Die Erfindung betrifft eine Anordnung mit einem Gleichspannungswandler und mit einer eine primiire Gleichspannung liefernden Quelle zur Erzeugung einer sekundären Gleichspannung.
Die Schaltungsanordnung eines bekannten Gleichspannungswandlers (Wandlers) ist in Fig. 1 abgebildet. Die umzu wandelnde (primärseitige) Gleichspannung liegt zwischen den Eingangsklemmen +UB und -U. Die umgewandelte Gleichspannung erscheint an den Ausgangsklemmen +UA und -UA.
Die Arbeitsweise des Wandlers ist im wesentlichen so, dass die beiden Schalttransistoren 1 und 2 von einer Steuereinheit 3 abwechselnd durchgeschaltet werden. Die vom Transformator 4 transformierte Spannung wird nach Gleichrichtung durch die Dioden 5 und 6 dem Verbraucher zugefihrt.
Der Nachteil des bekannten Wandlers besteht darin, dass der Wirkungsgrad verhiiftnismiissig klein ist. Dies findet seine Ursache darin, dass die ganze umgewandelte Leistung den Wandler vom Eingang bis Ausgang durchlaufen muss, was mit entsprechenden Verlusten einhergeht. Der erreichbare Wirkungsgrad bietet im Bereich grösserer Leistungen Wärmeab- fuhrprobleme.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Wandler der eingangs definierten Art zu schaffen, der einen höheren Wirkungsgrad aufweist. Gemäss der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelt, dass der Ausgang des Wandlers in Reihe zu der Gleichspannungsquelle geschaltet ist, so dass die sekundire Gleichspannung gleich der Summe aus der primlren Gleichspannung und der Ausgangsspannung des Wandlers ist.
Eine bevorzugte Ausfiihrungsform des Erfindungsgegenstandes weist einen Gleichspannungswandler mit eingangsseitig zwei Schalttransistoren, die primirseitig mit einem Transformator in Gegentaktschaltung verbunden sind, und mit einer Steuervorrichtung zum abwechselnden Ansteuern der Schalttransistoren auf. Die Gleichspannungsquelle ist dabei einerseits mit dem primiirseitigen Mittelabgriff des Transformators und anderseits mit den Schalttransistoren verbunden. Weiterhin weist der Wandler ausgangsseitig in Mittelpunktschaltung mit der Sekundirseite des Transformators verbundene Dioden auf.
Diese Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, dass der mit dem primirseitigen Mittelabgriff des Transformators verbundene Pol der Gleichspannungsquelle zusätzlich mit dem sekundiirseitigen Mittelabgriff verbunden ist.
Gemäss einer vorteilhaften Weiterbildung des Erfindungsgegenstandes ist der Transformator ein Autotransformator, so dass die Verluste weiterhin verkleinert werden. Auch ist der Kupferftillfaktor eines solchen Transformators grosser.
Ist eine kleinere oder griissere Ausgangsspannung er wtinscht als die Summe der transformierten Spannung und der Batteriespannung, so kann jede Wicklungshilfte des Autotransformators mit einem entsprechenden Abgriff fir die Dioden versehen sein.
Zum Zwecke einer Stabilisierung der Ausgangsspannung des Wandlers kann dieser mit einem Regler versehen sein, dessen Regelgrösse die Ausgangsspannung des Wandlers ist und dessen Stellgrösse der Winkel des Phasenanschnittes der Dioden ist, die steuerbar ausgeffihrt sind.
Die Spannungsstabilisierung kann ebenfalls verwirklicht sein, indem der Wandler mit einem Regler versehen ist, dessen Regelgrösse die Ausgangsspannung des Wandlers ist und dessen Stellgrösse die Durchschaltzeit der Schalttransistoren ist.
