Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Unterdrücken von Störungen in einer Fernsehempfangsanlage, beispielsweise in einer Kopfstation einer Gemeinschaftsantennenoder Kabelfernsehanlage, in welcher das empfangene hoch- frequente Fernsehsignal demoduliert wird.
Beim Empfang von weit entfernten Fernsehsendern können Störungen durch Gleichkanalsender auftreten. Von der Frequenzplanung her wird versucht durch Frequenzversatz (Offset), z. B. um 1/3 oder 2/3 der Zeilenfrequenz (15, 625 kHz), den Störeindruck zu reduzieren; allerdings kann dies nicht für beliebig viele Sender ausgeführt werden, so dass auch Störungen durch Sender mit der planungsgemäss gleichen Frequenz und damit mit besonders starkem Störeindruck auftreten können.
In der Empfangsanlage hat man zunächst die Möglichkeit, den Störpegel zu verringern durch sorgfältiges Aussuchen der Empfangsstelle (z B. Ausnützung der Abschirmwirkung von Bergen hinter der Empfangsstelle) und durch Wahl der geeigneten Antenne (Richtcharakteristik, Nullstellen) sowie durch Störkompensation (für den Störer wird eine eigene Antenne vorgesehen, und das Störsignal wird dann in geeigneter Phase und Amplitude mit dem Netzsignal vereinigt).
In der Praxis zeigt sich, dass diese Massnahmen sehr oft nicht genügen, weil sehr grosse Variationen der Signalausbreitung auftreten durch zeitlich wechselnde Einflüsse des Wetters und der Erdoberflächenbeschaffenheit.
Eine zusätzliche Möglichkeit, Störungen zu unterdrükken, besteht darin, das Signal nach der Demodulation einerseits einem Hauptzweig und anderseits mindestens einem Parallelzweig zuzuführen, der ein Videosignalfilter enthält, welches eine vorbestimmte Störfrequenz durchlässt. Das vom Filter durchgelassene Störsignal kann dann im Hauptzweig vom Videosignal subtrahiert werden. Diese Möglichkeit beruhrt darauf, dass das Video-Nutz-Signal im Spektralbereich periodisch aufgebaut ist (Spektralinien im 15,625 kHz Abstand entsprechend der Zeilenfrequenz) und dass es möglich ist, einen zwischen den Spektrallinien befindlichen Störer durch Filter hoher Selektion zu entfernen, ohne das Nutzsignal wesentlich zu beeinträchtigen. Solche Filter sind bekannt.
Der Anwendungsbereich beschränkf sich jedoch auf solche Störer, die zwischen die Spektrallinien des Nutzsignals fallen (z. B. Störungen von Sendern mit Frequenzversatz). Bei Sendern ohne Frequenzversatz liegt der Störer z. B. bei einigen 100 Hz (entsprechend der Frequenzgenauigkeit der beiden beteiligten Sender) in einem Gebiet hoher spektraler Dichte nahe bei der Oten Spektrallinie. Die Störung kann mit Videofiltern bisheriger Bauart nicht entfernt werden, weil das Spektrum des Nutzsignals unzulässig stark beeinflusst würde.
Die Erfindung hat sich insbesondere zum Ziel gesetzt, ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, mit welchem ohne unzulässige Beeinflussung des Nutzsignals auch Störungen un terdrückt werden können, deren Frequenzen nahe bei einer Spektrallinie des Nutzsignals liegen, also beispielsweise eine Störung von einem Sender, dessen Trägerfrequenz von der Trägerfrequenz des Nutzsignals nur um einige hundert Hertz oder allenfalls auch um n 15625 + einige 100 Hz abweicht.
Für die Lösung dieser Aufgabe wird von der Erkenntnis ausgegangen, dass das Störsignal im zeitlichen Verlauf des Vi deosignals nicht nur dem Bildinhalt, sondern auch den Synchronimpulsen überlagert ist. Da die Pegel der Synchronimpulse und der Schwarzschulter normalerweise konstant und von bekannter Grösse sind, kennzeichnet jede Pegeländerung der Impulse oder der Schwarzschulter das Vorhandensein eines Störers. Da die Zeilenimpulse üblicherweise eine Repetitionsfrequenz von z =15,625kHz haben, ist es möglich, durch eine Abtastung während des Impulses oder der Schwarzschulter ein Störsignal tieferer Frequenz (theoretisch bis zur halben Repetitionsfrequenz) zu rekonstruieren.
