftretende Gleichspannung kann ebenfalls als Signalquelle benutzt werden.
Die Art der Schaltung 13 wird oft durch die Art der Treiberschaltung 10 bestimmt. Wenn die Treiberschaltung beispielsweise einen normalenveise symmetrisch arbeitenden, zweistufigen Multivibrator aufweist, kann das Puls-Pausen Verhältnis durch Anlegen eines Gleichspannungssignals an die eine Stufe des Multivibrators so verändert werden, dass die Richtung und Grösse des Signals dazu benutzt werden kann, die gewünschte Unsymmetrie der Steuerimpulse zu erzeugen, die dann zur Symmetrierung der Ausgangsströme der Halbleiter führt. Wenn eine Wechselrichterausgangsstufe mit variablem Puls-Pausen-Verhältnis verwendet wird, kann ein Wechselstromsignal geeigneter Grösse und Richtung an den Modulator angelegt werden.
In Fig. 2 ist eine Treiberschaltung dargestellt, wie sie bei einem Wechselrichter benutzt wird, der in bekannter Weise mit steuerbarem Puls-Pausen-Verhältnis arbeitet, so dass die Funktion eines Gleichspannungsumsetzers und die Funktion eines Reglers miteinander vereinigt sind.
Die Treiberschaltung besteht in Fig. 2 aus einem astabilen Multivibrator, der in bekannter Weise aus zwei Transistoren TR1, TR2, den Widerständen R1 bis R5 und den Kondensatoren C1, C2 aufgebaut ist, und einer an den Ausgang des Transistors TR2 angeschlossenen Treiberstufe 20, der über seine beiden Ausgänge den Leistungstransistoren TR3, TR4 Treiberimpulse entgegengesetzter Phase zuführt. Mittels einer Spannung Ut kann der Transistor TR1 getriggert werden, während der Basis des Transistors TR2 eine Regelspannung Ur zuführbar ist. Dieser Multivibrator kann auch als Impulsbreitenmodulator bezeichnet werden. Die beiden Leistungstransistoren TR3, TR4 werden durch eine Gleichspannungsquelle Ug mit Strom versorgt. In die eine der Gleichspannungszuführungsleitungen ist die Primärwicklung eines Übertragers T2 eingefügt, dessen Sekundärwicklung an einen Widerstand R8 angeschlossen ist.
Das obere Ende der Sekundärwicklung ist über eine Diode D, einen Kondensator C3 und einen Widerstand R6 mit der Basis des Transistors TR2 verbunden, während das andere Ende der Sekundärwicklung an den Emitter des Transistors TR2 und an einen Widerstand R7 angeschlossen ist, dessen anderer Anschluss mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode D und des Kondensators C3 verbunden ist.
Die mit dem Übertrager T2 abgeleitete Wechselspannung wird mit der Diode D gleichgerichtet und über den Kondensator C3 der Steuerstrecke des Transistors TR2 zugeführt. Dort vermag die gleichgerichtete Wechselspannung den Ladestrom des Kondensators C1 zu verändern.
Die Kurven in den Fig. 3 und 4 zeigen die Wirkung, die mit der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung erzielbar ist.
Die Kurven in Fig. 3 dienen nur zum Vergleich und verlaufen in der dargestellten Weise bei einem Wechselrichter ohne die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung. Die erste Kurve stellt den Verlauf der AusgangswechselspannuDg U12 des Wechselrichters abhängig von der Zeit t dar. Die zweite Kurve zeigt den Verlauf der Ausgangsströme Iii der beiden Transistoren TR3, TR4 abhängig von der Zeit t. Schliesslich kennzeichnet die dritte Kurve den Verlauf der Ausgangs spannung U10 der Treiberschaltung 10, d. h. der Spannungen an den Ausgängen der Treiberstufe 20, abhängig von der Zeit t. Die mit A bezeichneten Halbwellen sind dabei dem Transistor TR3 zugeordnet, während die mit B bezeichneten Halbwellen dem Transistor TR4 zugehören.
Es ist zu erkennen, dass der Transistor TR4 (B) einen grösseren Anteil des Ausgangsstroms trägt; dieser grössere Anteil könnte zu einer thermischen Überbelastung und zur Zerstörung dieses Transistors führen. Entsprechende Kurven sind in Fig. 4 gezeigt, wobei der Wechselrichter jedoch mit der Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung arbeitet. Die aus der zweiten Kurve der Fig. 3 ersichtliche Unsymmetrie ist nun in der zweiten Kurve der Fig. 4 verschwunden. Aus der dritten Kurve in Fig. 4 ist zu erkennen, dass durch Verminderung der Breite der dem Transistor TR4 zugeführten Treiberimpulse B der Unsymmetrie der Ausgangsstromimpulse B entgegengewirkt worden ist.
The invention relates to a circuit arrangement for controlling two controllable semiconductors to which control pulses are alternately supplied.
It is known that in inverters that are equipped with two output transistors operated in push-pull mode, the main cause of operational malfunctions is to be found in the uneven output currents of these output transistors; Such asymmetrical currents can flow when the voltage-time integrals of the half-waves occurring on the primary partial windings of the output transformer connected to these output transistors differ slightly from half-wave to half-wave. Such asymmetrical currents often cause excessive loading of the output transistor exposed to the larger current, which can be heated up and destroyed above its maximum permissible temperature.
The voltage-time integral of the voltages offered to the output transformer by the output transistors can change for a number of reasons, for example due to changes in the control input pulses, changes in the voltage drops in the control circuits of the two output transistors or due to switching time differences.
It is therefore very difficult to meet all load and parameter changes as well as changes in external influences in a satisfactory manner at the same time.