Einige Ausfiihrungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 den bekannten Wandler,
Fig. 2 einen Wandler gemäss der Erfindung,
Fig. 3-5 gegenflber Fig. 2 abgewandelte Ausfiihrungsformen,
Fig. 6 und 7 Wandler mit Ausgangsspannungsstabilisierung,
Fig. 8 einen Wandler mit abgewandelter Schaltungsanordnung,
Fig. 9 einen Wandler im Blockschaltbild.
In dem Ausfflhrungsbeispiel der Erfindung remiss Fig. 2 ist die vom Wandler umzuwandelnde Gleichspannung durch eine Batterie 10 dargestellt. Die umgewandelte Gleichspannung erscheint an den Ausgangsklemmen +UB und -UA des Wandlers. Zwischen diesen Ausgangsklemmen ist ein Verbraucher 11 geschaltet. Der Pluspol 12 der Batterie 10 ist tiber eine Leitung 13 mit einem Mittelabgriff 14 der p rimiren Wicklung 15 eines Transformators 16 verbunden. Der Pluspol 12 der Batterie 10 ist weiterhin zusätzlich fiber eine Leitung 18 mit einem Mittelabgriff 19 der sekundaren Wicklung 20 des Transformators 16 verbunden.
Weiterhin ist eingangsseitig des Wandlers eine Steuervorrichtung 25 vorgesehen, welche zwei S rgesehen Schalttransistoren 26 und 27, die je mit einem Ende der pri mären Wicklung 15 des Trarisformators 16 verbunden sind, abwechslungsweise durchschaltet. An die Sekundärwicklung 20 des Transformators 16 sind zwei Dioden 28 und 29 in Mit- telpunktschaltung angeschlossen. Die Dioden bilden kathodenseitig die Ausgangsklemme +UA des Wandlers. Zur Siebung der Ausgangsspannung liegt ein Kondensator 30 zwischen +UA und UA.
Der Wandler arbeitet wie folgt:
Wird im Betrieb des Wandlers der Schalttransistor 26 von der Steuervorrichtung 25 durchgeschaltet, so beginnt ein linear ansteigender Strom von der Batterie 10 durch die Wicklungshälfte 15a des Transformators 16, den Schalttransistor 26 und zurick zum Minuspol der Batterie zu fliessen. Folglich erscheint tiber dem Teil 20a der Sekundärwicklung 20 des Transformators eine induzierte Spannung. Diese Spannung wird von der Diode 29 durchgelassen. Die Spannung Uw zwischen dem Mittelabgriff 19 und den gemeinsamen Kathoden der Dioden 28 und 29 - steht in Reihe mit der Batteriespannung Ug, SO dass am Verbraucher 11 die Summe der beiden Teilspannungen auftritt.
Beim anschliessenden Sperren des Schalttransistors 26 und Durchschalten des Schalttransistors 27 durch die Steuervorrichtung 25 wiederholt sich der beschriebene Vorgang in der Wicklungshälfte 15b und der Sekundärwicklung 20b des Transformators 16 und in der Diode 28. Es folgt, dass die Batteriespannung bei jedem Durchschalten der Schalttransistoren unmittelbar, d. h. nicht fiber den Verlustweg, den der Wandler darstellt, ais Teilspannung zusammen mit der transformierten Spannung am Verbraucher 11 anliegt. Somit ist der Wirkungsgrad der gesamten Anordnung entsprechend höher.
Vom Wandler wird nur noch ein Teil der Leistung tibertragen, so dass die beiden Transistoren und der Transformator fir kleinere als die am Verbraucher geforderte Leistung ausgelegt werden können. Das Resultat ist, dass der Wandler kleinere Abmessungen aufweisen kann.
Bei dem Ausfiihrungsbeispiel des Wandlers gemiss Fig. 3 ist an Stelle des Trenntransformators 16 von Fig. 2 ein Autotransformator 35 angeordnet. Der primir- und sekundärseitige Mittelabgriff des Transformators 35 ist hier ein gemeinsamer Mittelabgriff 36. Auch hier addiert sich die Spannung einer Batterie 37 zu der jeweils in einer der Wicklungshälften 38 oder 39 des Autotransformators induzierten Spannung. Der Vorteil des Autotransformators liegt in seinem grösseren Kupfeiftillfaktor, so dass die Verluste des Wandlers abermals verringert sind.