Das rekonstruierte Störsignal kann dann mit geeigneter Phase und Amplitude zur Kompensation in den Hauptsignalweg zurückgeführt werden,
Wenn die Frequenz der Störung nicht im Bereich bis fzl2, sondern im Bereich von n - fz/2 bis n fz +f;/2 liegt, also nicht bei der Oten, sondern bei einer höheren Spektrallinie des Nutzsignals, dann kann man durch Abtastung der Zeilenimpulse oder Schwarzschultern zunächst ein Korrektursignal mit der Frequenz bis fz/2 bilden und dann das ursprüngliche Störsignal rekonstruieren durch Mischen des zunächst erhaltenen Korrektursignals mit dem entsprechenden Vielfachen der Zeilenfrequenz, n fz.
Das erfindungsgemässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass man in der Fernsehempfangsanlage aus dem Videosignal ein dem Video-Nutzsignal überlagertes Störsignal isoliert und rekonstruiert, indem man aus dem Videosignal Teile der Zeilensynchronimpulse oder der diesen zugeordneten Schwarzschultern heraustastet, daraus ein Stufensignal bildet und dieses durch ein Tiefpassfilter leitet, und dass man das gefilterte Stufensignal direkt oder nach Mischung mit einem Hilfssignal mit Zeilenfrequenz oder einem Vielfachen derselben vom Videosignal subtrahiert.
Die ebenfalls erfindungsgemässe Fernsehempfangsanlage zur Durchführung dieses Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass das Videosignal einerseits einem Hauptzweig zur Weiterleitung und anderseits einem Parallelzweig zugeführt ist, der eine von den Zeilensynchronimpulsen gesteuerte Einrichtung zum Heraustasten von Teilen der Zeilensynchronimpulse oder der diesen zugeordneten Schwarzschultern und Bilden eines Stufensignals aus den herausgetasteten Teilen sowie ein dieser Einrichtung nachgeschaltetes Tiefpassfilter enthält, und dass im Hauptzweig eine Einrichtung zum Subtrahieren des Ausgangssignals des Parallelzweiges vom Videosignal angeordnet ist.
Gegebenenfalls kann der Parallelzweig zusätzlich, dem Tiefpassfilter nachgeschaltet, eine Mischstufe zum Mischen des Ausgangssignals des Tiefpassfilters mit einem Hilfssignal enthalten, dessen Frequenz gleich der Zeilenfrequenz oder gleich einem Vielfachen derselben ist. Auch kann der Parallelzweig natürlich zweckinässig Amplitudeneinstellmittel (vor oder nach dem Tiefpass) und Phaseneinstellmittel (nach dem Tiefpass) enthalten.
Anhand der Zeichnung werden nachstehend Ausführungsbeispiele des Verfahrens und der Anlage nach der Erfindung näher erläutert. Die Fig. 1 und 2 zeigen je ein Blockschema eines Teiles einer Fernsehempfangsanlage.
Gemäss Fig. 1 wird in einer Fernsehempfangsanlage, die ein Fernsehsignal empfängt, demoduliert, verarbeitet, neu moduliert und an ein Kabel-Verteilungsnetz abgibt, das demodulierte Videosignal von einer Leitung 1 einem Hauptzweig A zugeführt, der einen Differentialverstärker 2 und eine Ausgangsstufe 3 enthält. Es sei angenommen, dass das Videosignal auf der Leitung 1 neben dem erwünschten oder Nutz-Signal noch ein Störsignal, herrührend beispielsweise von einem anderen, auf dem gleichen Kanal arbeitenden Fernsehsender, enthält, wobei die Frequenz des Störsignals einige hundert oder höchstens einige tausend Hertz betrage.