The object of the invention is therefore to create a circuit arrangement of the type mentioned at the outset, in which symmetrical currents in the two output circuits of the two controllable semiconductors are provided with simple means, regardless of what causes the asymmetries.
According to the invention, this is achieved in that a first circuit for determining an asymmetry of the output currents of the controllable semiconductors and a second circuit connected to the output of the first circuit for influencing the pulse widths of the control pulses in the sense of balancing the output currents of the two controllable semiconductors are provided .
Another embodiment of the invention is characterized in that the control pulses are generated by means of an astable multivibrator, that the first circuit is formed by a transformer, the primary winding of which is inserted into one of the direct current supply lines for the two semiconductors, and that the second circuit consists of a series circuit a diode and a capacitor, the diode-side end of the series circuit being connected to one end of the secondary winding of the transformer and the capacitor-side end of the series circuit and the other end of this secondary winding being connected to the control path of the active element of the multivibrator that controls the two semiconductors. This circuit arrangement is characterized by its particular simplicity.
The invention will now be explained in more detail by means of exemplary embodiments. Show it:
1 shows a block diagram of an inverter in which the balancing measures according to the invention are used,
2 shows a detailed circuit arrangement of an inverter with the circuit arrangement according to the invention.
3 shows the output voltage of the inverter, the output currents of the two output transistors and the output voltage of the driver stage in an inverter without the circuit arrangement according to the invention and
4 shows the corresponding curves for an inverter with the circuit arrangement according to the invention.
In Fig. 1, the circuit arrangement according to the invention is connected to the push-pull output stage of an inverter, which can usually be part of a DC voltage converter. The known inverter consists of a driver circuit 10, the downstream push-pull output stage 11 with two power semiconductors and the downstream output transformer 12, which emits the output voltage U, 2 of the inverter. The circuit arrangement according to the invention consists of the circuits 13 and 14, of which the first circuit 13 is connected on the input side to the output transformer 12 and on the output side to the input of the circuit 14, which in turn is connected on the output side to the driver circuit 10.
The first circuit 13 is used to determine the asymmetries of the output currents of the power semiconductors, while the second circuit 14 influences the half-wave width of the control pulses generated in the driver circuit 10 for the power semiconductors in the sense of balancing the output currents of these power semiconductors. (Circuit 13 is used to determine asymmetries in the semiconductor output currents and, depending on this, circuit 14 changes the width of the control pulses supplied to these semiconductors so that even currents flow in both push-pull output branches.) The asymmetry can be determined in various ways.
The current flowing from the direct voltage source to supply the semiconductors contains a basic alternating current, the phase and size of which is a function of the direction and size of the unbalance current and which can be used as a signal source. The DC voltage occurring at the primary winding of the output transformer 12 can also be used as a signal source.
The type of circuit 13 is often determined by the type of driver circuit 10. If the driver circuit has, for example, a normally symmetrical, two-stage multivibrator, the pulse-pause ratio can be changed by applying a DC voltage signal to one stage of the multivibrator so that the direction and size of the signal can be used to achieve the desired asymmetry of the control pulses to generate, which then leads to the balancing of the output currents of the semiconductors. If an inverter output stage with a variable mark-to-space ratio is used, an alternating current signal of suitable size and direction can be applied to the modulator.
In Fig. 2 a driver circuit is shown as it is used in an inverter, which works in a known manner with a controllable pulse-pause ratio, so that the function of a DC voltage converter and the function of a regulator are combined.
The driver circuit in Fig. 2 consists of an astable multivibrator, which is constructed in a known manner from two transistors TR1, TR2, the resistors R1 to R5 and the capacitors C1, C2, and a driver stage 20 connected to the output of the transistor TR2, the supplies driver pulses of opposite phase to the power transistors TR3, TR4 via its two outputs. The transistor TR1 can be triggered by means of a voltage Ut, while a control voltage Ur can be fed to the base of the transistor TR2. This multivibrator can also be called a pulse width modulator. The two power transistors TR3, TR4 are supplied with current by a DC voltage source Ug. The primary winding of a transformer T2, whose secondary winding is connected to a resistor R8, is inserted into one of the DC voltage supply lines.
The upper end of the secondary winding is connected to the base of the transistor TR2 via a diode D, a capacitor C3 and a resistor R6, while the other end of the secondary winding is connected to the emitter of the transistor TR2 and to a resistor R7, the other terminal of which with is connected to the common connection point of the diode D and the capacitor C3.
The alternating voltage derived with the transformer T2 is rectified with the diode D and fed to the control path of the transistor TR2 via the capacitor C3. There, the rectified AC voltage can change the charging current of the capacitor C1.
The curves in FIGS. 3 and 4 show the effect that can be achieved with the circuit arrangement according to the invention.
The curves in FIG. 3 are only used for comparison and run in the manner shown for an inverter without the circuit arrangement according to the invention. The first curve shows the course of the output AC voltage U12 of the inverter as a function of time t. The second curve shows the course of the output currents Iii of the two transistors TR3, TR4 as a function of time t. Finally, the third curve characterizes the course of the output voltage U10 of the driver circuit 10, i. H. the voltages at the outputs of the driver stage 20, depending on the time t. The half-waves labeled A are assigned to transistor TR3, while the half-waves labeled B are assigned to transistor TR4.
It can be seen that the transistor TR4 (B) carries a larger proportion of the output current; this larger proportion could lead to thermal overload and the destruction of this transistor. Corresponding curves are shown in FIG. 4, but the inverter operates with the circuit arrangement according to the invention. The asymmetry evident from the second curve in FIG. 3 has now disappeared in the second curve in FIG. The third curve in FIG. 4 shows that the asymmetry of the output current pulses B has been counteracted by reducing the width of the drive pulses B supplied to the transistor TR4.