Beim Ausftihrungsbeispiel des Wandlers remiss Fig. 4 ist ein Autotransformator 45 verwendet, dessen Wickiungshilften 46 und 47 je mit einem Abgriff 48 bzw. 49 versehen sind, an welche die Dioden 50 bzw. 51 angeschlossen sind. Diese Aus ftihrungsform findet Verwendung, wenn die Ausgangsspannung der Anordnung nicht, wie gemiss Fig. 3, gleich der Summe der Batteriespannung und der Transformatorwicklungsspannung sein muss, sondern gleich der Summe der Batteriespannung und einem Teil der primiren Wicklungsspannung. In diesem Ausffihrungsbeispiel ist die Summenspannung gleich der Summe der Spannung einer Batterie 52 und der Spannung des Wicklungsteils 47a des Transformators 45.
Beim Ausfflhrungsbeispiel gemiss Fig. 5 wird die sekun dire Wandlerspannung grosser als diejenige der Primirwick- lung. Bei durchgeschaltetem Transistor 57, wenn ein Wicklungsteil 56a eines Transformators 56 Strom ffihrt, ist die Ausgangsspannung des Wandlers gleich der Summe der Spannung einer Batterie 57 und der Spannung eines Wicklungsteils 56b des Transformators 56. Die Ausgangsspannung an den Klemmen +UA und -UA des Wandlers ist somit um die am Wicklungsteil 56c des Transformators anstehende Spannung höher als in der Anordnung gemiss Fig. 3.
Beim Wandler gemiss Fig. 6 ist eine Stabilisierung der Ausgangsspannung vorgesehen. Statt Dioden sind hier Thyristoren 60 und 61 verwendet. Es sind weiterhin ein Regler 62 und eine Vorrichtung 63 zur Steuerung des Phasenwinkelanschnittes der Thyristoren 60 und 61 vorgesehen. Der Regler 62 ist eingangsseitig fiber Leitungen 64 und 65 mit den Aus gangsklemmen +UA und -UA verbunden.
Die Ausgangsspannung bildet somit die Regelgrösse fir den Regler. Die Steuervorrichtung 63 ist fiber Leitungen 66 und 67 mit den Ziindelektroden 68 bzw. 69 der Thyristoren verbunden. Im Regler 62 findet ein Vergleich zwischen der momentanen Ausgangsspannung und einem am Regler eingestellten Sollwert statt. Das resultierende Stellsignal fir den Phasenwinkel wird fiber eine Leitung 70 der Steuervorrichtung 63 zugeffihrt, die die Ziindelektroden 68 und 69 entsprechend beeinflusst, so dass die Breite der gleichgerichteten, von einem Transformator 71 erzeugten Stromimpulse gesteuert werden.
Eine Freilaufdiode ist mit 72 bezeichnet und liegt in Reihe mit einem Tiefpass, bestehend aus einer Drossel 73 und einem Kondensator 74.
Beim Ausfiihrungsbeispiel remiss Fig. 7 wird die Ausgangsspannung des Wandlers stabilisiert durch Steuerung des Tastverhiltnisses der Schalttransistoren. Wie in Fig. 7 ersichtlich, steht eine Steuervorrichtung 80 zum abwechselnden Durchschalten der Transistoren 81 und 82 fiber eine Leitung 83 in Verbindung mit einem Regler 84, der eingangsseitig mit den Ausgangsklemmen +UA und -UA des Wandlers verbunden ist. Im Regler 84 findet wiederum ein Vergleich zwischen der momentanen Ausgangsspannung und einem Sollwert statt.