Dieses Störsignal wird in einem ebenfalls an die Leitung 1 angeschlossenen Parallelzweig B rekonstruiert und, nach Einstellung der richtigen Amplitude und Phasenlage in einem Einstellglied 4, mittels des Differentialverstärkers 2 vom über die Leitung 1 zugeführten Videosignal subtrahiert, so dass das der Ausgangsstufe 3 zugeführte Videosignal praktisch nur noch das Nutzsignal enthält. Für die Rekonstruktion des Störsignals wird aus dem Videosignal der Leitung 1 in einer Austastschaltung 5 jeweils ein kurzes Teilstück der jedem Zeilensynchronimpuls zugeordneten hinteren Schwarzschulter herausgetastet. Vor der Austastschaltung 5 durchläuft das Videosignal eine Verstärker- und Tiefpassschaltung 6, die von den Schwarzschultern die color burst-Signale (Farbsynchronsignale) entfernt, deren Frequenz bei 4,4 MHz liegt.
Die Austastschaltung wird von einer Synchronimpulsabtrennungs-, Impulsformungs- und Verzögerungsschaltung 7 gesteuert. Sie erzeugt aus den herausgetasteten Teilstücken der Schwarzschultern ein Stufensignal, aus dem ein Tiefpassfilter 8 das rekonstruierte Störsignal bildet, welches dann über einen Verstärker 9 dem Einstellglied 4 zugeführt wird.
Durch die Abtastung in der Schaltung 5 können Störsignale mit einer Frequenz bis zur halben Zeilenfrequenz fJ2 = 7812,5 Hz festgestellt werden, und entsprechend hat das Tiefpassfilter eine obere Grenzfrequenz, die höchstens gleich der halben Zeilenfrequenz ist. Das Tiefpassfilter verhindert auch, dass einzelne Störimpulse von einem weiteren Störer, die zufällig mit dem Austastintervall einer hinteren Schwarzschulter zusammentreffen, die beschriebene Störunterdrükkung übermässig beeinflussen.
Mit der beschriebenen Schaltung kann man also im Vi -deosignal eine niederfrequente Störung mit einer Frequenz von einigen hundert Hertz oder einigen Kilohertz, unterdrükken. Eine höherfrequente Störung, beispielsweise mit einer
Frequenz von 2/3fz, herrührend vom Träger eines mit Frequenzversatz arbeitenden störenden Senders, kann gewünschtenfalls zusätzlich in bekannter Weise mittels eines zweiten Parallelzweiges C unterdrückt werden, in welchem eine solche Störung mittels eines selektiven Filters 10 aus dem Videosignal der Leitung 1 herausgesiebt wird. Das herausgesiebte Störsignal wird dann, nach Amplituden- und gegebenenfalls Phaseneinstellung in einem Einstellglied 11, ebenfalls im Differentialverstärker 2 vom Videosignal subtrahiert.
Selektive Filter sind aber nicht verwendbar für Störfrequenzen, die in der Nähe eines Vielfachen der Zeilenfrequenz liegen, weil sonst das Spektrum des Video-Nutzsignals unzulässig verändert würde. Solche Störungen können mit der Schaltung gemäss Fig. 2 unterdrückt werden. Diese enthält wieder die Leitung 1, den Differentialverstärker 2 und die Ausgangsstufe 3 im Hauptzweig A und den Verstärker und Tiefpass 6, die Austastschaltung 5, die Synchronimpulsabtrennungs-, Impulsformungs- und Verzögerungsstufe 7, den Tiefpass 8, den Verstärker 9 und das Amplituden- und gegebenenfalls Phaseneinstellglied 4 im Parallelzweig B.
Die Austastschaltung 5 und das Tiefpassfilter 8 erzeugen ein nieder frequentes Korrektursignal mit einer Frequenz fk = f, - fz unter der halben Zeilenfrequenz auch dann, wenn ein im Videosignal der Leitung 1 enthaltenes Störsignal eine Frequenz s in der Nähe eines Vielfachen der Zeilenfrequenz, n fz, hat. Um dieses ursprüngliche Störsignal aus dem vom Tiefpass 8 abgegebenen Korrektursignal zu rekonstruieren, wird letzteres in einer Mischstufe 12 mit einem Hilfssignal der Frequenz n-fz gemischt. Das Ausgangssignal der Mischen stufe 12, mit der Frequenz fk + nf, =f,, wird dann über ein Bandpassfilter 13 dem Verstärker 9 zugeführt.