Das gebildete Stelisignal erreicht fiber die Leitung 83 die Steuervorrichtung 80, die die Durchschaltezeit der Schalttransistoren 81 und 82 entsprechend steuert und damit die Impulsbreite der von einem Transformator 85 transformierten Impulse.
Selbstverstindlich kann die Durchschaltezeit der Schalttransistoren statt in Abhingigkeit der Ausgangsspannung des Wandlers in Abhingigkeit einer anderen Regelgrdsse geregelt werden, welche der Steuervorrichtung 80 eingegeben wird.
Bei Verwendung von pnp-Schalttransistoren statt der in den Ausfiihrungsbeispielen verwendeten npn-Schalttransistoren entsteht eine Schaltungsanordnung gemiss Fig. 8. Eine Batterie 90 ist einerseits mit einem Mittelabgriff 91 einer Primärwicklung 92a eines Transformators 92 und anderseits mit einem Mittelabgriff 93 einer Sekundärwicklung 92b des Transformators 92 und mit der Emitterseite der Schalttransistoren 94 und 95 verbunden. Wie ersichtlich liegt bei durchgeschaltetem Schalttransistor 94 (95) der Wicklungshllfte 92b' (92b") der Sekundärwicklung 92b des Transformators 92 in Reihe fiber einem Verbraucher 96 mit der Spannung der Batterie 90.
Weitere durch Polarititswechsel bedingte Schaltungsanordnungen sind möglich. All diesen Schaltungsanordnungen ist der Erfindungsgedanke gemeinsam, dass die Ausgangsspannung des Wandlers in Reihe mit der dem Wandler primirseitig zugefiihrten Gleichspannung liegt. Das allen Anordnungen gemeinsame Blockschaltbild zeigt Fig. 9. Der Wandler als Ganzer, aber ohne Batterie, ist mit 100 bezeichnet. Eine pri mire Seite 100a des Wandlers 100 ist fiber Leitungen 101 und 102 mit einer Batterie 103 verbunden, so dass die Eingangsspannung U1 des Waridlers gleich der Batterispannung Ug ist.
Der primire Strom des Wandlers ist mit I1 bezeichnet.
Eine sekundire Seite lOOb des Wandlers 100 ist mit derselben Batterie 103 verbunden, so dass die Ausgangsspannung U2 des Wandlers in Reihe mit der Batteriespannung Ug liegt.
Somit liegt fiber einem angeschlossenen Verbraucher 104 die Summenspannung U2 + Ug. Der sekundäre Strom durch den Verbraucher ist mit 12 bezeichnet.
The invention relates to an arrangement with a DC voltage converter and with a source supplying a primary DC voltage for generating a secondary DC voltage.
The circuit arrangement of a known DC voltage converter (converter) is shown in FIG. The DC voltage to be converted (primary side) is between the input terminals + UB and -U. The converted DC voltage appears at the output terminals + UA and -UA.
The mode of operation of the converter is essentially such that the two switching transistors 1 and 2 are switched through alternately by a control unit 3. The voltage transformed by the transformer 4 is fed to the consumer after rectification by the diodes 5 and 6.
The disadvantage of the known converter is that the efficiency is comparatively small. This is due to the fact that the entire converted power has to pass through the converter from input to output, which is associated with corresponding losses. The achievable degree of efficiency presents heat dissipation problems in the area of higher outputs.
The invention is based on the object of creating a converter of the type defined at the outset which is more efficient. According to the invention, this object is achieved in that the output of the converter is connected in series with the DC voltage source, so that the secondary DC voltage is equal to the sum of the primary DC voltage and the output voltage of the converter.
A preferred embodiment of the subject matter of the invention has a DC voltage converter with two switching transistors on the input side, which are connected on the primary side to a transformer in a push-pull circuit, and with a control device for alternately driving the switching transistors. The DC voltage source is connected on the one hand to the primary-side center tap of the transformer and on the other hand to the switching transistors. Furthermore, the output side of the converter has diodes connected to the secondary side of the transformer in a midpoint connection.
This arrangement is characterized in that the pole of the DC voltage source connected to the primary-side center tap of the transformer is additionally connected to the secondary-side center tap.
According to an advantageous further development of the subject matter of the invention, the transformer is an autotransformer, so that the losses are further reduced. The copper compliance factor of such a transformer is also greater.
If a lower or higher output voltage than the sum of the transformed voltage and the battery voltage is desired, each winding aid of the autotransformer can be provided with a corresponding tap for the diodes.
For the purpose of stabilizing the output voltage of the converter, it can be provided with a regulator, the controlled variable of which is the output voltage of the converter and the manipulated variable is the angle of the phase control of the diodes, which are controllable.
The voltage stabilization can also be achieved by providing the converter with a regulator, the controlled variable of which is the output voltage of the converter and the manipulated variable is the switching time of the switching transistors.
Some embodiments of the subject matter of the invention are described below with reference to the drawing. Show it:
Fig. 1 the known converter,
2 shows a converter according to the invention,
3-5, compared to FIG. 2, modified embodiments,
Fig. 6 and 7 converter with output voltage stabilization,
8 shows a converter with a modified circuit arrangement,
9 shows a converter in a block diagram.
In the exemplary embodiment of the invention, as shown in FIG. 2, the direct voltage to be converted by the converter through a battery 10 is shown. The converted DC voltage appears at the output terminals + UB and -UA of the converter. A consumer 11 is connected between these output terminals. The positive pole 12 of the battery 10 is connected via a line 13 to a center tap 14 of the central winding 15 of a transformer 16. The positive pole 12 of the battery 10 is also connected via a line 18 to a center tap 19 of the secondary winding 20 of the transformer 16.
Furthermore, a control device 25 is provided on the input side of the converter, which alternately switches through two switching transistors 26 and 27, which are each connected to one end of the primary winding 15 of the transformer 16. Two diodes 28 and 29 are connected to the secondary winding 20 of the transformer 16 in a center-point circuit. On the cathode side, the diodes form the output terminal + UA of the converter. To filter the output voltage, a capacitor 30 is located between + UA and UA.
The converter works as follows:
If the switching transistor 26 is switched on by the control device 25 when the converter is in operation, a linearly increasing current begins to flow from the battery 10 through the winding half 15a of the transformer 16, the switching transistor 26 and back to the negative pole of the battery. As a result, an induced voltage appears across the part 20a of the secondary winding 20 of the transformer. This voltage is passed through the diode 29. The voltage Uw between the center tap 19 and the common cathodes of the diodes 28 and 29 - is in series with the battery voltage Ug, SO that the sum of the two partial voltages occurs at the consumer 11.
When the switching transistor 26 is subsequently blocked and the switching transistor 27 is switched on by the control device 25, the process described is repeated in the winding half 15b and the secondary winding 20b of the transformer 16 and in the diode 28. It follows that the battery voltage is immediately, every time the switching transistors are switched on, d. H. not about the loss path, which the converter represents, as the partial voltage is applied to the consumer 11 together with the transformed voltage. The efficiency of the entire arrangement is accordingly higher.
Only part of the power is transferred from the converter, so that the two transistors and the transformer can be designed to be smaller than the power required by the consumer. The result is that the transducer can be smaller in size.
In the embodiment of the converter according to FIG. 3, an autotransformer 35 is arranged instead of the isolating transformer 16 from FIG. The primary and secondary center tap of the transformer 35 is here a common center tap 36. Here, too, the voltage of a battery 37 is added to the voltage induced in each of the winding halves 38 or 39 of the autotransformer. The advantage of the autotransformer lies in its larger copper fill factor, so that the converter losses are again reduced.