Das genannte Hilfssignal wird von einem Oszillator 14 erzeugt, der von den Zeilensynchronimpulsen phasenstarr synchronisiert ist.
Um den Wert von n zu kennen, für den der Oszillator 14 ausgelegt sein muss, muss man natürlich zunächst in geeigneter Weise, z. B. durch eine Spektrumsaufnahme, die Frequenz f, des Störsignals bestimmen.
In bekannten Störunterdrückungsschaltungen in Fernsehempfangsanlagen, die mit selektiven Filtern arbeiten, wird wie im Parallelzweig C der Fig. 1 - ein Störsignal an seiner Frequenz erkannt. Demgegenüber wird im Parallelzweig B der beschriebenen Schaltungen das Störsignal nicht nach seiner Frequenz, sondern dadurch vom Nutzsignal unterschieden, dass es im zeitlichen Verlauf des Videosignals nicht nur dem Bildinhalt, sondern auch den Zeilensynchronimpulsen und den Schwarzschultern überlagert ist.
Das beschriebene Störunterdrückungsverfahren bietet vor allem zwei Vorteile:
1. Das rekonstruierte Störsignal enthält keinen Bildinhalt, denn es wird ja in Zeitabschnitten gewonnen, in denen im Videosignal kein Bildinhalt vorhanden ist.
Deshalb kann die Störung ohne jeden Einfluss auf den Bildinhalt unterdrückt werden.
2. Die Störunterdrückung ist von der Frequenz des Störers unabhängig (also nicht selektiv), mit Ausnahme der oberen Frequenzgrenze von fz/2 (Vorteil bei Drift der Senderfrequenzen).
Wenn der Störer unmoduliert ist, ist eine theoretisch beliebig tiefe Unterdrückung möglich. Dies ist nicht der Fall bei einem modulierten Störer, z. B. Fernsehsender. Hier schwankt das rekonstruierte Störsignal je nach dem während der Abtastung vorhandenen Modulationsgrad des Störers. Deshalb ist nur eine Unterdrückung gemäss einem mittleren Modulationsgrad möglich.
Die beschriebenen Schaltungen verhalten sich in dieser Beziehung ähnlich wie die bisher verwendeten selektiven Filter, bei denen bei moduliertem Störer die Seitenbänder des Störers nicht unterdrückt werden können. Trotzdem kann damit in vielen Fällen die Störung unter die Sichtbarkeitsgrenze gedrückt werden.
The invention relates to a method for suppressing interference in a television receiving system, for example in a head-end station of a community antenna or cable television system, in which the received high-frequency television signal is demodulated.
When receiving TV stations that are far away, interference from co-channel stations can occur. In terms of frequency planning, an attempt is made to use frequency offset, e.g. B. by 1/3 or 2/3 of the line frequency (15, 625 kHz) to reduce the noise impression; however, this cannot be carried out for any number of transmitters, so that interference from transmitters with the same frequency as planned and thus with a particularly strong interference impression can also occur.
In the receiving system, it is first possible to reduce the interference level by carefully selecting the receiving point (e.g. using the shielding effect of mountains behind the receiving point) and by choosing the appropriate antenna (directional characteristic, zero points) as well as through interference compensation (for the interferer its own antenna is provided, and the interference signal is then combined with the network signal in a suitable phase and amplitude).
In practice, it has been shown that these measures are very often not sufficient because very large variations in signal propagation occur due to the influences of weather and the nature of the earth's surface that change over time.
An additional possibility of suppressing interference is to feed the signal after demodulation on the one hand to a main branch and on the other hand to at least one parallel branch which contains a video signal filter which allows a predetermined interference frequency to pass. The interference signal allowed through by the filter can then be subtracted from the video signal in the main branch. This possibility is based on the fact that the useful video signal is built up periodically in the spectral range (spectral lines at 15.625 kHz spacing according to the line frequency) and that it is possible to remove an interferer located between the spectral lines using a high-selection filter without significantly reducing the useful signal to affect. Such filters are known.