In the embodiment of the converter remiss Fig. 4, an autotransformer 45 is used, the winding aids 46 and 47 of which are each provided with a tap 48 and 49, to which the diodes 50 and 51 are connected. This embodiment is used when the output voltage of the arrangement does not have to be equal to the sum of the battery voltage and the transformer winding voltage, as shown in FIG. 3, but rather to the sum of the battery voltage and part of the primary winding voltage. In this exemplary embodiment, the total voltage is equal to the total of the voltage of a battery 52 and the voltage of the winding part 47a of the transformer 45.
In the exemplary embodiment according to FIG. 5, the secondary converter voltage is greater than that of the primary winding. When the transistor 57 is switched on, when a winding part 56a of a transformer 56 carries current, the output voltage of the converter is equal to the sum of the voltage of a battery 57 and the voltage of a winding part 56b of the transformer 56. The output voltage at the + UA and -UA terminals of the converter is thus higher by the voltage present at the winding part 56c of the transformer than in the arrangement according to FIG. 3.
In the converter according to FIG. 6, stabilization of the output voltage is provided. Thyristors 60 and 61 are used here instead of diodes. A controller 62 and a device 63 for controlling the phase angle control of the thyristors 60 and 61 are also provided. The controller 62 is connected on the input side via lines 64 and 65 to the output terminals + UA and -UA.
The output voltage thus forms the controlled variable for the controller. The control device 63 is connected via lines 66 and 67 to the target electrodes 68 and 69 of the thyristors. A comparison is made in the controller 62 between the instantaneous output voltage and a setpoint value set on the controller. The resulting control signal for the phase angle is fed via a line 70 to the control device 63, which influences the target electrodes 68 and 69 accordingly, so that the width of the rectified current pulses generated by a transformer 71 are controlled.
A freewheeling diode is denoted by 72 and is in series with a low-pass filter, consisting of a choke 73 and a capacitor 74.
In the exemplary embodiment shown in FIG. 7, the output voltage of the converter is stabilized by controlling the duty cycle of the switching transistors. As can be seen in FIG. 7, a control device 80 for alternately switching through the transistors 81 and 82 is connected via a line 83 to a controller 84 which is connected on the input side to the output terminals + UA and -UA of the converter. In the controller 84 there is again a comparison between the instantaneous output voltage and a setpoint value.
The control signal formed reaches the control device 80 via the line 83, which controls the switching time of the switching transistors 81 and 82 accordingly and thus the pulse width of the pulses transformed by a transformer 85.
It goes without saying that the switching-on time of the switching transistors can be regulated as a function of another control variable which is input to the control device 80 instead of as a function of the output voltage of the converter.
When using pnp switching transistors instead of the npn switching transistors used in the exemplary embodiments, a circuit arrangement according to FIG. 8 is created. A battery 90 is provided with a center tap 91 of a primary winding 92a of a transformer 92 and, on the other hand, a center tap 93 of a secondary winding 92b of the transformer 92 and connected to the emitter side of the switching transistors 94 and 95. As can be seen, when the switching transistor 94 (95) is switched on, the winding half 92b '(92b ") of the secondary winding 92b of the transformer 92 is connected in series via a consumer 96 with the voltage of the battery 90.
Further circuit arrangements caused by a change in polarity are possible. All these circuit arrangements have in common the inventive concept that the output voltage of the converter is in series with the DC voltage supplied to the converter on the primary side. The block diagram common to all arrangements is shown in FIG. 9. The converter as a whole, but without a battery, is designated by 100. A primary side 100a of the converter 100 is connected to a battery 103 via lines 101 and 102, so that the input voltage U1 of the Waridler is equal to the battery voltage Ug.
The primary current of the converter is labeled I1.
A secondary side 100b of the converter 100 is connected to the same battery 103, so that the output voltage U2 of the converter is in series with the battery voltage Ug.
The sum voltage U2 + Ug is thus available across a connected consumer 104. The secondary current through the consumer is labeled 12.