However, the scope of application is limited to those interferers that fall between the spectral lines of the useful signal (e.g. interferences from transmitters with a frequency offset). For transmitters without a frequency offset, the interferer is e.g. B. at a few 100 Hz (according to the frequency accuracy of the two transmitters involved) in an area of high spectral density near the Oth spectral line. The interference cannot be removed with video filters of the previous type, because the spectrum of the useful signal would be influenced to an inadmissible extent.
The invention has set itself the goal of providing a method with which, without undue influencing of the useful signal, interference can also be suppressed whose frequencies are close to a spectral line of the useful signal, for example interference from a transmitter whose carrier frequency deviates from the carrier frequency of the useful signal only by a few hundred Hertz or at most also by n 15625 + a few 100 Hz.
The solution to this problem is based on the knowledge that the interference signal is superimposed not only on the image content but also on the sync pulses in the course of the video signal over time. Since the level of the sync pulses and the porch is usually constant and of known magnitude, any change in the level of the pulses or the porch indicates the presence of an interferer. Since the line pulses usually have a repetition frequency of z = 15.625 kHz, it is possible to reconstruct an interference signal with a lower frequency (theoretically up to half the repetition frequency) by sampling during the pulse or the porch.
The reconstructed interference signal can then be fed back into the main signal path with a suitable phase and amplitude for compensation.
If the frequency of the interference is not in the range up to fzl2, but in the range from n - fz / 2 to n fz + f; / 2, i.e. not at the Oten but at a higher spectral line of the useful signal, then you can scan the Line pulses or black shoulders first form a correction signal with a frequency of up to fz / 2 and then reconstruct the original interference signal by mixing the correction signal initially obtained with the corresponding multiple of the line frequency, n fz.
The method according to the invention is characterized in that in the television receiving system an interference signal superimposed on the useful video signal is isolated and reconstructed by extracting parts of the line sync pulses or the black shoulders assigned to them from the video signal, forming a step signal therefrom and this through a low pass filter conducts, and that one subtracts the filtered step signal directly or after mixing with an auxiliary signal with line frequency or a multiple thereof from the video signal.
The television reception system according to the invention for carrying out this method is characterized in that the video signal is fed to a main branch for forwarding on the one hand and to a parallel branch on the other hand, which has a device controlled by the line sync pulses for sampling out parts of the line sync pulses or the black shoulders assigned to them and forming a level signal contains the sampled parts and a low-pass filter connected downstream of this device, and that a device for subtracting the output signal of the parallel branch from the video signal is arranged in the main branch.
If necessary, the parallel branch can additionally, connected downstream of the low-pass filter, contain a mixer for mixing the output signal of the low-pass filter with an auxiliary signal, the frequency of which is equal to or a multiple of the line frequency. Of course, the parallel branch can also expediently contain amplitude adjustment means (before or after the low pass) and phase adjustment means (after the low pass).
Exemplary embodiments of the method and the system according to the invention are explained in more detail below with reference to the drawing. 1 and 2 each show a block diagram of part of a television receiving system.
1, the demodulated video signal is fed from a line 1 to a main branch A, which contains a differential amplifier 2 and an output stage 3, in a television reception system which receives, demodulates, processes, re-modulates a television signal and outputs it to a cable distribution network. It is assumed that the video signal on line 1 contains, in addition to the desired or useful signal, an interference signal, for example from another television transmitter operating on the same channel, the frequency of the interference signal being a few hundred or at most a few thousand Hertz .
This interference signal is reconstructed in a parallel branch B, also connected to line 1, and, after setting the correct amplitude and phase position in an adjusting element 4, is subtracted from the video signal fed via line 1 by means of the differential amplifier 2, so that the video signal fed to output stage 3 is practically only contains the useful signal. For the reconstruction of the interfering signal, a short section of the back porch associated with each line sync pulse is sampled from the video signal on line 1 in a blanking circuit 5. Before the blanking circuit 5, the video signal passes through an amplifier and low-pass circuit 6, which removes the color burst signals (color sync signals), the frequency of which is 4.4 MHz, from the black shoulders.
The blanking circuit is controlled by a sync pulse separating, pulse shaping and delay circuit 7. It generates a step signal from the sampled parts of the black shoulders, from which a low-pass filter 8 forms the reconstructed interference signal, which is then fed to the setting element 4 via an amplifier 9.
By scanning in the circuit 5, interference signals with a frequency up to half the line frequency fJ2 = 7812.5 Hz can be detected, and accordingly the low-pass filter has an upper limit frequency that is at most equal to half the line frequency. The low-pass filter also prevents individual interference pulses from another interferer, which coincidentally coincide with the blanking interval of a rear porch, from excessively influencing the interference suppression described.
With the circuit described you can suppress a low-frequency interference with a frequency of a few hundred hertz or a few kilohertz in the video signal. A higher frequency disturbance, for example with a
Frequency of 2 / 3fz, originating from the carrier of an interfering transmitter operating with a frequency offset, can, if desired, also be suppressed in a known manner by means of a second parallel branch C in which such interference is filtered out of the video signal on line 1 by means of a selective filter 10. The filtered out interference signal is then, after amplitude and, if necessary, phase adjustment in an adjusting element 11, also subtracted in the differential amplifier 2 from the video signal.
Selective filters, however, cannot be used for interference frequencies that are close to a multiple of the line frequency, because otherwise the spectrum of the useful video signal would be changed in an impermissible manner. Such disturbances can be suppressed with the circuit according to FIG. This again contains the line 1, the differential amplifier 2 and the output stage 3 in the main branch A and the amplifier and low pass 6, the blanking circuit 5, the sync pulse separation, pulse shaping and delay stage 7, the low pass 8, the amplifier 9 and the amplitude and if necessary phase adjuster 4 in parallel branch B.
The blanking circuit 5 and the low-pass filter 8 generate a low-frequency correction signal with a frequency fk = f, - fz below half the line frequency even if an interference signal contained in the video signal on line 1 has a frequency s close to a multiple of the line frequency, n fz , Has. In order to reconstruct this original interference signal from the correction signal emitted by the low-pass filter 8, the latter is mixed in a mixer 12 with an auxiliary signal of the frequency n-fz. The output signal of the mixing stage 12, with the frequency fk + nf, = f ,, is then fed to the amplifier 9 via a bandpass filter 13.
Said auxiliary signal is generated by an oscillator 14 which is phase-locked in phase from the line sync pulses.
In order to know the value of n for which the oscillator 14 must be designed, one must of course first use a suitable method, e.g. B. by a spectrum recording, the frequency f, determine the interference signal.
In known interference suppression circuits in television receiving systems that work with selective filters, an interference signal is recognized by its frequency, as in parallel branch C in FIG. 1. In contrast, in parallel branch B of the circuits described, the interference signal is not differentiated according to its frequency, but rather from the useful signal in that it is superimposed not only on the image content but also on the line sync pulses and the shoulders over the course of the video signal.
The interference suppression method described offers two main advantages:
1. The reconstructed interference signal does not contain any image content, because it is obtained in time segments in which there is no image content in the video signal.
Therefore, the disturbance can be suppressed without any influence on the picture content.
2. The interference suppression is independent of the interferer's frequency (ie not selective), with the exception of the upper frequency limit of fz / 2 (advantage in the case of drift of the transmitter frequencies).
If the interferer is unmodulated, suppression as deep as desired is theoretically possible. This is not the case with a modulated interferer, e.g. B. TV channels. Here the reconstructed interference signal fluctuates depending on the degree of modulation of the interferer that is present during the scan. Therefore, only a suppression according to an average degree of modulation is possible.
In this respect, the circuits described behave similarly to the selective filters used up to now, in which the sidebands of the interferer cannot be suppressed when the interferer is modulated. Nevertheless, in many cases the disturbance can be pushed below the visibility limit.